JPH0567933A - レベルシフト回路 - Google Patents
レベルシフト回路Info
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- JPH0567933A JPH0567933A JP22745391A JP22745391A JPH0567933A JP H0567933 A JPH0567933 A JP H0567933A JP 22745391 A JP22745391 A JP 22745391A JP 22745391 A JP22745391 A JP 22745391A JP H0567933 A JPH0567933 A JP H0567933A
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- Japan
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- level shift
- current source
- shift circuit
- circuit
- high frequency
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
- H03K19/018507—Interface arrangements
- H03K19/018535—Interface arrangements of Schottky barrier type [MESFET]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
- H03K19/01721—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits by means of a pull-up or down element
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Abstract
(57)【要約】
【目的】消費電力増大をもたらすことなく、高周波特性
を改善したレベルシフト回路を提供することを目的とす
る。 【構成】入力ノードIN,/INと出力ノードOUT,
/OUTの間にソースフォロアMESFET−J1 ,J
3 を介して、レベルシフトダイオードD1 〜D3,D4
〜D6 が接続され、出力ノートOUT,/OUTは電流
源用MESFET−J2 ,J4 および電流源用抵抗RB
1,RB2を介してVssに接続されて、第1,第2のレベ
ルシフト回路部1,2が構成されている。電流源用ME
SFET−J2 ,J4 のゲートには抵抗RG1,RG2を介
して直流バイアスVBBが与えられると同時に、それぞれ
の入力信号とは逆相の信号がキャパシタCG1,CG2を介
して与えられて、電流源回路には高周波域で利得が生じ
るようになっている。
を改善したレベルシフト回路を提供することを目的とす
る。 【構成】入力ノードIN,/INと出力ノードOUT,
/OUTの間にソースフォロアMESFET−J1 ,J
3 を介して、レベルシフトダイオードD1 〜D3,D4
〜D6 が接続され、出力ノートOUT,/OUTは電流
源用MESFET−J2 ,J4 および電流源用抵抗RB
1,RB2を介してVssに接続されて、第1,第2のレベ
ルシフト回路部1,2が構成されている。電流源用ME
SFET−J2 ,J4 のゲートには抵抗RG1,RG2を介
して直流バイアスVBBが与えられると同時に、それぞれ
の入力信号とは逆相の信号がキャパシタCG1,CG2を介
して与えられて、電流源回路には高周波域で利得が生じ
るようになっている。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、半導体集積回路に用い
られるレベルシフト回路に関する。
られるレベルシフト回路に関する。
【0002】
【従来の技術】電子回路内部には一般に、様々なレベル
シフト回路が用いられている。古典的な交流増幅器で
は、各段間に直流遮断用キャパシタが設けられ、各段に
おいて改めて直流バイアスを与える方式が採用される。
しかし、直流増幅器や論理回路ではこの様にキャパシタ
で直流分をカットすることはできない。したがってダイ
オードの順方向電圧降下を利用したレベルシフト素子や
カスコード増幅器またはこれらの組み合わせ回路を用い
て、直流レベルシフトが行われる(例えば、ドナルド・
L・シリング,チャールス・ビラブ著、岡部豊比古,宇
佐美興一訳「トランジスタとICのための電子回路,ア
ナログ編」 pp.322-327 参照)。
シフト回路が用いられている。古典的な交流増幅器で
は、各段間に直流遮断用キャパシタが設けられ、各段に
おいて改めて直流バイアスを与える方式が採用される。
しかし、直流増幅器や論理回路ではこの様にキャパシタ
で直流分をカットすることはできない。したがってダイ
オードの順方向電圧降下を利用したレベルシフト素子や
カスコード増幅器またはこれらの組み合わせ回路を用い
て、直流レベルシフトが行われる(例えば、ドナルド・
L・シリング,チャールス・ビラブ著、岡部豊比古,宇
佐美興一訳「トランジスタとICのための電子回路,ア
ナログ編」 pp.322-327 参照)。
【0003】図8は、GaAsMESFETを用いたS
CFL論理集積回路に用いられる従来のレベルシフト回
路の例である。このレベルシフト回路は、ソースフォロ
ア用MESFET−J1 、レベルシフト素子としてのダ
イオードD1 〜D3 、電流源用MESFET−J2 およ
び電流源抵抗RB により構成されている。
CFL論理集積回路に用いられる従来のレベルシフト回
路の例である。このレベルシフト回路は、ソースフォロ
ア用MESFET−J1 、レベルシフト素子としてのダ
イオードD1 〜D3 、電流源用MESFET−J2 およ
び電流源抵抗RB により構成されている。
【0004】この従来のレベルシフト回路は、高周波特
性が十分でないという問題がある。すなわちこのレベル
シフト回路は、直流レベルをシフトするだけで交流利得
を持たない部分であるが、その周波数特性は図9のよう
になり、全体の回路の高周波性能に影響を与える程に高
周波信号を減衰させてしまう。
性が十分でないという問題がある。すなわちこのレベル
シフト回路は、直流レベルをシフトするだけで交流利得
を持たない部分であるが、その周波数特性は図9のよう
になり、全体の回路の高周波性能に影響を与える程に高
周波信号を減衰させてしまう。
【0005】この種のレベルシフト回路の高周波特性を
改善するには、構成するMESFET−J1 ,J2 の寸
法を大きくして、大きな電流を流せばよいことは知られ
ている。しかし、レベルシフト回路で大きな直流電流を
流せば、集積回路チップの消費電力はそれだけ大きなも
のとなる。これは集積回路の低消費電力化という要請に
逆行することになる。実際、これまでのSCFL論理集
積回路やECL論理集積回路では、チップの消費電力の
約半分がこのようなレベルシフト回路で消費される(例
えば、吉原,昆野,北浦,石田,清水「10GHz8ビ
ットMUX/DEMUX−入出力回路の設計評価」 19
91年電子情報通信学会全国大会予稿集,C-507 p5-98参
照)。
改善するには、構成するMESFET−J1 ,J2 の寸
法を大きくして、大きな電流を流せばよいことは知られ
ている。しかし、レベルシフト回路で大きな直流電流を
流せば、集積回路チップの消費電力はそれだけ大きなも
のとなる。これは集積回路の低消費電力化という要請に
逆行することになる。実際、これまでのSCFL論理集
積回路やECL論理集積回路では、チップの消費電力の
約半分がこのようなレベルシフト回路で消費される(例
えば、吉原,昆野,北浦,石田,清水「10GHz8ビ
ットMUX/DEMUX−入出力回路の設計評価」 19
91年電子情報通信学会全国大会予稿集,C-507 p5-98参
照)。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】以上のように従来のレ
ベルシフト回路を持つ集積回路では、高周波特性と低消
費電力特性とがトレードオフの関係にあり、その改善が
望まれている。
ベルシフト回路を持つ集積回路では、高周波特性と低消
費電力特性とがトレードオフの関係にあり、その改善が
望まれている。
【0007】本発明はこの様な事情を考慮してなされた
もので、消費電力を増大させることなく、高周波性能を
格段に改善したレベルシフト回路を提供することを目的
とする。
もので、消費電力を増大させることなく、高周波性能を
格段に改善したレベルシフト回路を提供することを目的
とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明に係るレベルシフ
ト回路は、第1のノードと第2のノードの間に接続され
て第1のノードに供給される信号の直流レベルをシフト
する一または二以上のレベルシフト素子と、第2のノー
ドに接続されて制御端子に直流バイアスが与えられた電
流源トランジスタと、一端が前記電流源トランジスタの
制御端子に接続され、他端に前記第1のノードに供給さ
れる信号と逆相の信号が供給されるキャパシタとを備え
たことを特徴としている。
ト回路は、第1のノードと第2のノードの間に接続され
て第1のノードに供給される信号の直流レベルをシフト
する一または二以上のレベルシフト素子と、第2のノー
ドに接続されて制御端子に直流バイアスが与えられた電
流源トランジスタと、一端が前記電流源トランジスタの
制御端子に接続され、他端に前記第1のノードに供給さ
れる信号と逆相の信号が供給されるキャパシタとを備え
たことを特徴としている。
【0009】
【作用】電流源トランジスタの制御端子に、このレベル
シフト回路に供給される入力信号と逆相の信号をキャパ
シタを介して与えると、電流源回路は高周波信号に対し
て利得を持った増幅器として機能する。キャパシタの値
を選べば、電流源回路が利得を持つのは必要な高周波域
でのみとすることができる。トランジスタの制御端子に
は直流バイアスが与えられていて、低周波域では従来と
同様にレベルシフト素子を介して利得のない状態で信号
伝達がなされる。したがって本発明によれば、ほとんど
消費電力の増大をもたらすことなく、効果的にレベルシ
フト回路の高周波特性が改善される。
シフト回路に供給される入力信号と逆相の信号をキャパ
シタを介して与えると、電流源回路は高周波信号に対し
て利得を持った増幅器として機能する。キャパシタの値
を選べば、電流源回路が利得を持つのは必要な高周波域
でのみとすることができる。トランジスタの制御端子に
は直流バイアスが与えられていて、低周波域では従来と
同様にレベルシフト素子を介して利得のない状態で信号
伝達がなされる。したがって本発明によれば、ほとんど
消費電力の増大をもたらすことなく、効果的にレベルシ
フト回路の高周波特性が改善される。
【0010】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明の実施例を
説明する。
説明する。
【0011】図1は、本発明の一実施例に係る差動信号
系のGaAs集積回路におけるレベルシフト回路であ
る。この実施例は差動信号系であるため、第1,第2の
レベルシフト回路部1,2を有する。第1のレベルシフ
ト回路部1では、前段からの信号が供給される入力ノー
ド(第1のノード)INに、ソースフォロア用MESF
ET−J1 のゲートが接続され、そのソースがレベルシ
フト素子としてのダイオードD1 〜D3 を介して出力ノ
ード(第2のノード)OUTに接続されている。MES
FET−J1 のドレインは“H”レベル側電源VDDに接
続される。出力ノードOUTと“L”レベル側電源Vss
との間には、電流源用MESFET−J2および電流源
用抵抗RB1が接続されている。MESFET−J2 のゲ
ート端子には、抵抗RG1を介して直流バイアスVBBが与
えられている。
系のGaAs集積回路におけるレベルシフト回路であ
る。この実施例は差動信号系であるため、第1,第2の
レベルシフト回路部1,2を有する。第1のレベルシフ
ト回路部1では、前段からの信号が供給される入力ノー
ド(第1のノード)INに、ソースフォロア用MESF
ET−J1 のゲートが接続され、そのソースがレベルシ
フト素子としてのダイオードD1 〜D3 を介して出力ノ
ード(第2のノード)OUTに接続されている。MES
FET−J1 のドレインは“H”レベル側電源VDDに接
続される。出力ノードOUTと“L”レベル側電源Vss
との間には、電流源用MESFET−J2および電流源
用抵抗RB1が接続されている。MESFET−J2 のゲ
ート端子には、抵抗RG1を介して直流バイアスVBBが与
えられている。
【0012】第2のレベルシフト回路部2も同様に、入
力ノード/IN,出力ノード/OUTの間に、ソースフ
ォロア用MESFET−J3 、レベルシフト用ダイオー
ドD4 〜D6 、電流源用MESFET−J4 および電流
源用抵抗RB2が設けられている。
力ノード/IN,出力ノード/OUTの間に、ソースフ
ォロア用MESFET−J3 、レベルシフト用ダイオー
ドD4 〜D6 、電流源用MESFET−J4 および電流
源用抵抗RB2が設けられている。
【0013】これら第1,第2のレベルシフト回路部
1,2の基本構成は従来のレベルシフト回路と変わらな
い。なおここで用いられるMESFET−J1 〜J4 は
すべてDタイプとする。この実施例においては、第2の
レベルシフト回路部2の入力ノード/INと第1のレベ
ルシフト回路部1の電流源用MESFET−J2 のゲー
トの間にキャパシタCG1が設けられている。同様に、第
1のレベルシフト回路部1の入力ノードINと第2のレ
ベルシフト回路部2の電流源用MESFET−J4 のゲ
ートの間にキャパシタCG2が設けられている。すなわ
ち、第1のレベルシフト回路部1では、その入力ノード
INに供給される信号と逆相の信号がキャパシタCG1を
介して電流源用MESFET−J2 のゲートに供給さ
れ、第2のレベルシフト回路部2では、やはりその入力
ノード/INに供給される信号と逆相の信号がキャパシ
タCG2を介して電流源用MESFET−J4 のゲートに
供給されるようになっている。
1,2の基本構成は従来のレベルシフト回路と変わらな
い。なおここで用いられるMESFET−J1 〜J4 は
すべてDタイプとする。この実施例においては、第2の
レベルシフト回路部2の入力ノード/INと第1のレベ
ルシフト回路部1の電流源用MESFET−J2 のゲー
トの間にキャパシタCG1が設けられている。同様に、第
1のレベルシフト回路部1の入力ノードINと第2のレ
ベルシフト回路部2の電流源用MESFET−J4 のゲ
ートの間にキャパシタCG2が設けられている。すなわ
ち、第1のレベルシフト回路部1では、その入力ノード
INに供給される信号と逆相の信号がキャパシタCG1を
介して電流源用MESFET−J2 のゲートに供給さ
れ、第2のレベルシフト回路部2では、やはりその入力
ノード/INに供給される信号と逆相の信号がキャパシ
タCG2を介して電流源用MESFET−J4 のゲートに
供給されるようになっている。
【0014】また二つの電流源用MESFET−J2 ,
J4 のソース間には、キャパシタCRBが設けられてい
る。このキャパシタCRBは、高周波域での電流源抵抗R
B1,RB2による負帰還の効果を抑制するためのものであ
る。すなわち高周波域でMESFET−J2 ,J4が電
圧利得を持つ結果、電流源抵抗RB1,RB2による負帰還
の効果が発生して、この負帰還が大きいと必要な利得が
得られないことになるからである。なおこの実施例で用
いるMESFETは全てDタイプとしているが、Eタイ
プでもよい。
J4 のソース間には、キャパシタCRBが設けられてい
る。このキャパシタCRBは、高周波域での電流源抵抗R
B1,RB2による負帰還の効果を抑制するためのものであ
る。すなわち高周波域でMESFET−J2 ,J4が電
圧利得を持つ結果、電流源抵抗RB1,RB2による負帰還
の効果が発生して、この負帰還が大きいと必要な利得が
得られないことになるからである。なおこの実施例で用
いるMESFETは全てDタイプとしているが、Eタイ
プでもよい。
【0015】この実施例のレベルシフト回路において、
例えば入力ノードINに“H”レベル信号が入った場
合、第1のレベルシフト回路部1の電流源用MESFE
T−J2 のゲートには、入力ノード/INの“L”レベ
ル信号がキャパシタCG1を介して与えられる。入力ノー
ドINの信号が“L”レベルであれば逆に、電流源用M
ESFET−J2 のゲートにはキャパシタを介して
“H”レベル信号が与えられる。つまり、電流源用ME
SFET−J2 は入力信号に応じてコンダクタンス制御
がなされ、この電流源回路部が高周波信号に対して利得
増幅機能を持つ。ただし低周波域では、キャパシタCG1
のインピーダンスが大きくなるため、以上の増幅機能は
低下する。第2のレベルシフト回路部2側の動作もまっ
たく同様である。以上のようにこの実施例のレベルシフ
ト回路では、電流源回路部が高周波域で利得を持つため
に、高周波特性が改善される。図2はこの実施例のレベ
ルシフト回路の周波数特性である。各素子パラメータは
次の通りである。 MESFET−J1 ,J3 …チャネル長0.5μm ,チ
ャネル幅28μm ,しきい値電圧−0.2V MESFET−J2 ,J4 …チャネル長0.5μm ,チ
ャネル幅28μm ,しきい値電圧−0.2V キャパシタCG1,CG2 …100 fF キャパシタCRG …500 fF 抵抗RG1,RG2 …2kΩ 抵抗RB1,RB2 …107Ω 電源VDD=0V,電源Vss=−5.2V
例えば入力ノードINに“H”レベル信号が入った場
合、第1のレベルシフト回路部1の電流源用MESFE
T−J2 のゲートには、入力ノード/INの“L”レベ
ル信号がキャパシタCG1を介して与えられる。入力ノー
ドINの信号が“L”レベルであれば逆に、電流源用M
ESFET−J2 のゲートにはキャパシタを介して
“H”レベル信号が与えられる。つまり、電流源用ME
SFET−J2 は入力信号に応じてコンダクタンス制御
がなされ、この電流源回路部が高周波信号に対して利得
増幅機能を持つ。ただし低周波域では、キャパシタCG1
のインピーダンスが大きくなるため、以上の増幅機能は
低下する。第2のレベルシフト回路部2側の動作もまっ
たく同様である。以上のようにこの実施例のレベルシフ
ト回路では、電流源回路部が高周波域で利得を持つため
に、高周波特性が改善される。図2はこの実施例のレベ
ルシフト回路の周波数特性である。各素子パラメータは
次の通りである。 MESFET−J1 ,J3 …チャネル長0.5μm ,チ
ャネル幅28μm ,しきい値電圧−0.2V MESFET−J2 ,J4 …チャネル長0.5μm ,チ
ャネル幅28μm ,しきい値電圧−0.2V キャパシタCG1,CG2 …100 fF キャパシタCRG …500 fF 抵抗RG1,RG2 …2kΩ 抵抗RB1,RB2 …107Ω 電源VDD=0V,電源Vss=−5.2V
【0016】この図2は、従来の図9と比較して、負荷
条件は同じで消費電力を約半分とした場合(すなわち図
9のデータに対してMESFETのチャネル幅が1/
2)のデータである。−3dBの周波数を見ると、図9
の従来例では7.5GHzであるのに対して、この実施
例では12.5GHzであり、約67%の改善になって
いる。
条件は同じで消費電力を約半分とした場合(すなわち図
9のデータに対してMESFETのチャネル幅が1/
2)のデータである。−3dBの周波数を見ると、図9
の従来例では7.5GHzであるのに対して、この実施
例では12.5GHzであり、約67%の改善になって
いる。
【0017】超高周波ではディジタル集積回路であって
も、入力端子部で伝送線路とのインピーダンス整合をと
ることが必要になる。特に、10GHz付近の周波数帯
域の集積回路では、整合終端抵抗がチップ上に形成され
ることが多い。また入力回路では、外部インターフェー
スレベルと内部論理レベルの差を埋めるレベルシフト回
路が必要になる。この様な用途に用いられる終端抵抗付
きレベルシフト回路として、図3に示すものがある。こ
れも差動回路構成であって、二つの入力ノードIN,/
INはそれぞれ終端抵抗RT1,RT2を介して電源VDDに
接続されている。またソースフォロアトランジスタはな
く、入力ノードIN,/INがそれぞれ直接レベルシフ
ト用ダイオードD1 ,D4 に接続されている。
も、入力端子部で伝送線路とのインピーダンス整合をと
ることが必要になる。特に、10GHz付近の周波数帯
域の集積回路では、整合終端抵抗がチップ上に形成され
ることが多い。また入力回路では、外部インターフェー
スレベルと内部論理レベルの差を埋めるレベルシフト回
路が必要になる。この様な用途に用いられる終端抵抗付
きレベルシフト回路として、図3に示すものがある。こ
れも差動回路構成であって、二つの入力ノードIN,/
INはそれぞれ終端抵抗RT1,RT2を介して電源VDDに
接続されている。またソースフォロアトランジスタはな
く、入力ノードIN,/INがそれぞれ直接レベルシフ
ト用ダイオードD1 ,D4 に接続されている。
【0018】図4は、この様な終端抵抗付きレベルシフ
ト回路に本発明を適用した実施例である。先の実施例と
同様に、第1,第2のレベルシフト回路部1,2の電流
源用MESFET−J2 ,J4 のゲートにはそれぞれ、
キャパシタCG1,CG2を介して位相反転した信号が供給
されるようになっている。この実施例でもMESFET
−J2 ,J4 はDタイプとしているが、Eタイプでも良
い。
ト回路に本発明を適用した実施例である。先の実施例と
同様に、第1,第2のレベルシフト回路部1,2の電流
源用MESFET−J2 ,J4 のゲートにはそれぞれ、
キャパシタCG1,CG2を介して位相反転した信号が供給
されるようになっている。この実施例でもMESFET
−J2 ,J4 はDタイプとしているが、Eタイプでも良
い。
【0019】図5は、図3の従来回路と図4の実施例の
回路について、負荷と消費電力を同じ条件として周波数
特性を比較した結果である。−3dBの周波数を見る
と、従来例の15.5GHzに対して本実施例では3
1.3GHzであり、2倍以上に伸びている。実施例の
場合、100MHz近辺から利得が持ち上がっている
が、これはこの段以降の回路の周波数特性を補償する方
向に働くので、問題ない。ディジタル信号回路で高周波
域での利得増大は、しばしば信号の立ち上がり,立ち下
がりでのリンギングとなって現れるが、この程度の利得
持ち上がりでは前後の回路の高周波特性との関係でリン
ギングはほとんど問題なく、むしろ信号の立ち上がり,
立ち下がり時間の短縮という好ましい結果をもたらす。
回路について、負荷と消費電力を同じ条件として周波数
特性を比較した結果である。−3dBの周波数を見る
と、従来例の15.5GHzに対して本実施例では3
1.3GHzであり、2倍以上に伸びている。実施例の
場合、100MHz近辺から利得が持ち上がっている
が、これはこの段以降の回路の周波数特性を補償する方
向に働くので、問題ない。ディジタル信号回路で高周波
域での利得増大は、しばしば信号の立ち上がり,立ち下
がりでのリンギングとなって現れるが、この程度の利得
持ち上がりでは前後の回路の高周波特性との関係でリン
ギングはほとんど問題なく、むしろ信号の立ち上がり,
立ち下がり時間の短縮という好ましい結果をもたらす。
【0020】図6は、図3の従来回路と図4の実施例の
回路について入力インピーダンスの周波数特性を示した
ものである。この実施例では図示のように高周波域で入
力インピーダンスが上昇している。これは、電流源用M
ESFET−J2 ,J4 のコンダクタンス制御の結果で
あり、回路の利得向上に有効である。
回路について入力インピーダンスの周波数特性を示した
ものである。この実施例では図示のように高周波域で入
力インピーダンスが上昇している。これは、電流源用M
ESFET−J2 ,J4 のコンダクタンス制御の結果で
あり、回路の利得向上に有効である。
【0021】図7は、本発明をシングルエンド型のレベ
ルシフト回路に適用した実施例である。シングルエンド
型の場合には図示のように、前段のDタイプ負荷MES
FET−J5 ,EタイプドライバMESFET−J6 か
らなるDCFLインバータ増幅段の入力ノードの入力信
号をキャパシタCG を介して、レベルシフト段の電流源
MESFET−J2 のゲートに供給すればよい。電流源
MESFET−J2 はDタイプであり、ソースフォロア
用MESFET−J1 はDタイプ,Eタイプいずれでも
良い。この実施例によっても、先の各実施例と同様に、
電流源用MESFET−J2が高周波域で利得を持ち、
レベルシフト回路の高周波特性が改善される。
ルシフト回路に適用した実施例である。シングルエンド
型の場合には図示のように、前段のDタイプ負荷MES
FET−J5 ,EタイプドライバMESFET−J6 か
らなるDCFLインバータ増幅段の入力ノードの入力信
号をキャパシタCG を介して、レベルシフト段の電流源
MESFET−J2 のゲートに供給すればよい。電流源
MESFET−J2 はDタイプであり、ソースフォロア
用MESFET−J1 はDタイプ,Eタイプいずれでも
良い。この実施例によっても、先の各実施例と同様に、
電流源用MESFET−J2が高周波域で利得を持ち、
レベルシフト回路の高周波特性が改善される。
【0022】本発明は上記実施例に限られない。例えば
実施例では、MESFETを用いた集積回路でりレベル
シフト回路を説明したが、MOS集積回路やバイポーラ
集積回路でのレベルシフト回路にも同様に本発明を適用
することができる。また、レベルシフト素子はダイオー
ドに限らず、ダイオード接続されたトランジスタや抵抗
であってもよい。レベルシフト素子に抵抗を用いた場
合、負荷容量との間で時定数回路が形成されて高周波特
性が低下するが、本発明を適用することにより、その高
周波特性の低下を補償することができる。またレベルシ
フト素子にインダクタを含ませてもよい。インダクタを
含ませれば高周波インピーダンスが高くなるため、高周
波利得を稼ぐことができる。
実施例では、MESFETを用いた集積回路でりレベル
シフト回路を説明したが、MOS集積回路やバイポーラ
集積回路でのレベルシフト回路にも同様に本発明を適用
することができる。また、レベルシフト素子はダイオー
ドに限らず、ダイオード接続されたトランジスタや抵抗
であってもよい。レベルシフト素子に抵抗を用いた場
合、負荷容量との間で時定数回路が形成されて高周波特
性が低下するが、本発明を適用することにより、その高
周波特性の低下を補償することができる。またレベルシ
フト素子にインダクタを含ませてもよい。インダクタを
含ませれば高周波インピーダンスが高くなるため、高周
波利得を稼ぐことができる。
【0023】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、レベ
ルシフト回路の電流源トランジスタにキャパシタを介し
て位相反転した信号を供給することによって、消費電力
を増大させることなくその高周波特性を改善することが
できる。
ルシフト回路の電流源トランジスタにキャパシタを介し
て位相反転した信号を供給することによって、消費電力
を増大させることなくその高周波特性を改善することが
できる。
【図1】本発明の一実施例に係る差動型レベルシフト回
路を示す図。
路を示す図。
【図2】同実施例の利得−周波数特性を示す図。
【図3】終端抵抗付き差動型レベルシフト回路を示す
図。
図。
【図4】図3の回路に本発明を適用した実施例を示す
図。
図。
【図5】同実施例の利得−周波数特性を示す図。
【図6】同実施例の入力インピーダンス−周波数特性を
示す図。
示す図。
【図7】シングルエンド型レベルシフト回路に本発明を
適用した実施例を示す図。
適用した実施例を示す図。
【図8】従来のレベルシフト回路を示す図。
【図9】同レベルシフト回路の利得−周波数特性を示す
図。
図。
IN,/IN…入力ノード、 OUT,/OUT…出力ノード、 J1 ,J2 …ソースフォロア用MESFET、 D1 〜D6 …レベルシフト用ダイオード、 J3 ,J4 …電流源用MESFET、 RB1,RB2…電流源用抵抗、 CG1,CG2…キャパシタ。
Claims (1)
- 【請求項1】第1のノードと第2のノードの間に接続さ
れて第1のノードに供給される信号の直流レベルをシフ
トする一または二以上のレベルシフト素子と、 前記第2のノードに接続されて制御端子に直流バイアス
が与えられた電流源トランジスタと、 一端が前記電流源トランジスタの制御端子に接続され、
他端に前記第1のノードに供給される信号と逆相の信号
が供給されるキャパシタと、 を備えたことを特徴とするレベルシフト回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22745391A JPH0567933A (ja) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | レベルシフト回路 |
US07/941,220 US5369313A (en) | 1991-09-06 | 1992-09-04 | High frequency gain differential signal circuit employing a level shift device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22745391A JPH0567933A (ja) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | レベルシフト回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0567933A true JPH0567933A (ja) | 1993-03-19 |
Family
ID=16861108
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22745391A Pending JPH0567933A (ja) | 1991-09-06 | 1991-09-06 | レベルシフト回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5369313A (ja) |
JP (1) | JPH0567933A (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2010130554A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | フォロワ回路 |
US8253444B2 (en) | 2009-03-23 | 2012-08-28 | Fujitsu Semiconductor Limited | Receiving circuit |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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GB2469638B (en) * | 2009-04-20 | 2014-10-29 | Advanced Risc Mach Ltd | Cascoded level shifter protection |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1991-09-06 JP JP22745391A patent/JPH0567933A/ja active Pending
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1992
- 1992-09-04 US US07/941,220 patent/US5369313A/en not_active Expired - Lifetime
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---|---|
US5369313A (en) | 1994-11-29 |
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