JPH05316735A - インバータの正弦波ｐｗｍ制御方法 - Google Patents
インバータの正弦波ｐｗｍ制御方法Info
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- JPH05316735A JPH05316735A JP4115039A JP11503992A JPH05316735A JP H05316735 A JPH05316735 A JP H05316735A JP 4115039 A JP4115039 A JP 4115039A JP 11503992 A JP11503992 A JP 11503992A JP H05316735 A JPH05316735 A JP H05316735A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】誘導電動機を負荷としＰＷＭ制御されるインバ
ータにおいて、その過変調状態での出力電圧の増大と波
形歪の低減とに関する最適運転を図る。 【構成】搬送波Ｖc と正弦波制御信号Ｖs との瞬時値が
等しくなる時間ｔnを演算し、該時間ｔn が時間（Ｔc
／２）−ｔd より大であるか否かの時間判定を行い大な
る状態をＹ，否の状態をＮとなし、前記インバータの出
力周波数ｆiがその所定値ｆic以下であり且つ前記時間
判定の結果がＮの状態であれば所要のＰＷＭ制御パルス
幅の１／２値をなす時間ｔo をｔn −ｔd とし，逆にＹ
の状態であれば前記時間ｔo を（Ｔc ／２）−ｔd とし
て何れも部分導通制御を行う。他方、前記周波数ｆi が
前記所定値ｆicより大であり且つ前記時間判定結果がＮ
の状態時には前記時間ｔo をｔn −ｔd となす部分導通
制御を行い、逆にＹ状態時には前記時間ｔo をＴc ／２
となす全導通制御を行う。
ータにおいて、その過変調状態での出力電圧の増大と波
形歪の低減とに関する最適運転を図る。 【構成】搬送波Ｖc と正弦波制御信号Ｖs との瞬時値が
等しくなる時間ｔnを演算し、該時間ｔn が時間（Ｔc
／２）−ｔd より大であるか否かの時間判定を行い大な
る状態をＹ，否の状態をＮとなし、前記インバータの出
力周波数ｆiがその所定値ｆic以下であり且つ前記時間
判定の結果がＮの状態であれば所要のＰＷＭ制御パルス
幅の１／２値をなす時間ｔo をｔn −ｔd とし，逆にＹ
の状態であれば前記時間ｔo を（Ｔc ／２）−ｔd とし
て何れも部分導通制御を行う。他方、前記周波数ｆi が
前記所定値ｆicより大であり且つ前記時間判定結果がＮ
の状態時には前記時間ｔo をｔn −ｔd となす部分導通
制御を行い、逆にＹ状態時には前記時間ｔo をＴc ／２
となす全導通制御を行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機を可変速駆動
するインバータの正弦波ＰＷＭ制御方法に関する。
するインバータの正弦波ＰＷＭ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】先ずインバータの正弦波ＰＷＭ制御を、
その制御動作が図３に示す制御動作図の如く行われる場
合を例として説明する。今、その振幅Ｅs がインバータ
出力電圧の比例値とされ且つその周波数がインバータ出
力周波数と等しくなされた正弦波制御信号をＶs とし、
またその波高値２Ｅc とその周期Ｔc とがそれぞれ一定
とされ且つその大きさが＋Ｅc と−Ｅc間にて繰り返し
変化する鋸歯状搬送波をＶc とし、該搬送波Ｖc の各周
期毎に該搬送波と前記制御信号Ｖs との大きさの瞬時値
比較を行い、該搬送波の第ｎ番目の周期において前記両
瞬時値が等しくなる時点の該周期開始時点からの経過時
間をｔn とし、更に前記インバータの主回路変換部ブリ
ッジ構成の上下両アームにおける各スイッチング素子間
の同時導通防止用デッドタイムをｔd とした場合、該各
アーム素子に対するＰＷＭ制御された基本導通指令信号
のパルス幅の１／２値をなす時間ｔo は下記の式（１）
により、また前記時間ｔn とその構成要因をなす変調比
λとはそれぞれ下記の式（２）と式（３）とにより決定
される。なお式（２）中のθn は前記搬送波Ｖc におけ
る第ｎ番目の周期における前記の制御信号Ｖs の平均位
相角である。
その制御動作が図３に示す制御動作図の如く行われる場
合を例として説明する。今、その振幅Ｅs がインバータ
出力電圧の比例値とされ且つその周波数がインバータ出
力周波数と等しくなされた正弦波制御信号をＶs とし、
またその波高値２Ｅc とその周期Ｔc とがそれぞれ一定
とされ且つその大きさが＋Ｅc と−Ｅc間にて繰り返し
変化する鋸歯状搬送波をＶc とし、該搬送波Ｖc の各周
期毎に該搬送波と前記制御信号Ｖs との大きさの瞬時値
比較を行い、該搬送波の第ｎ番目の周期において前記両
瞬時値が等しくなる時点の該周期開始時点からの経過時
間をｔn とし、更に前記インバータの主回路変換部ブリ
ッジ構成の上下両アームにおける各スイッチング素子間
の同時導通防止用デッドタイムをｔd とした場合、該各
アーム素子に対するＰＷＭ制御された基本導通指令信号
のパルス幅の１／２値をなす時間ｔo は下記の式（１）
により、また前記時間ｔn とその構成要因をなす変調比
λとはそれぞれ下記の式（２）と式（３）とにより決定
される。なお式（２）中のθn は前記搬送波Ｖc におけ
る第ｎ番目の周期における前記の制御信号Ｖs の平均位
相角である。
【０００３】 ｔo ＝ｔn −ｔd ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） ｔn ＝（Ｔc ／４) ( λ sinθn ＋１）‥‥‥（２） λ＝Ｅs ／Ｅc ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（３） 従って前記の基本導通指令信号は、前記搬送波Ｖc のｎ
＝１，２，‥‥の如く連続する各周期毎にその１／２時
点を中心とし各々その幅を２ｔo として得られたパルス
からなるパルス列を形成するものとなり、また前記の各
アーム素子それぞれに対する導通指令信号は前記基本導
通指令信号に対しそれぞれ所定の位相差を有して決定さ
れたものとなる。
＝１，２，‥‥の如く連続する各周期毎にその１／２時
点を中心とし各々その幅を２ｔo として得られたパルス
からなるパルス列を形成するものとなり、また前記の各
アーム素子それぞれに対する導通指令信号は前記基本導
通指令信号に対しそれぞれ所定の位相差を有して決定さ
れたものとなる。
【０００４】更に誘導電動機をその負荷とするインバー
タでは、該電動機に対する磁束一定制御を行うために、
該インバータの出力に関しその電圧対周波数比を一定と
なす制御が一般に行われており、従って前記変調比λも
またインバータ出力周波数の増大と共に所定の勾配にて
増大するものとなされている。ここで、従来のこの種の
正弦波ＰＷＭ制御方法としては、前記の如き変調比λが
１より大となる過変調状態において上記の式（２）によ
り規定される時間ｔnが（Ｔc ／２）−ｔd より大とな
った場合に、前記ブリッジ構成のアーム各素子を全て通
流率１の全導通状態となすもの、或いはＴc −２ｔd を
導通期間としその通流率を１−２ｔd ／Ｔc となす部分
導通制御を行うものが知られている。
タでは、該電動機に対する磁束一定制御を行うために、
該インバータの出力に関しその電圧対周波数比を一定と
なす制御が一般に行われており、従って前記変調比λも
またインバータ出力周波数の増大と共に所定の勾配にて
増大するものとなされている。ここで、従来のこの種の
正弦波ＰＷＭ制御方法としては、前記の如き変調比λが
１より大となる過変調状態において上記の式（２）によ
り規定される時間ｔnが（Ｔc ／２）−ｔd より大とな
った場合に、前記ブリッジ構成のアーム各素子を全て通
流率１の全導通状態となすもの、或いはＴc −２ｔd を
導通期間としその通流率を１−２ｔd ／Ｔc となす部分
導通制御を行うものが知られている。
【０００５】なお図４は前記の如きＰＷＭ制御時におけ
る諸信号の動作波形図の例示であり図４（イ）は過変調
状態にある前記の制御信号Ｖs と搬送波Ｖc との相対関
係を示し、また図４（ロ）と図４（ハ）とはそれぞれ前
記の部分導通制御時と全導通制御時とに対応する基本導
通指令信号Ｓswp とＳswf とを示す。また図５はインバ
ータ出力電圧の対変調比特性図であり、図示の如く変調
比λが大なる領域におけるインバータ出力電圧Ｖi は特
性線Ｌf で示した前記全導通制御時の方が特性線Ｌp で
示した前記部分導通制御時のものより大となる。
る諸信号の動作波形図の例示であり図４（イ）は過変調
状態にある前記の制御信号Ｖs と搬送波Ｖc との相対関
係を示し、また図４（ロ）と図４（ハ）とはそれぞれ前
記の部分導通制御時と全導通制御時とに対応する基本導
通指令信号Ｓswp とＳswf とを示す。また図５はインバ
ータ出力電圧の対変調比特性図であり、図示の如く変調
比λが大なる領域におけるインバータ出力電圧Ｖi は特
性線Ｌf で示した前記全導通制御時の方が特性線Ｌp で
示した前記部分導通制御時のものより大となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記の如
き従来の正弦波ＰＷＭ制御方法によれば、前記の正弦波
制御信号Ｖs の１周期中において前記時間ｔn が（Ｔc
／２）−ｔd 以上となる区間に対してその通流率を１と
なす全導通制御を行う場合、該区間において前記搬送波
Ｖc の１周期当たりの前記インバータ出力電圧Ｖi の変
動量が他の区間におけるそれよりも大となるため該出力
電圧Ｖi の正弦波波形からの波形歪も大となり、これに
伴い前記インバータの負荷となる誘導電動機の効率の低
下或いはその振動と騒音の増大等を招いていた。
き従来の正弦波ＰＷＭ制御方法によれば、前記の正弦波
制御信号Ｖs の１周期中において前記時間ｔn が（Ｔc
／２）−ｔd 以上となる区間に対してその通流率を１と
なす全導通制御を行う場合、該区間において前記搬送波
Ｖc の１周期当たりの前記インバータ出力電圧Ｖi の変
動量が他の区間におけるそれよりも大となるため該出力
電圧Ｖi の正弦波波形からの波形歪も大となり、これに
伴い前記インバータの負荷となる誘導電動機の効率の低
下或いはその振動と騒音の増大等を招いていた。
【０００７】また上記と同様の条件下でその通流率を１
−２ｔd ／Ｔc となす部分導通制御を行う場合、前記の
如きインバータ出力電圧の波形歪は相対的に小となり該
波形歪に伴う諸問題は軽減されるが、その運転特性上前
記誘導電動機に対する大なる供給電圧を要する場合に供
給電圧不足を来すことがあった。上記に鑑み本発明は、
前記の全導通制御と部分導通制御とを前記インバータの
出力周波数に従って切換え併用し該両制御の利点を生か
す正弦波ＰＷＭ制御方法の提供を目的とするものであ
る。
−２ｔd ／Ｔc となす部分導通制御を行う場合、前記の
如きインバータ出力電圧の波形歪は相対的に小となり該
波形歪に伴う諸問題は軽減されるが、その運転特性上前
記誘導電動機に対する大なる供給電圧を要する場合に供
給電圧不足を来すことがあった。上記に鑑み本発明は、
前記の全導通制御と部分導通制御とを前記インバータの
出力周波数に従って切換え併用し該両制御の利点を生か
す正弦波ＰＷＭ制御方法の提供を目的とするものであ
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御方法は、そ
の周波数がインバータ出力周波数と等しく且つその振幅
がインバータ出力電圧に比例した正弦波制御信号と波高
値一定の鋸歯状搬送波との大きさの瞬時値比較を行い、
該比較結果に従って前記搬送波の１周期毎にインバータ
主回路スイッチング素子の断続動作における通流率を指
定する正弦波ＰＷＭ制御方法において、前記搬送波の波
高値の１／２値に対する前記制御信号の振幅の比とされ
た変調比が１より大となる過変調時には、前記通流率を
１となす全導通制御と前記搬送波の周期より所定のデッ
ドタイムを減じた期間を導通期間として前記通流率を１
より小となす部分導通制御とを切換え併用するものと
し、また該制御状態の切換えをインバータ出力周波数の
所定値において行うものとなし該周波数所定値より大な
る領域においては前記の全導通制御を行いまた該周波数
所定値以下の領域においては前記の部分導通制御を行う
ものとし、更に該制御状態の切換え時に同時に前記変調
比をその新たな所定値に切換えるものとし、且つ該変調
比の新たな所定値を前記制御状態の切換えに伴うインバ
ータ出力電圧の変動を零となす如くインバータ出力周波
数に対応した値として予め決定するものとする。
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御方法は、そ
の周波数がインバータ出力周波数と等しく且つその振幅
がインバータ出力電圧に比例した正弦波制御信号と波高
値一定の鋸歯状搬送波との大きさの瞬時値比較を行い、
該比較結果に従って前記搬送波の１周期毎にインバータ
主回路スイッチング素子の断続動作における通流率を指
定する正弦波ＰＷＭ制御方法において、前記搬送波の波
高値の１／２値に対する前記制御信号の振幅の比とされ
た変調比が１より大となる過変調時には、前記通流率を
１となす全導通制御と前記搬送波の周期より所定のデッ
ドタイムを減じた期間を導通期間として前記通流率を１
より小となす部分導通制御とを切換え併用するものと
し、また該制御状態の切換えをインバータ出力周波数の
所定値において行うものとなし該周波数所定値より大な
る領域においては前記の全導通制御を行いまた該周波数
所定値以下の領域においては前記の部分導通制御を行う
ものとし、更に該制御状態の切換え時に同時に前記変調
比をその新たな所定値に切換えるものとし、且つ該変調
比の新たな所定値を前記制御状態の切換えに伴うインバ
ータ出力電圧の変動を零となす如くインバータ出力周波
数に対応した値として予め決定するものとする。
【０００９】
【作用】前記の如く、正弦波ＰＷＭ制御されるインバー
タの出力電圧はＰＷＭ演算においてその搬送波と瞬時値
比較される正弦波制御信号の振幅に応じて変更制御さ
れ、従って該制御信号と振幅一定の前記搬送波との振幅
比として与えられる変調比によってもまた変化する。更
に誘導電動機をその負荷とするインバータにおいてはそ
の出力電圧と出力周波数との比が通常の制御範囲におい
て一定値に制御されており、従って前記変調比はインバ
ータ出力周波数の増大と共に増大するものとなる。即
ち、誘導電動機をその負荷とするインバータにおいてそ
の出力電圧はその出力周波数と前記変調比とに関連して
制御されるものとなる。
タの出力電圧はＰＷＭ演算においてその搬送波と瞬時値
比較される正弦波制御信号の振幅に応じて変更制御さ
れ、従って該制御信号と振幅一定の前記搬送波との振幅
比として与えられる変調比によってもまた変化する。更
に誘導電動機をその負荷とするインバータにおいてはそ
の出力電圧と出力周波数との比が通常の制御範囲におい
て一定値に制御されており、従って前記変調比はインバ
ータ出力周波数の増大と共に増大するものとなる。即
ち、誘導電動機をその負荷とするインバータにおいてそ
の出力電圧はその出力周波数と前記変調比とに関連して
制御されるものとなる。
【００１０】従って、インバータ出力周波数の増大に伴
い前記変調比も増大して過変調状態に至った場合におけ
る前記の全導通制御と部分導通制御との制御状態の切換
えを前記インバータの所定の出力周波数において行うと
共に、同時に前記変調比をその新たな変調比に変更し、
且つ該新たな変調比を前記の制御状態の切換えに伴うイ
ンバータ出力電圧の変動を零となす如く前記インバータ
出力周波数に対応した値として予め決定しておくことに
より、前記インバータ出力電圧の変動を伴わずに前記両
制御状態間の相互切換えが可能となる。
い前記変調比も増大して過変調状態に至った場合におけ
る前記の全導通制御と部分導通制御との制御状態の切換
えを前記インバータの所定の出力周波数において行うと
共に、同時に前記変調比をその新たな変調比に変更し、
且つ該新たな変調比を前記の制御状態の切換えに伴うイ
ンバータ出力電圧の変動を零となす如く前記インバータ
出力周波数に対応した値として予め決定しておくことに
より、前記インバータ出力電圧の変動を伴わずに前記両
制御状態間の相互切換えが可能となる。
【００１１】上記に従い本発明は、誘導電動機を可変速
制御するインバータの正弦波ＰＷＭ制御において、前記
の如き変調比の同時切換えを伴いながら前記の全導通制
御と部分導通制御とのインバータ出力周波数に対応した
切換えを行うことにより、該切換えに伴うインバータ出
力電圧の変動を回避させながら前記両導通制御の併用を
可能となすものである。
制御するインバータの正弦波ＰＷＭ制御において、前記
の如き変調比の同時切換えを伴いながら前記の全導通制
御と部分導通制御とのインバータ出力周波数に対応した
切換えを行うことにより、該切換えに伴うインバータ出
力電圧の変動を回避させながら前記両導通制御の併用を
可能となすものである。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例を図１に示す制御フロー
チャートと、図２に示す変調比の対インバータ出力周波
数特性図とに従って説明する。先ず図１の制御フローチ
ャートにより前記正弦波ＰＷＭ制御を説明する。なお本
フローチャートに示す諸量は各々前記図３の制御動作図
中に示すものと同一のものである。
チャートと、図２に示す変調比の対インバータ出力周波
数特性図とに従って説明する。先ず図１の制御フローチ
ャートにより前記正弦波ＰＷＭ制御を説明する。なお本
フローチャートに示す諸量は各々前記図３の制御動作図
中に示すものと同一のものである。
【００１３】先ず、前記搬送波Ｖc の連続する各周期の
第ｎ番目の周期において（但しｎ＝１，２，‥‥）前記
時間ｔn を前記式（２）に従って演算し、また前記の如
き全導通制御と部分導通制御との制御状態の切換えを行
うインバータ出力周波数ｆiの所定値をｆicとしこれを
例えば８０ＨZ の如く決定する。次に、前記時間ｔn が
時間〔（Ｔc ／２）−ｔd 〕より大であるか否かの判定
を行い、大なる状態をＹ，以下である状態をＮとなす時
間判定を行う。
第ｎ番目の周期において（但しｎ＝１，２，‥‥）前記
時間ｔn を前記式（２）に従って演算し、また前記の如
き全導通制御と部分導通制御との制御状態の切換えを行
うインバータ出力周波数ｆiの所定値をｆicとしこれを
例えば８０ＨZ の如く決定する。次に、前記時間ｔn が
時間〔（Ｔc ／２）−ｔd 〕より大であるか否かの判定
を行い、大なる状態をＹ，以下である状態をＮとなす時
間判定を行う。
【００１４】上記の各準備の後に、以下の如き４通りの
選択を行う。即ちその第１の選択は、前記インバータ出
力周波数ｆi が例えば８０ＨZ となされたその切換え用
所定値ｆic以下であり且つ前記時間判定の結果がＮの状
態であれば、前記のＰＷＭ制御された基本導通指令信号
のパルス幅の１／２値をなす時間ｔo を前記式（１）に
従い前記のデッドタイムｔd を用いてｔn −ｔd となす
ものである。
選択を行う。即ちその第１の選択は、前記インバータ出
力周波数ｆi が例えば８０ＨZ となされたその切換え用
所定値ｆic以下であり且つ前記時間判定の結果がＮの状
態であれば、前記のＰＷＭ制御された基本導通指令信号
のパルス幅の１／２値をなす時間ｔo を前記式（１）に
従い前記のデッドタイムｔd を用いてｔn −ｔd となす
ものである。
【００１５】次にその第２の選択は、前記周波数ｆi が
前記所定値ｆic以下であり且つ前記時間判定の結果がＹ
の状態であれば、前記時間ｔo を（Ｔc ／２）−ｔd と
なすものである。またその第３の選択は、前記周波数ｆ
i が前記所定値ｆicより大であって且つ前記前記時間判
定の結果がＮの状態であれば、前記時間ｔo を前記ｔn
−ｔd となすものである。
前記所定値ｆic以下であり且つ前記時間判定の結果がＹ
の状態であれば、前記時間ｔo を（Ｔc ／２）−ｔd と
なすものである。またその第３の選択は、前記周波数ｆ
i が前記所定値ｆicより大であって且つ前記前記時間判
定の結果がＮの状態であれば、前記時間ｔo を前記ｔn
−ｔd となすものである。
【００１６】更にその第４の選択は、前記周波数ｆi が
前記所定値ｆicより大であって且つ前記前記時間判定の
結果がＹの状態であれば、前記時間ｔo をＴc ／２とな
すものである。即ち前記ＰＷＭ制御は、前記第４の選択
においてはその通流率が１となされる全導通制御とな
り、また前記第１〜第３の選択においてはその通流率が
１より小となされる部分導通制御となる。
前記所定値ｆicより大であって且つ前記前記時間判定の
結果がＹの状態であれば、前記時間ｔo をＴc ／２とな
すものである。即ち前記ＰＷＭ制御は、前記第４の選択
においてはその通流率が１となされる全導通制御とな
り、また前記第１〜第３の選択においてはその通流率が
１より小となされる部分導通制御となる。
【００１７】次に図２に示す変調比λの対インバータ出
力周波数ｆi 特性図は、インバータ運転における該出力
周波数ｆi の変動に対応する変調比λの追従制御模様を
示すものであり、前記周波数所定値ｆic（例えば８０Ｈ
Z ）においては前記の全導通制御と部分導通制御との制
御状態切換えと共に、該制御状態切換えに伴うインバー
タ出力電圧の変動を零となす如く、前記変調比λのλ1
とλ2 間の不連続切換えが行われる模様を示すものであ
る。
力周波数ｆi 特性図は、インバータ運転における該出力
周波数ｆi の変動に対応する変調比λの追従制御模様を
示すものであり、前記周波数所定値ｆic（例えば８０Ｈ
Z ）においては前記の全導通制御と部分導通制御との制
御状態切換えと共に、該制御状態切換えに伴うインバー
タ出力電圧の変動を零となす如く、前記変調比λのλ1
とλ2 間の不連続切換えが行われる模様を示すものであ
る。
【００１８】なお、図２に示す如きインバータ出力周波
数ｆi に対する変調比λの値は予めλ（変調比）テーブ
ルとして決定されるものであり、インバータの正弦波Ｐ
ＷＭ制御回路においてソフトウェアとして準備されてい
るものである。なおまた、前記λテーブルの作成におい
て前記周波数ｆi の変化はその分解能による制約を受け
て連続的なものとはならない。従って図２に示す特性は
実際は前記周波数分解能を最小変化単位とする階段状の
変化をなすものとなる。ここに前記分解能は例えば０.
２５ＨZ の如く選定される。
数ｆi に対する変調比λの値は予めλ（変調比）テーブ
ルとして決定されるものであり、インバータの正弦波Ｐ
ＷＭ制御回路においてソフトウェアとして準備されてい
るものである。なおまた、前記λテーブルの作成におい
て前記周波数ｆi の変化はその分解能による制約を受け
て連続的なものとはならない。従って図２に示す特性は
実際は前記周波数分解能を最小変化単位とする階段状の
変化をなすものとなる。ここに前記分解能は例えば０.
２５ＨZ の如く選定される。
【００１９】
【発明の効果】本発明によれば、その周波数がインバー
タ出力周波数と等しく且つその振幅がインバータ出力電
圧に比例した正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送
波との大きさの瞬時値比較を行い、該比較結果に従って
前記搬送波の１周期毎にインバータ主回路スイッチング
素子の断続動作における通流率を指定する正弦波ＰＷＭ
制御方法において、前記の搬送波と制御信号間の振幅比
とされる変調比が１より大となる過変調時には、前記イ
ンバータ出力周波数の所定設定値を境に該周波数設定値
より大なる領域においては前記通流率を１となす全導通
制御を行い、また前記周波数設定値以下の領域において
は前記通流率を１より所定値だけ小となす部分導通制御
を行う如く前記両制御状態の切換え併用を行うことによ
り、前記の過変調状態における周波数領域におけるイン
バータ負荷誘導電動機の出力トルクピーク値を例えばそ
の定格値の約１０％等可成り増大させることが可能とな
り、且つまた前記両制御状態の切換え時に前記変調比を
予め決定されているその新たな値へ同時に切換えること
により該制御状態の切換えに伴うインバータ出力電圧の
変動を零となした円滑な運転を図ることができる。
タ出力周波数と等しく且つその振幅がインバータ出力電
圧に比例した正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送
波との大きさの瞬時値比較を行い、該比較結果に従って
前記搬送波の１周期毎にインバータ主回路スイッチング
素子の断続動作における通流率を指定する正弦波ＰＷＭ
制御方法において、前記の搬送波と制御信号間の振幅比
とされる変調比が１より大となる過変調時には、前記イ
ンバータ出力周波数の所定設定値を境に該周波数設定値
より大なる領域においては前記通流率を１となす全導通
制御を行い、また前記周波数設定値以下の領域において
は前記通流率を１より所定値だけ小となす部分導通制御
を行う如く前記両制御状態の切換え併用を行うことによ
り、前記の過変調状態における周波数領域におけるイン
バータ負荷誘導電動機の出力トルクピーク値を例えばそ
の定格値の約１０％等可成り増大させることが可能とな
り、且つまた前記両制御状態の切換え時に前記変調比を
予め決定されているその新たな値へ同時に切換えること
により該制御状態の切換えに伴うインバータ出力電圧の
変動を零となした円滑な運転を図ることができる。
【図１】本発明の実施例を示す制御フローチャート
【図２】本発明の実施例を示す変調比の対インバータ出
力周波数特性図
力周波数特性図
【図３】インバータの正弦波ＰＷＭ制御の制御動作図
【図４】インバータの正弦波ＰＷＭ制御時の制御信号動
作波形図
作波形図
【図５】インバータ出力電圧の対変調比特性図
ｆi インバータ出力周波数 ｆic 導通制御状態切換え用のインバータ出力周波数の
設定値 Ｔc 搬送波周期 ｔd 各スイッチング素子間の同時導通防止用デッドタ
イム ｔn ＰＷＭ制御された原導通指令信号のパルス幅の１
／２値 ｔo ＰＷＭ制御された導通指令信号のパルス幅の１／
２値 Ｖi インバータ出力電圧 λ 変調比 θn 搬送波の第ｎ番目周期における正弦波制御信号の
平均位相角
設定値 Ｔc 搬送波周期 ｔd 各スイッチング素子間の同時導通防止用デッドタ
イム ｔn ＰＷＭ制御された原導通指令信号のパルス幅の１
／２値 ｔo ＰＷＭ制御された導通指令信号のパルス幅の１／
２値 Ｖi インバータ出力電圧 λ 変調比 θn 搬送波の第ｎ番目周期における正弦波制御信号の
平均位相角
Claims (4)
- 【請求項１】その周波数がインバータの出力周波数と等
しく且つその振幅が該インバータの出力電圧に比例した
正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との大きさ
の瞬時値比較を行い、該比較結果に従い前記搬送波の１
周期毎に前記インバータの主回路スイッチング素子の断
続動作における通流率を指定するインバータの正弦波Ｐ
ＷＭ制御方法において、前記搬送波の波高値の１／２値
に対する前記制御信号の振幅の比とされた変調比が１よ
り大となる過変調時には、前記通流率を１となす全導通
制御と前記搬送波の周期より所定のデッドタイムを減じ
た期間を導通期間として前記通流率を１より小となす部
分導通制御とを切換え併用することを特徴とするインバ
ータの正弦波ＰＷＭ制御方法。 - 【請求項２】請求項１記載のインバータの正弦波ＰＷＭ
制御方法において、前記の全導通制御と部分導通制御と
の制御状態の切換えをインバータ出力周波数の所定値に
おいて行うものとなし、該出力周波数の所定値より大な
る領域においては前記の全導通制御を行いまた該所定値
以下の領域においては前記の部分導通制御を行うことを
特徴とするインバータの正弦波ＰＷＭ制御方法。 - 【請求項３】請求項２記載のインバータの正弦波ＰＷＭ
制御方法において、前記の如き制御状態の切換え時に、
同時に前記変調比をその新たな所定値に切換えることを
特徴とするインバータの正弦波ＰＷＭ制御方法。 - 【請求項４】請求項３記載のインバータの正弦波ＰＷＭ
制御方法において、前記変調比の新たな所定値を、前記
制御状態の切換えに伴うインバータ出力電圧の変動を零
となす如くインバータ出力周波数に対応した値として予
め決定することを特徴とするインバータの正弦波ＰＷＭ
制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4115039A JPH05316735A (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4115039A JPH05316735A (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05316735A true JPH05316735A (ja) | 1993-11-26 |
Family
ID=14652686
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4115039A Pending JPH05316735A (ja) | 1992-05-08 | 1992-05-08 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05316735A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010104151A (ja) * | 2008-10-23 | 2010-05-06 | Toyota Motor Corp | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| JP2016052250A (ja) * | 2015-11-19 | 2016-04-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および車両駆動システム |
| US10148166B2 (en) | 2014-08-28 | 2018-12-04 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter and vehicle driving system |
| CN110405250A (zh) * | 2018-04-28 | 2019-11-05 | 南京德朔实业有限公司 | 圆锯 |
-
1992
- 1992-05-08 JP JP4115039A patent/JPH05316735A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010104151A (ja) * | 2008-10-23 | 2010-05-06 | Toyota Motor Corp | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| JP4506889B2 (ja) * | 2008-10-23 | 2010-07-21 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| US8502493B2 (en) | 2008-10-23 | 2013-08-06 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device and control method for alternating-current motor |
| US10148166B2 (en) | 2014-08-28 | 2018-12-04 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter and vehicle driving system |
| JP2016052250A (ja) * | 2015-11-19 | 2016-04-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および車両駆動システム |
| CN110405250A (zh) * | 2018-04-28 | 2019-11-05 | 南京德朔实业有限公司 | 圆锯 |
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