JP3397180B2 - インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 - Google Patents
インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータにおけるＰＷ
Ｍ制御信号の発生方法に関する。
Ｍ制御信号の発生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の正弦波ＰＷＭ制御信号発
生方法としてはその基本動作を図５と図６との動作波形
図に示す如きものが知られている。
生方法としてはその基本動作を図５と図６との動作波形
図に示す如きものが知られている。
【０００３】図５は前記の正弦波制御信号と比較すべき
搬送波として波高値が一定であり且つその幅がその周期
と等しくなされた鋸歯状波を用いる場合を示すものであ
り、図中Ｖc1で示す該鋸歯状搬送波はその周期をＴとし
て波高値一定の信号列をなしている。またＶｓは前記正
弦波制御信号であり、図示のものは該制御信号の時刻
（ｎ−1）Ｔから（ｎ＋2）Ｔ間とその近辺の状態の略示
である。更に信号PWM・Sは前記の制御信号Ｖｓが搬送波
Ｖc1より大となる期間をその時間幅とし該搬送波Ｖc1の
各周期毎に形成されてパルス列をなすインバータ正弦波
ＰＷＭ制御信号である。
搬送波として波高値が一定であり且つその幅がその周期
と等しくなされた鋸歯状波を用いる場合を示すものであ
り、図中Ｖc1で示す該鋸歯状搬送波はその周期をＴとし
て波高値一定の信号列をなしている。またＶｓは前記正
弦波制御信号であり、図示のものは該制御信号の時刻
（ｎ−1）Ｔから（ｎ＋2）Ｔ間とその近辺の状態の略示
である。更に信号PWM・Sは前記の制御信号Ｖｓが搬送波
Ｖc1より大となる期間をその時間幅とし該搬送波Ｖc1の
各周期毎に形成されてパルス列をなすインバータ正弦波
ＰＷＭ制御信号である。
【０００４】次に図６は前記の正弦波制御信号Vsと比較
すべき搬送波として波高値が一定であり且つその幅がそ
の周期Ｔと等しくなされた三角波Ｖc2を用いる場合を示
すものであり、インバータ正弦波ＰＷＭ制御信号PWM・S
も図５に示す場合と同様にして得られる。
すべき搬送波として波高値が一定であり且つその幅がそ
の周期Ｔと等しくなされた三角波Ｖc2を用いる場合を示
すものであり、インバータ正弦波ＰＷＭ制御信号PWM・S
も図５に示す場合と同様にして得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記の如
き従来の正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法においては、例
えば図５に示す如き鋸歯状搬送波Ｖc1を用いる場合に
は、前記の如くして得られた正弦波ＰＷＭ制御信号PWM
・Sの各パルスの中心時点従ってその中心位相点は前記
搬送波Ｖc1における対応する各周期の中心時点従ってそ
の中心位相点と合致せずその左側に偏在することにな
る。
き従来の正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法においては、例
えば図５に示す如き鋸歯状搬送波Ｖc1を用いる場合に
は、前記の如くして得られた正弦波ＰＷＭ制御信号PWM
・Sの各パルスの中心時点従ってその中心位相点は前記
搬送波Ｖc1における対応する各周期の中心時点従ってそ
の中心位相点と合致せずその左側に偏在することにな
る。
【０００６】今、前記の如き信号PWM・Sを１２０度毎の
位相差を有する３組の制御信号に編成し、該各制御信号
にて三相インバータを制御して得た三相交流電圧により
三相誘導電動機を駆動すれば、該電動機の振動と騒音と
の増大，効率の低下等を招くことになり、この対策とし
て前記信号PWM・Sの各パルス幅中心と前記搬送波Ｖc1の
各周期中心とを合致させる補正操作を行えば、検出され
た前記信号PWM・Sの各パルスの時間幅（または位相幅）
の１／２値の演算と前記搬送波Ｖc1の各周期の中心時刻
（または中心位相点）の演算、更には該演算時刻（また
は位相点）の前後における前記パルス時間幅（または位
相幅）の１／２値の振分け等所要演算の増加を招く。
位相差を有する３組の制御信号に編成し、該各制御信号
にて三相インバータを制御して得た三相交流電圧により
三相誘導電動機を駆動すれば、該電動機の振動と騒音と
の増大，効率の低下等を招くことになり、この対策とし
て前記信号PWM・Sの各パルス幅中心と前記搬送波Ｖc1の
各周期中心とを合致させる補正操作を行えば、検出され
た前記信号PWM・Sの各パルスの時間幅（または位相幅）
の１／２値の演算と前記搬送波Ｖc1の各周期の中心時刻
（または中心位相点）の演算、更には該演算時刻（また
は位相点）の前後における前記パルス時間幅（または位
相幅）の１／２値の振分け等所要演算の増加を招く。
【０００７】また図６に示す如き三角波Ｖc2を搬送波と
して用いる場合には、前記信号 PWM・Sを求めるために
前記両信号VsとＶc2との交点を２個所において求める必
要があり、図５に示す場合と同様に所要演算の増加を招
く。
して用いる場合には、前記信号 PWM・Sを求めるために
前記両信号VsとＶc2との交点を２個所において求める必
要があり、図５に示す場合と同様に所要演算の増加を招
く。
【０００８】従って図５と図６とに例示する従来方法は
何れの場合においてもソフト上の演算処理時間の増大と
ソフト及びハード両面における価格上昇とを来たしてい
た。
何れの場合においてもソフト上の演算処理時間の増大と
ソフト及びハード両面における価格上昇とを来たしてい
た。
【０００９】上記に鑑み本発明は、前記の如きソフト及
びハード両面における問題を伴うことなく前記誘導電動
機運転時の諸問題を解決するインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法の提供を目的とするものである。
びハード両面における問題を伴うことなく前記誘導電動
機運転時の諸問題を解決するインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法の提供を目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方
法は、周波数がインバータの出力周波数と等しく且つ振
幅が該インバータの出力電圧に比例した値を有する正弦
波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との比較を行
い、この比較結果に従って前記搬送波の一周期毎に前記
インバータの主回路を構成するスイッチング素子に対す
るオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定するインバー
タの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法において、前記鋸
歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２とし、前記正
弦波制御信号と該搬送波との比較により得たパルス幅を
前記搬送波各周期の中心時点の前後に振分け合成し、前
記パルス幅の２倍の幅を有するパルス信号を以ってＰＷ
Ｍ制御信号とするものとし、更に、インバータ主回路ブ
リッジ構成の各相上下両アームのスイッチング素子の同
時導通による直流主電源短絡を防止するために設けられ
る該両スイッチング素子のしゃ断−導通の共役動作間時
間差を前記パルス幅より減じるものとする。
に、本発明のインバータの正弦波ＰＷＭ制御信号発生方
法は、周波数がインバータの出力周波数と等しく且つ振
幅が該インバータの出力電圧に比例した値を有する正弦
波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との比較を行
い、この比較結果に従って前記搬送波の一周期毎に前記
インバータの主回路を構成するスイッチング素子に対す
るオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定するインバー
タの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法において、前記鋸
歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２とし、前記正
弦波制御信号と該搬送波との比較により得たパルス幅を
前記搬送波各周期の中心時点の前後に振分け合成し、前
記パルス幅の２倍の幅を有するパルス信号を以ってＰＷ
Ｍ制御信号とするものとし、更に、インバータ主回路ブ
リッジ構成の各相上下両アームのスイッチング素子の同
時導通による直流主電源短絡を防止するために設けられ
る該両スイッチング素子のしゃ断−導通の共役動作間時
間差を前記パルス幅より減じるものとする。
【００１１】
【作用】正弦波制御信号と鋸歯状搬送波信号との両信号
間の瞬時値比較によりインバータ主回路スイッチング素
子に対する正弦波ＰＷＭ制御信号を得る場合、前記搬送
波の波形幅をその周期の１／２となすことにより該搬送
波各周期の中心時刻は自動的に決定され、更に前記両信
号間の瞬時値比較に関しサインテーブル等を用いた論理
演算或いは該両信号のアナログ電圧比較を行い、該比較
の結果得られた時間幅をその幅とするパルス波形を対応
する前記搬送波各周期の中心時刻の前後に振分け合成す
ることにより、前記瞬時値比較により得られた時間幅の
２倍値をそのパルス幅としその中心が前記搬送波各周期
の中心時刻に合致した所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得
ることができる。なお前記両信号の瞬時値を規定する時
刻ｔは前記正弦波制御信号を基準としてその角速度をω
とすればその位相角θとθ＝ωt の関係にあり、該関係
に従って前記中心時刻と時間幅とはそれぞれ中心位相点
（または中心位相角）と位相幅とに等価換算することが
できる。
間の瞬時値比較によりインバータ主回路スイッチング素
子に対する正弦波ＰＷＭ制御信号を得る場合、前記搬送
波の波形幅をその周期の１／２となすことにより該搬送
波各周期の中心時刻は自動的に決定され、更に前記両信
号間の瞬時値比較に関しサインテーブル等を用いた論理
演算或いは該両信号のアナログ電圧比較を行い、該比較
の結果得られた時間幅をその幅とするパルス波形を対応
する前記搬送波各周期の中心時刻の前後に振分け合成す
ることにより、前記瞬時値比較により得られた時間幅の
２倍値をそのパルス幅としその中心が前記搬送波各周期
の中心時刻に合致した所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得
ることができる。なお前記両信号の瞬時値を規定する時
刻ｔは前記正弦波制御信号を基準としてその角速度をω
とすればその位相角θとθ＝ωt の関係にあり、該関係
に従って前記中心時刻と時間幅とはそれぞれ中心位相点
（または中心位相角）と位相幅とに等価換算することが
できる。
【００１２】本発明はＣＰＵによる前記の如き論理演算
に従って前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得るもので
あり、その周期をＴとしその時間幅をＴ／２とする鋸歯
状搬送波信号の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋1）Ｔ間の第ｎ番
目波形に対応する前記正弦波ＰＷＭ制御信号を得るにあ
たり、前記時刻ｎＴを起点とし前記鋸歯状搬送波信号が
前記正弦波制御信号より大となる時点までの経過時間ｔ
ｎと、該時間ｔｎより前記の如きインバータ・ブリッジ
上下両アームのスイッチング素子同時導通防止用の動作
時間差ΔＴを減じて得られ前記所要の正弦波ＰＷＭ制御
信号のパルス幅の１／２をなす時間幅ｔonと、時刻ｎＴ
＋Ｔ／２を中心時刻としその前後に前記の時間ｔonを振
分けて得られた時刻ｔunとｔdnとを下記の式（１）に従
って求め、且つ該各演算を時刻（ｎ−３／２）ＴよりＴ
／２期間毎にｔn−ｔon−ｔun−ｔdnの順に繰返し行
い、前記時刻ｔunとｔdn間の論理出力レベルをＨとなし
て所要の正弦波ＰＷＭ制御信号となすものである。
に従って前記所要の正弦波ＰＷＭ制御信号を得るもので
あり、その周期をＴとしその時間幅をＴ／２とする鋸歯
状搬送波信号の時刻ｎＴと時刻（ｎ＋1）Ｔ間の第ｎ番
目波形に対応する前記正弦波ＰＷＭ制御信号を得るにあ
たり、前記時刻ｎＴを起点とし前記鋸歯状搬送波信号が
前記正弦波制御信号より大となる時点までの経過時間ｔ
ｎと、該時間ｔｎより前記の如きインバータ・ブリッジ
上下両アームのスイッチング素子同時導通防止用の動作
時間差ΔＴを減じて得られ前記所要の正弦波ＰＷＭ制御
信号のパルス幅の１／２をなす時間幅ｔonと、時刻ｎＴ
＋Ｔ／２を中心時刻としその前後に前記の時間ｔonを振
分けて得られた時刻ｔunとｔdnとを下記の式（１）に従
って求め、且つ該各演算を時刻（ｎ−３／２）ＴよりＴ
／２期間毎にｔn−ｔon−ｔun−ｔdnの順に繰返し行
い、前記時刻ｔunとｔdn間の論理出力レベルをＨとなし
て所要の正弦波ＰＷＭ制御信号となすものである。
【００１３】
【数１】
但し、λ＝Ｅｓ／Ｅｃ、Ｅｓは前記正弦波制御信号の振
幅、Ｅｃは前記鋸歯状搬送波の波高値の１／２値、θna
は前記正弦波制御信号の時刻ｎＴ〜（ｎ＋1）Ｔ間の平
均位相角である。
幅、Ｅｃは前記鋸歯状搬送波の波高値の１／２値、θna
は前記正弦波制御信号の時刻ｎＴ〜（ｎ＋1）Ｔ間の平
均位相角である。
【００１４】
【実施例】以下本発明の実施例を図面により説明する。
【００１５】先ず図１は本発明に従って得られた正弦波
ＰＷＭ制御信号PWM・Sと正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬
送波信号Ｖｃとの相対関係を示す動作波形図である。図
１において前記信号Ｖｃはその周期をＴとしその時間幅
をＴ／２とする鋸歯状波のパルス列をなすものであり、
図示信号Ｖｓは前記信号Ｖｃの第（ｎ−１）番目パルス
から第（ｎ＋１）番目パルスに至る期間（ｎ−1）Ｔ〜
（ｎ＋1）Ｔ間近辺における正弦波制御信号の部分表示
である。また前記信号Ｖｃの第ｎ番目のパルスに対応す
る期間ｎＴ〜（ｎ＋1）Ｔを例とし、時間ｔnは時刻ｎＴ
を起点とし前記の信号ＶｃがＶｓより大となる時点まで
の経過時間を示し、時間ｔonは前記時間ｔnからインバ
ータ主回路ブリッジ上下アームスイッチング素子の同時
導通防止用動作時間差ΔＴを減じたものであり、前記信
号PWM・Sは前記期間ｎＴ〜（ｎ＋1）Ｔの中心時刻ｎＴ
＋Ｔ／２の前後に前記時間ｔonを振分けその幅が２・ｔ
onのパルスとなし且つ斯様な操作を各時刻・・（ｎ−1)
Ｔ−ｎＴ−（ｎ＋1）Ｔ・・において行って各パルス幅
が・・２・ｔo(n-1)−２・ｔon−２・ｔo(n+1)・・であ
るパルス列となしたものである。
ＰＷＭ制御信号PWM・Sと正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬
送波信号Ｖｃとの相対関係を示す動作波形図である。図
１において前記信号Ｖｃはその周期をＴとしその時間幅
をＴ／２とする鋸歯状波のパルス列をなすものであり、
図示信号Ｖｓは前記信号Ｖｃの第（ｎ−１）番目パルス
から第（ｎ＋１）番目パルスに至る期間（ｎ−1）Ｔ〜
（ｎ＋1）Ｔ間近辺における正弦波制御信号の部分表示
である。また前記信号Ｖｃの第ｎ番目のパルスに対応す
る期間ｎＴ〜（ｎ＋1）Ｔを例とし、時間ｔnは時刻ｎＴ
を起点とし前記の信号ＶｃがＶｓより大となる時点まで
の経過時間を示し、時間ｔonは前記時間ｔnからインバ
ータ主回路ブリッジ上下アームスイッチング素子の同時
導通防止用動作時間差ΔＴを減じたものであり、前記信
号PWM・Sは前記期間ｎＴ〜（ｎ＋1）Ｔの中心時刻ｎＴ
＋Ｔ／２の前後に前記時間ｔonを振分けその幅が２・ｔ
onのパルスとなし且つ斯様な操作を各時刻・・（ｎ−1)
Ｔ−ｎＴ−（ｎ＋1）Ｔ・・において行って各パルス幅
が・・２・ｔo(n-1)−２・ｔon−２・ｔo(n+1)・・であ
るパルス列となしたものである。
【００１６】次に図２は図１における前記信号Ｖcの１
／２周期における該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの拡大図
であり、前記時間ｔnの演算原理を示すものである。本
図においては前記信号Ｖｃの波高値の１／２値であるそ
の振幅Ｅｃを基準値として該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓと
の大きさを無次元化し、該両信号をそれぞれ下記の式
（２）の如くなしたものである。
／２周期における該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓとの拡大図
であり、前記時間ｔnの演算原理を示すものである。本
図においては前記信号Ｖｃの波高値の１／２値であるそ
の振幅Ｅｃを基準値として該信号Ｖｃと前記信号Ｖｓと
の大きさを無次元化し、該両信号をそれぞれ下記の式
（２）の如くなしたものである。
【００１７】
【数２】
なおＥｓは前記信号Ｖｓの振幅である。更に前記信号Ｖ
ｃの１／２周期Ｔ／２と前記信号Ｖｓの１／２周期π／
ωとはＴ／２≪π／ωの関係にあり、従って図示期間０
〜Ｔ／２における前記信号Ｖｓは該期間における位相角
の平均値θnaを用いてλ・sinθnaの定値として近似可
能となる。
ｃの１／２周期Ｔ／２と前記信号Ｖｓの１／２周期π／
ωとはＴ／２≪π／ωの関係にあり、従って図示期間０
〜Ｔ／２における前記信号Ｖｓは該期間における位相角
の平均値θnaを用いてλ・sinθnaの定値として近似可
能となる。
【００１８】従って前記時間tnは時刻Ｔ／２を除く期間
０〜Ｔ／２においてＶｃ＝Ｖｓとなる経過時間として下
記の式（３）の如く規定され、サインテーブルを用いＣ
ＰＵにて各番号ｎに関し順次論理演算される。
０〜Ｔ／２においてＶｃ＝Ｖｓとなる経過時間として下
記の式（３）の如く規定され、サインテーブルを用いＣ
ＰＵにて各番号ｎに関し順次論理演算される。
【００１９】
【数３】
次に図３と図４とは前記の式（１）により規定された諸
量による前記ＰＷＭ制御信号PWM・Sの作成動作のタイム
チャートとフローチャートとであり、前記の式（１）の
諸量はＣＰＵを用いた論理演算により求められ且つ該諸
演算は前記鋸歯状搬送波信号（キャリア信号）Ｖｃの１
／２周期すなわちＴ／２毎のソフト上の割込操作により
前記信号ｎについて順次行われる。
量による前記ＰＷＭ制御信号PWM・Sの作成動作のタイム
チャートとフローチャートとであり、前記の式（１）の
諸量はＣＰＵを用いた論理演算により求められ且つ該諸
演算は前記鋸歯状搬送波信号（キャリア信号）Ｖｃの１
／２周期すなわちＴ／２毎のソフト上の割込操作により
前記信号ｎについて順次行われる。
【００２０】図３に示す如く、例えば時刻ｎＴと（ｎ＋
1)Ｔ間の第ｎ番目の前記信号Ｖｃのパルス波形に対応す
る前記信号 PWM・S の諸量演算は、時刻（ｎ−３／２）
Ｔより前記Ｔ／２毎の割込みにより前記のｔn−ｔon−
ｔun−ｔdnの順にて行われ、前記ＣＰＵの論理出力レベ
ルを前記ｔunとｔdnとの間でＨレベルとなすことにより
前記信号PWM・Sの第ｎ番目のパルス波形は完成する。
1)Ｔ間の第ｎ番目の前記信号Ｖｃのパルス波形に対応す
る前記信号 PWM・S の諸量演算は、時刻（ｎ−３／２）
Ｔより前記Ｔ／２毎の割込みにより前記のｔn−ｔon−
ｔun−ｔdnの順にて行われ、前記ＣＰＵの論理出力レベ
ルを前記ｔunとｔdnとの間でＨレベルとなすことにより
前記信号PWM・Sの第ｎ番目のパルス波形は完成する。
【００２１】なお時刻（ｎ−１／２）Ｔ以降の各割込区
間においては時刻（ｎ＋３／２）Ｔを中心とする前記信
号PWM・Sの第（ｎ＋１）番目のパルス波形に対応する諸
量演算がｔ(n+1)−ｔo(n+1)−ｔu(n+1)−ｔd(n+1)の順
にて並行して進められる。
間においては時刻（ｎ＋３／２）Ｔを中心とする前記信
号PWM・Sの第（ｎ＋１）番目のパルス波形に対応する諸
量演算がｔ(n+1)−ｔo(n+1)−ｔu(n+1)−ｔd(n+1)の順
にて並行して進められる。
【００２２】また図４は図３に対応する諸量演算のＣＰ
Ｕにおける演算フローを示すものであり、前記割込みの
タイミングが前記搬送波信号Ｖｃの周期の中心位置、例
えばｎＴ、か或いは端部、例えば（ｎ±１／２）Ｔかに
従って前記演算を、例えば前記番号ｎに関し、ｔn−ｔu
nとｔon−ｔdnの２ルートに分けて行うものである。
Ｕにおける演算フローを示すものであり、前記割込みの
タイミングが前記搬送波信号Ｖｃの周期の中心位置、例
えばｎＴ、か或いは端部、例えば（ｎ±１／２）Ｔかに
従って前記演算を、例えば前記番号ｎに関し、ｔn−ｔu
nとｔon−ｔdnの２ルートに分けて行うものである。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、正弦波制御信号と鋸歯
状搬送波信号との瞬時値比較によるインバータの正弦波
ＰＷＭ制御信号の発生方法に関し、該搬送波を構成する
鋸歯状波の波形幅を該搬送波の周期の１／２として前記
正弦波ＰＷＭ制御信号作成に関する諸演算をＣＰＵにて
前記搬送波信号の１／２周期毎の割込操作により順次繰
返して論理演算し、且つ該割込操作のタイミングが前記
搬送波信号の周期の中心時点か或いは端部であるかに従
って前記ＣＰＵにおける諸演算を２ルートに分けて行う
ことにより、所要の正弦波ＰＷＭ制御信号と前記搬送波
信号の各周期との中心時点または中心位相角の合致操作
を、１個のＣＰＵにより、ソフト上の演算時間の増大或
いはハード上の大形化と価格増大とを招くことなく、容
易且つ確実に行うことができ、更には鋸歯状搬送波によ
り正弦波ＰＷＭ制御されるインバータの負荷となる誘導
電動機における振動と騒音の増大或いは効率の低下を避
けることができる。
状搬送波信号との瞬時値比較によるインバータの正弦波
ＰＷＭ制御信号の発生方法に関し、該搬送波を構成する
鋸歯状波の波形幅を該搬送波の周期の１／２として前記
正弦波ＰＷＭ制御信号作成に関する諸演算をＣＰＵにて
前記搬送波信号の１／２周期毎の割込操作により順次繰
返して論理演算し、且つ該割込操作のタイミングが前記
搬送波信号の周期の中心時点か或いは端部であるかに従
って前記ＣＰＵにおける諸演算を２ルートに分けて行う
ことにより、所要の正弦波ＰＷＭ制御信号と前記搬送波
信号の各周期との中心時点または中心位相角の合致操作
を、１個のＣＰＵにより、ソフト上の演算時間の増大或
いはハード上の大形化と価格増大とを招くことなく、容
易且つ確実に行うことができ、更には鋸歯状搬送波によ
り正弦波ＰＷＭ制御されるインバータの負荷となる誘導
電動機における振動と騒音の増大或いは効率の低下を避
けることができる。
【図１】本発明に従って得られた正弦波ＰＷＭ制御信号
PWM・Sと正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信号Ｖｃと
の動作波形図
PWM・Sと正弦波制御信号Ｖｓと鋸歯状搬送波信号Ｖｃと
の動作波形図
【図２】鋸歯状搬送波信号Ｖｃの１／２周期における該
信号Ｖｃと正弦波制御信号Ｖｓとの拡大図
信号Ｖｃと正弦波制御信号Ｖｓとの拡大図
【図３】図１に対応する正弦波ＰＷＭ制御信号PWM・Sの
作成動作タイムチャート
作成動作タイムチャート
【図４】図１に対応する正弦波ＰＷＭ制御信号PWM・Sの
作成動作フローチャート
作成動作フローチャート
【図５】図１に対応し、従来技術による第１の方法例を
示す動作波形図
示す動作波形図
【図６】図１に対応し、従来技術による第２の方法例を
示す動作波形図
示す動作波形図
ｔn 前記のＶｃとＶｓとがＶｃ≧Ｖｓとなる時間
ΔＴ スイッチング素子間動作指令時間差
ｔon 前記PWM・Sの第ｎ番目波形パルス時間幅の１／
２値 ｔun 上記PWM・Sの第ｎ番目波形作成用の出力Ｈレベ
ル指令時間 ｔdn 上記PWM・Sの第ｎ番目波形作成用の出力Ｌレベ
ル指令時間
２値 ｔun 上記PWM・Sの第ｎ番目波形作成用の出力Ｈレベ
ル指令時間 ｔdn 上記PWM・Sの第ｎ番目波形作成用の出力Ｌレベ
ル指令時間
Claims (2)
- 【請求項１】周波数がインバータの出力周波数と等しく
且つ振幅が該インバータの出力電圧に比例した値を有す
る正弦波制御信号と波高値一定の鋸歯状搬送波との比較
を行い、この比較結果に従って前記搬送波の一周期毎に
前記インバータの主回路を構成するスイッチング素子に
対するオン・オフ制御パルスのパルス幅を決定するイン
バータの正弦波ＰＷＭ制御信号の発生方法において、前
記鋸歯状搬送波の幅を該搬送波の周期の１／２とし、前
記正弦波制御信号と該搬送波との比較により得たパルス
幅を前記搬送波各周期の中心時点の前後に振分け合成
し、前記パルス幅の２倍の幅を有するパルス信号を以っ
てＰＷＭ制御信号とすることを特徴とするインバータの
正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法。 - 【請求項２】請求項１記載のインバータの正弦波ＰＷＭ
制御信号発生方法において、インバータ主回路ブリッジ
構成の各相上下両アームのスイッチング素子の同時導通
による直流主電源短絡を防止するために設けられる該両
スイッチング素子のしゃ断−導通の共役動作間時間差を
前記パルス幅より減じることを特徴とするインバータの
正弦波ＰＷＭ制御信号発生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23215699A JP3397180B2 (ja) | 1990-08-31 | 1999-08-19 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-231995 | 1990-08-31 | ||
| JP23199590 | 1990-08-31 | ||
| JP23215699A JP3397180B2 (ja) | 1990-08-31 | 1999-08-19 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
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|---|---|---|---|
| JP03001769A Division JP3118841B2 (ja) | 1990-08-31 | 1991-01-11 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000050640A JP2000050640A (ja) | 2000-02-18 |
| JP3397180B2 true JP3397180B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=26530230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23215699A Expired - Lifetime JP3397180B2 (ja) | 1990-08-31 | 1999-08-19 | インバータの正弦波ｐｗｍ制御信号発生方法 |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP3397180B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104124881B (zh) * | 2013-04-25 | 2016-12-28 | 长沙理工大学 | 一种新型正弦脉宽调制控制算法 |
| CN109980975A (zh) * | 2019-03-20 | 2019-07-05 | 中山职业技术学院 | 高频逆变器及其单极正弦脉冲宽度调制方法、计算机可读存储介质 |
-
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- 1999-08-19 JP JP23215699A patent/JP3397180B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
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| JP2000050640A (ja) | 2000-02-18 |
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