JP2005045961A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時の循環電流を減少させることにより損失を低減でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる直流変換装置を提供する。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の両端に接続され、トランスＴの１次巻線Ｐと主スイッチＱ１とが直列に接続された第１直列回路と、トランスＴの１次巻線Ｐの両端に接続され、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とが直列に接続された第２直列回路と、トランスＴの１次巻線Ｐとは逆相に巻回された２次巻線Ｓに発生した電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ５，Ｃ５と、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２とを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路１０とを備え、制御回路１０は、軽負荷時に補助スイッチＱ２を主スイッチＱ１のオン時刻の直前の短時間オンさせる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高効率、低ノイズな直流変換装置に関するものである。

図１２に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す（特許文献１）。図１２に示す直流変換装置は、アクティブクランプ方式と呼ばれるもので、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線Ｐ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線Ｐの両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなる補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。

主スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とからなる並列回路が接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が接続されている。主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２は、制御回路１００のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線ＰとトランスＴの２次巻線Ｓとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ５とコンデンサＣ５とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１００は、負荷ＲＬの出力電圧に基づき、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定の電圧となるように制御する。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図１３及び図１４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１３では、重負荷時での動作波形を示し、図１４では、軽負荷時での動作波形を示し、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇを示し、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ２ｇを示している。

まず、時刻ｔ_３１において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れ、トランスＴの１次巻線Ｐにエネルギーが蓄えられる。電流Ｑ１ｉは、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに増大していく。

次に、時刻ｔ_３２において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴの１次巻線Ｐに誘起された励磁エネルギーと、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線Ｓと結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、コンデンサＣ１を充電させる。そして、コンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときダイオードＤ２がオンし、そのエネルギーはコンデンサＣ２に蓄えられる。

即ち、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３において、Ｐ→Ｄ２→Ｃ２→Ｐと電流が流れる。このダイオードＤ２に電流が流れている間において、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖがゼロとなった時刻後に補助スイッチＱ２をオンすることで補助スイッチＱ２をゼロ電圧スイッチングさせることができる。このとき、Ｓ→Ｄ５→Ｃ５→Ｓと電流が流れ、出力にエネルギーのほとんどが放出される。

そして、トランスＴの１次巻線Ｐに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ２に移動した後も（時刻ｔ_３３〜時刻ｔ_３４）、補助スイッチＱ２がオンしているので、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ→Ｃ２と電流Ｑ２ｉが流れ、コンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴの１次巻線Ｐに移動する。

次に、時刻ｔ_３４（時刻ｔ_３１も同じ）において、補助スイッチＱ２をオフすると、１次巻線Ｐに蓄えられていたエネルギーでＰ→Ｖｄｃ１→Ｃ１→Ｐで電流が流れて、コンデンサＣ１（主スイッチＱ１）が放電して電圧が低下していく。放電が終了した後に主スイッチＱ１がオンすることで、主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせることができる。

従って、コンデンサＣ２とコンデンサＣ５とはトランスＴの巻数比を介して同値であり、これは負荷が変動しても変化しない。コンデンサＣ２の電圧は、入力電圧と主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２とが交互にオン／オフするならばそのデューティにより決定され（トランスＴの正負の電圧の積分値はゼロ）、これも負荷電流に依存しない。このため、フライバック方式（トランスＴの１次巻線と２次巻線とが逆相となっている方式）では、図１３及び図１４に示すように、負荷電流（負荷の変動）に関係なく、オン／オフのデューティは一定である。
特開２０００−９２８２９号公報

また、図１４に示すように、負荷の変動に関係なく、オン／オフのデューティは一定であり、軽負荷時にかなり大きな循環電流が流れている。この循環電流は補助スイッチＱ２の時刻ｔ_３５〜時刻ｔ_３４までの時間ＴＭにおける電流や主スイッチＱ１の時刻ｔ_３１〜時刻ｔ_３２までの時間ＴＭにおける電流で、この電流のゼロクロス点（例えば時刻ｔ_３３）が時間ＴＭのほぼ中央に近くにあり、励磁エネルギーとフライバックエネルギーとがほぼ等しい。この循環電流による損失により、軽負荷時の効率低下を招く。

本発明は、軽負荷時の循環電流を減少させることにより損失を低減でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる直流変換装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線とは逆相に巻回された２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、軽負荷時に前記補助スイッチを前記主スイッチのオン時刻の直前の短時間オンさせることを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線とコンデンサと主スイッチとが直列に接続された直列回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線と前記コンデンサとの直列回路の両端に接続された補助スイッチと、前記トランスの１次巻線とは逆相に巻回された２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、軽負荷時に前記補助スイッチを前記主スイッチのオン時刻の直前の短時間オンさせることを特徴とする。

請求項３の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線とは逆相に巻回された２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、前記補助スイッチを前記主スイッチのオン時刻の直前の短時間オンさせることを特徴とする。

請求項４の発明では、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記主スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、前記制御回路は、前記電流検出手段で検出された電流がしきい値以下となったかどうかを判定する判定手段と、前記電流が前記しきい値以下になった場合に前記補助スイッチのオフ時間を遅延させることにより前記補助スイッチのオン時間を短時間にさせるオフ遅延制御手段とを備えることを特徴とする。

請求項５の発明では、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記制御回路は、軽負荷時に前記スイッチング周波数を低下させることを特徴とする。

請求項６の発明では、請求項５記載の直流変換装置において、前記制御回路は、さらに軽負荷時には、前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする。

請求項７の発明では、請求項４記載の直流変換装置において、前記制御回路は、前記平滑素子の出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が第１のしきい値に達したときに前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成して前記オフ遅延制御手段に出力するパルス幅制御手段とを備えることを特徴とする。

請求項８の発明では、請求項７記載の直流変換装置において、前記周波数制御手段は、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が前記第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値に達したときに前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする。

本発明によれば、軽負荷時の循環電流を減少させることにより損失を低減でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる直流変換装置を提供することができる。

以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。実施の形態に係る直流変換装置は、主スイッチがオフ時にトランスの１次側から２次側にエネルギーを供給するフライバック（リバース）制御方式において、補助スイッチ及びコンデンサからなるアクティブクランプ回路を設けると共に、軽負荷時に補助スイッチを主スイッチのオン時刻の直前の短時間オンさせることにより、軽負荷時の循環電流を減少させることにより損失を低減でき、軽負荷時の消費電力を低減することを特徴とする。

図１は第１の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、図１２に示す直流変換装置に対して、制御回路１０の構成が異なるとともに、主スイッチＱ１に直列に抵抗Ｒ１（本発明の電流検出手段に対応）が接続されている点が異なるので、異なる部分の構成のみを説明する。図１に示す構成において、図１２に示す構成と同一部分については、同一符号を付する。

なお、補助スイッチＱ２とコンデンサＣ２とからなる直列回路は、１次巻線Ｐの両端に接続する代わりに、主スイッチＱ１の両端に接続しても良い。ダイオードＤ１は、主スイッチＱ１の寄生ダイオードであっても良く、ダイオードＤ２は、補助スイッチＱ２の寄生ダイオードであっても良い。また、コンデンサＣ１は、主スイッチＱ１の寄生コンデンサであっても良い。

制御回路１０は、軽負荷時に補助スイッチＱ２を主スイッチＱ１のオン時刻の直前の短時間オンさせる。また、制御回路１０は、主スイッチＱ１の最小オン時間を規定することにより、軽負荷時の出力電圧の上昇を検出することにより、軽負荷時にスイッチング周波数を低下させる。

このため、制御回路１０は、比較回路１１、発振器１３、コンパレータ１５、ボトム検出回路１７、オンディレー回路１９、インバータ２０、オフディレー回路２１、ローサイドドライバ２３、ハイサイドドライバ２５、比較回路２７を備えている。図２は制御回路の具体的な回路構成図を示し、この具体的な回路構成については後述する。

比較回路１１（本発明の誤差電圧生成手段に対応）は、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。

発振器１３（本発明の周波数制御手段に対応）は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号（本発明の周波数制御信号に対応）を生成する。

コンパレータ１５（本発明のパルス幅制御手段に対応）は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。

ボトム検出回路１７は、補助スイッチＱ２がオフした後に主スイッチＱ１の最小電圧（以下、ボトム検出信号と称する。）を検出する。オンディレー回路１９は、ボトム検出回路１７からのボトム検出信号とコンパレータ１５からのパルス信号とに基づき主スイッチＱ１の最小電圧の時刻で主スイッチＱ１をオンさせるためのオンディレー信号を生成する。ローサイドドライバ２３は、オンディレー回路１９からのオンディレー信号を主スイッチＱ１のゲートに印加して主スイッチＱ１を駆動する。

インバータ２０は、コンパレータ１５からのパルス信号を反転してオフディレー回路２１に出力する。比較回路２７は、抵抗Ｒ１に流れる主スイッチＱ１の電流により生ずる抵抗Ｒ１の電圧を検出し、この検出電圧としきい電圧とを比較し、検出電圧がしきい電圧以下になった場合、即ち、軽負荷時と判定した場合には、補助スイッチＱ２のオフ時間を遅延させてオン時間を短時間とするための遅延信号をオフディレー回路２１に出力する。オフディレー回路２１は、インバータ２０で反転したパルス信号と比較回路２７からの遅延信号とに基づきオフディレー信号を生成してハイサイドドライバ２５に出力する。ハイサイドドライバ２５は、オフディレー回路２１からのオフディレー信号を補助スイッチＱ２のゲートに印加して補助スイッチＱ２を駆動する。

次に、このように構成された第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図６では、軽負荷時での動作波形を示し、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ１ｇ、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するゲート信号Ｑ２ｇを示している。

また、重負荷時の動作は、従来の直流変換装置の重負荷時の動作と同じであり、図１３のタイミングチャートと同じ動作をするので、重負荷時の動作の説明は省略する。ここでは、図６を参照して軽負荷時の動作を説明する。

まず、重負荷時では、図１３に示すように、補助スイッチＱ２のゲート信号Ｑ２ｇのオン／オフのデューティはこの例の場合は約５０％であるが、軽負荷時には、重負荷時に比較して主スイッチＱ１に流れる電流が小さくなる。このため、比較回路２７は、抵抗Ｒ１に流れる主スイッチＱ１の電流により生ずる抵抗Ｒ１の電圧を検出し、この検出電圧が基準電圧以下になった場合に軽負荷時と判定し、補助スイッチＱ２のオフ時間を遅延させてオン時間を短時間とするための遅延信号をオフディレー回路２１に出力する。

オフディレー回路２１は、インバータ２０で反転したパルス信号と比較回路２７からの遅延信号とに基づきオフディレー信号として図６に示すゲート信号Ｑ２ｇを生成する。即ち、図６に示すゲート信号Ｑ２ｇは、オン時間（例えば時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２）が短時間となる。そして、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２において、ゲート信号Ｑ２ｇがハイサイドドライバ２５を介して補助スイッチＱ２のゲートに印加されて補助スイッチＱ２がオンされる。

即ち、補助スイッチＱ２のオン時間が短時間となるので、Ｃ２→Ｑ２→Ｐ→Ｃ２の循環電流（無効電流）を減少させることができる。これにより、軽負荷時の効率を改善することができる。

しかし、補助スイッチＱ２のオン時間が短時間となるため、主スイッチＱ１の電圧は振動的になるが、図６に示すように、主スイッチＱ１の電圧の山の部分で補助スイッチＱ２をオンさせれば、スイッチング損失を低減できる。

次に、時刻ｔ_２において、補助スイッチＱ２をオフすると、１次巻線Ｐに蓄えられていたエネルギーでＰ→Ｖｄｃ１→Ｃ１→Ｐで電流が流れて、コンデンサＣ１（主スイッチＱ１）の電圧が低下していく。このとき、ボトム検出回路１７により主スイッチＱ１の最小電圧、即ちボトムが検出される。すると、オンディレー回路１９により、主スイッチＱ１の最小電圧の時刻で、主スイッチＱ１をオンさせるためのオンディレー信号であるゲート信号Ｑ１ｇが生成され、このゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１の電圧のボトムでオンすることで、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減できる（ボトム電圧スイッチング）。

主スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは、時刻ｔ_３まで時間の経過とともに直線的に増大していく。

次に、時刻ｔ_３において、ゲート信号Ｑ１ｇにより主スイッチＱ１がオフすると、トランスＴの１次巻線Ｐに誘起された励磁エネルギーと、リーケージインダクタＬｇの励磁エネルギーは、コンデンサＣ１を充電させる。そして、コンデンサＣ１の電圧とコンデンサＣ２の電圧とが等しくなったときに、ダイオードＤ２がオンし、そのエネルギーはコンデンサＣ２に蓄えられる。即ち、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４において、Ｐ→Ｄ２→Ｃ２→Ｐと電流が流れる。

次に、軽負荷時に、スイッチング周波数を低下させる動作について説明する。まず、制御回路１０が主スイッチＱ１のオン時間の最小時間を規定し、それ以上短くならないように制御すると、軽負荷時になった場合には、コンデンサＣ５の出力電圧が上昇傾向となる。このとき、比較回路１１は、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。また、比較回路１１は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値Ｖ_１以下になった場合に、軽負荷時であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３に出力する。

次に、発振器１３は、フィードバック信号ＦＢが第１のしきい値以下になった場合に、即ち、軽負荷である場合に、比較回路１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。例えば、図３に示すように、フィードバック信号ＦＢの電圧がＶ_１，Ｖ_２のように低下していくに従って、スイッチング周波数をｆ_１，ｆ_２のように低下させていく。このことは、図５に示すように、通常では、スイッチング周波数が例えば１００ＫＨｚであり、軽負荷時には負荷率に応じてスイッチング周波数を低下させることに相当する。

次に、コンパレータ１５は、発振器１３からの三角波信号と比較回路１１からのフィードバック信号ＦＢとを入力し、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。

図４に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ_１の場合には、電圧Ｖ_１に対応する周波数ｆ_１の三角波信号により、周波数ｆ_１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ_２の場合には、電圧Ｖ_２に対応する周波数ｆ_２の三角波信号により、周波数ｆ_２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。

また、発振器１３において、図７に示すように、スイッチング周波数の下限を可聴周波数よりわずかに高い周波数（例えば２０ＫＨｚ）に設定し、負荷率に応じてこの周波数まで低下した場合には、ＰＷＭ変調により制御し、さらに、周波数が低下した場合には、バーストモードに移行させる。バーストモードとは、図８に示すように、周波数が例えば５０〜１００Ｈｚで３パルスくらいのバーストが挿入されたものである。このように動作させることにより、可聴周波数でのトランスＴのウナリを防止できるとともに、さらなる軽負荷時でのスイッチング損失を低減できる。

（具体的な回路構成）
図２は第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。図２に示す比較回路１１は、誤差増幅器１１１と、コンパレータ１１３とからなる。誤差増幅器１１１は、コンデンサＣ５の電圧が−端子に入力され、基準電圧Ｖ_０が＋端子に入力され、コンデンサＣ５の電圧と基準電圧Ｖ_０との誤差からなる誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてコンパレータ１５に出力する。

コンパレータ１１３は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが−端子に入力され、基準電圧Ｖ_１が＋端子に入力され、出力端子と電源Ｖｃｃとの間に抵抗Ｒ４が接続され、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルを発振器１３を構成するＶＣＯ１３１に出力する。

ＶＣＯ１３１は、電圧値に応じた周波数を持つ信号を発生する電圧制御発振器であり、コンパレータ１１３からＨレベルを入力したとき、即ち、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号の電圧値に応じてスイッチング周波数を低下させた三角波信号を生成する。

コンパレータ１５は、誤差増幅器１１１からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、ＶＣＯ１３１からの三角波信号が−端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をオンディレー回路１９及びインバータ２０に出力する。

ボトム検出回路１７において、トランジスタＱ３のベースには、ダイオードＤ７のカソードと抵抗Ｒ５の一端と抵抗Ｒ７の一端とが接続され、トランジスタＱ３のエミッタはダイオードＤ７のアノードに接続されると共に接地されている。トランジスタＱ３のコレクタには抵抗Ｒ６の一端が接続され、抵抗Ｒ５の他端及び抵抗Ｒ６の他端は、電源Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ７の他端は、コンデンサＣ７を介して主スイッチＱ１のドレインに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、オンディレー回路１９のインバータ１９１に接続されている。

オンディレー回路１９において、コンパレータ１５の出力は、バッファ１９２を介してダイオードＤ８のカソードに接続され、ダイオードＤ８のアノードはコンデンサＣ８の一端及び抵抗Ｒ８の一端に接続される。コンデンサＣ８の他端は接地され、抵抗Ｒ８の他端は電源Ｖｃｃに接続されている。抵抗Ｒ８とコンデンサＣ８との接続点はローサイドドライバ２３を介して主スイッチＱ１のゲートに接続される。インバータ１９１の出力はダイオードＤ８のカソードに接続される。

オフディレー回路２１において、インバータ２０の出力はバッファ２１１を介してダイオードＤ９のカソードに接続され、ダイオードＤ９のアノードはコンデンサＣ９の一端及び抵抗Ｒ９の一端に接続されている。抵抗Ｒ９の他端は電源Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ９の他端は接地されている。コンデンサＣ９の両端には、スイッチＳ１とコンデンサＣ１０との直列回路が接続されている。バッファ２１２の出力はスイッチＳ１の制御端子に接続され、バッファ２１２の入力はコンパレータ２７１の出力に接続されている。抵抗Ｒ９とコンデンサＣ９との接続点はハイサイドドライバ２５を介して補助スイッチＱ２のゲートに接続される。

比較回路２７において、コンパレータ２７１は、抵抗Ｒ１からの検出信号が−端子に入力され、基準電圧Ｅ_ｒが＋端子に入力され、出力端子と電源Ｖｃｃとの間に抵抗Ｒ１０が接続され、フィードバック信号ＦＢが基準電圧Ｖ_１以下になった場合に軽負荷であると判定して、例えばＨレベルをバッファ２１２を介してスイッチＳ１に出力してスイッチＳ１をオンさせる。

このような具体的な回路によれば、誤差増幅器１１１、コンパレータ１１３、ＶＣＯ１３１、及びコンパレータ１５を設けたので、図４に示すように、フィードバック信号ＦＢの値がＶ_１の場合には、電圧Ｖ_１に対応する周波数ｆ_１の三角波信号により、周波数ｆ_１のパルス信号が生成され、フィードバック信号ＦＢの値が電圧Ｖ_２の場合には、電圧Ｖ_２に対応する周波数ｆ_２の三角波信号により、周波数ｆ_２のパルス信号が生成される。即ち、軽負荷時には、スイッチング周波数を低下するので、さらにスイッチング損失を低減することができる。

また、軽負荷時には、主スイッチＱ１から抵抗Ｒ１に流れる最大電流が小さくなるので、抵抗Ｒ１からコンパレータ２７１の−端子に入力される電圧は、基準電圧Ｅ_ｒよりも小さくなる。このため、コンパレータ２７１からはＨレベルの信号が出力される。このHレベルの信号は、バッファ２１２を介してスイッチＳ１に印加されるので、スイッチＳ１がオンしてコンデンサＣ９とコンデンサＣ１０とが並列に接続されることになる。このため、ＣとＲとの時定数が大きくなるので、コンデンサＣ９とコンデンサＣ１０とへの充電時間が長くなり、補助スイッチＱ２のオフ時間が長くなる。つまり、補助スイッチＱ２のオン時間が結果的に短時間となるので、循環電流を低減することができる。

なお、比較回路２７としては、抵抗Ｒ１に流れる電流の平均値としきい値を比較する回路であってもよい。

次に、図６に示す時刻ｔ_２において、電圧Ｑ１ｖが最小値（ボトム）となると、Ｖｄｃ１→Ｐ→Ｃ７→Ｒ７→Ｑ３又は、Ｖｃｃ→Ｒ５→Ｑ３と電流が流れて、トランジスタＱ３がオンする。このため、ボトム検出回路１７により電圧Ｑ１ｖの最小値（ボトム）が検出される。このとき、トランジスタＱ３のコレクタからＬレベルのボトム検出信号がインバータ１９１に出力され、このボトム検出信号は、インバータ１９１で反転されて、ＨレベルがダイオードＤ８のカソードに入力される。

このため、ダイオードＤ８がオフして、電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ８に電流が流れ、コンデンサＣ８の電圧が上昇する。従って、このコンデンサＣ８の電圧が、ローサイドドライバ２３に出力され主スイッチＱ１のゲートにゲート信号Ｑ１ｇが印加されるため、主スイッチＱ１がオンする。即ち、主スイッチＱ１のボトムでオンさせるので、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減することができる（ボトム電圧スイッチング）。

次に第２の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。第２の実施の形態の直流変換装置では、重負荷時にも、軽負荷時と同様に補助スイッチＱ２のオン時間を短時間としたことを特徴とする。

図９は第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図９に示す第２の実施の形態に係る直流変換装置は、図１に示す第１の実施の形態に係る直流変換装置に対して、抵抗Ｒ１，比較回路２７を削除し、オフディレー回路２１ａとしたもので、その他の構成は、図１に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。

オフディレー回路２１ａは、重負荷時、軽負荷時に関係なく、補助スイッチＱ２のオフ時間を遅延させてオン時間を短時間とするための信号を生成する。具体的には、図２に示すオフディレー回路２１において、コンデンサＣ９にコンデンサＣ１０が並列に接続されたものを用いることで、オフ時間を長くする。従って、補助スイッチＱ２のオン時間が結果的に短時間となるので、循環電流を低減することができる。

なお、軽負荷時のタイミングチャートは、図６に示すタイミングチャートと同じである。重負荷時のタイミングチャートを図１０に示す。図１０に示すように重負荷時にもゲート信号Ｑ２ｇのオン時間は、図６に示す軽負荷時のゲート信号Ｑ２ｇのオン時間と同じである。

このように第２の実施の形態に係る直流変換装置によれば、重負荷時にも、軽負荷時と同様に補助スイッチＱ２のオン時間を短時間としたので、図１に示すような比較回路２７が不要となり、制御回路１０ａを簡素化することができる。

次に第３の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。図１１は第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。

図１１において、直流電源Ｖｄｃ１の両端には、トランスＴの１次巻線ＰとコンデンサＣ２と主スイッチＱ１との直列回路が接続されている。トランスＴの１次巻線Ｐの両端には、コンデンサＣ２と補助スイッチＱ２との直列回路が接続されている。補助スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が接続されている。

なお、その他の構成は、図１に示す構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

このように第３の実施の形態に係る直流変換装置によれば、コンデンサＣ２の電圧が、トランスＴの巻数比を介してコンデンサＣ５の電圧と等しくなる。このため、第１の実施の形態に係る直流変換装置と同様に、負荷によりオン／オフのデューティは影響されない。従って、第１の実施の形態に係る直流変換装置の動作と同様に動作し、第１の実施の形態に係る直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。また、直流電源Ｖｄｃ１に並列に主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２との直列回路が接続されることから、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２に印加される最大電圧は、直流電源Ｖｄｃ１の電圧となり、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２の耐圧は小さくて済む。

本発明の直流変換装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

第１の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 第１の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた制御回路の具体的な回路構成図である。 フィードバック信号の電圧に応じて周波数を変化させる発振器の特性を示す図である。 軽負荷時に負荷率に応じて周波数を低下させたパルス信号のタイミングチャートである。 軽負荷時に負荷率に応じて周波数を変化させる特性を示す図である。 第１の実施の形態に係る直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。 負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる第２の例を示す図である。 負荷率に応じてスイッチング周波数を変化させる第２の例のバーストを示す図である。 第２の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 第２の実施の形態に係る直流変換装置の重負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。 第３の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 従来の直流変換装置を示す回路構成図である。 従来の直流変換装置の重負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。 従来の直流変換装置の軽負荷時での各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
１０，１０ａ，１００ 制御回路
Ｑ１ 主スイッチ
Ｑ２ 補助スイッチ
Ｑ３ トランジスタ
ＲＬ 負荷
Ｒ１，Ｒ４〜Ｒ１０ 抵抗
Ｃ１，Ｃ５，Ｃ７〜Ｃ１０ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ５，Ｄ７〜Ｄ９ ダイオード
Ｔ トランス
Ｐ １次巻線（ｎ１）
Ｓ ２次巻線（ｎ２）
１１，２７ 比較回路
１３ 発振器
１５ コンパレータ
１７ ボトム検出回路
１９ オンディレー回路
２０ インバータ
２１ オフディレー回路
２３ ローサイドドライバ
２５ ハイサイドドライバ

Claims (8)

1. 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの１次巻線とは逆相に巻回された２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
   前記制御回路は、軽負荷時に前記補助スイッチを前記主スイッチのオン時刻の直前の短時間オンさせることを特徴とする直流変換装置。
2. 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線とコンデンサと主スイッチとが直列に接続された直列回路と、
   前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線と前記コンデンサとの直列回路の両端に接続された補助スイッチと、
   前記トランスの１次巻線とは逆相に巻回された２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
   前記制御回路は、軽負荷時に前記補助スイッチを前記主スイッチのオン時刻の直前の短時間オンさせることを特徴とする直流変換装置。
3. 直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの１次巻線とは逆相に巻回された２次巻線に発生した電圧を整流素子及び平滑素子で整流平滑する整流平滑回路と、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを所定のスイッチング周波数を持つ信号により交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記補助スイッチを前記主スイッチのオン時刻の直前の短時間オンさせることを特徴とする直流変換装置。
4. 前記主スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記制御回路は、
   前記電流検出手段で検出された電流がしきい値以下となったかどうかを判定する判定手段と、
   前記電流が前記しきい値以下になった場合に前記補助スイッチのオフ時間を遅延させることにより前記補助スイッチのオン時間を短時間にさせるオフ遅延制御手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
5. 前記制御回路は、軽負荷時に前記スイッチング周波数を低下させることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の直流変換装置。
6. 前記制御回路は、さらに軽負荷時には、前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする請求項５記載の直流変換装置。
7. 前記制御回路は、
   前記平滑素子の出力電圧と基準電圧との誤差からなる誤差電圧信号を生成する誤差電圧生成手段と、
   この誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が第１のしきい値に達したときに前記誤差電圧信号の値に応じて前記スイッチング周波数を低下させる周波数制御信号を生成する周波数制御手段と、
   前記出力電圧に基づきパルス幅を制御し且つ前記周波数制御手段で生成された前記周波数制御信号に応じて前記スイッチング周波数を低下させたパルス信号を生成して前記オフ遅延制御手段に出力するパルス幅制御手段と、
   を備えることを特徴とする請求項４記載の直流変換装置。
8. 前記周波数制御手段は、前記誤差電圧生成手段で生成された前記誤差電圧信号の値が前記第１のしきい値よりも小さい第２のしきい値に達したときに前記スイッチング周波数がさらに低下したバーストモードに移行させることを特徴とする請求項７記載の直流変換装置。

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