JPH04248384A - インバータの直流制動制御方法 - Google Patents
インバータの直流制動制御方法Info
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- JPH04248384A JPH04248384A JP662791A JP662791A JPH04248384A JP H04248384 A JPH04248384 A JP H04248384A JP 662791 A JP662791 A JP 662791A JP 662791 A JP662791 A JP 662791A JP H04248384 A JPH04248384 A JP H04248384A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 16
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims abstract description 13
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 abstract 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧形インバータのその
負荷誘導電動機に対する直流制動制御方法に関する。
負荷誘導電動機に対する直流制動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のインバータの直流制動制
御方法としては図３にその制御動作時の動作波形図を示
す如きものが知られている。また図２は誘導電動機を負
荷とする電圧形インバータの主回路基本回路図である。
御方法としては図３にその制御動作時の動作波形図を示
す如きものが知られている。また図２は誘導電動機を負
荷とする電圧形インバータの主回路基本回路図である。
【０００３】先ず図２において、１は交流電源からの入
力を整流する整流回路、Ｃは平滑コンデンサ、３は誘導
電動機である。また２は図示していない転流ダイオード
を逆並列に接続した図示パワートランジスタの如きスイ
ッチング素子をその各相上下各アームに有するブリッジ
構成のインバータであり、通常は前記整流回路１により
得られた直流電圧を所定電圧所定周波数の交流電圧に変
換し前記電動機３に給電してこれを可変速駆動し、また
前記電動機３の直流制動時には、例えば図示スイッチン
グトランジスタＴＲ１ とＴＲ２ との如く、前記イン
バータブリッジ中の異る二相の上及び下アームのスイッ
チング素子を対にしてスイッチング動作させその平均値
が所定値となるパルス状直流電圧を前記電動機３に給電
してこれを制動するものである。
力を整流する整流回路、Ｃは平滑コンデンサ、３は誘導
電動機である。また２は図示していない転流ダイオード
を逆並列に接続した図示パワートランジスタの如きスイ
ッチング素子をその各相上下各アームに有するブリッジ
構成のインバータであり、通常は前記整流回路１により
得られた直流電圧を所定電圧所定周波数の交流電圧に変
換し前記電動機３に給電してこれを可変速駆動し、また
前記電動機３の直流制動時には、例えば図示スイッチン
グトランジスタＴＲ１ とＴＲ２ との如く、前記イン
バータブリッジ中の異る二相の上及び下アームのスイッ
チング素子を対にしてスイッチング動作させその平均値
が所定値となるパルス状直流電圧を前記電動機３に給電
してこれを制動するものである。
【０００４】次に図３は、図２に示すインバータ回路に
対し前記従来の直流制動制御方法を用いた場合の回路各
部の動作波形図であり、前記インバータ２の図示二相に
おける上アームトランジスタＴＲ１ と下アームトラン
ジスタＴＲ２ とが共に同一の周期Ｔ１ にて導通（Ｏ
Ｎ）としゃ断（ＯＦＦ）動作とを繰返し、該両トランジ
スタＴＲ１ とＴＲ２ とのＯＮ時期重複期間をそのパ
ルス時間幅とする電圧パルス列として前記電動機３への
直流制動電圧Ｖが決定され、図２に示していない制御回
路により前記電圧Ｖがその所定値となるように前記パル
ス時間幅が制御されている。
対し前記従来の直流制動制御方法を用いた場合の回路各
部の動作波形図であり、前記インバータ２の図示二相に
おける上アームトランジスタＴＲ１ と下アームトラン
ジスタＴＲ２ とが共に同一の周期Ｔ１ にて導通（Ｏ
Ｎ）としゃ断（ＯＦＦ）動作とを繰返し、該両トランジ
スタＴＲ１ とＴＲ２ とのＯＮ時期重複期間をそのパ
ルス時間幅とする電圧パルス列として前記電動機３への
直流制動電圧Ｖが決定され、図２に示していない制御回
路により前記電圧Ｖがその所定値となるように前記パル
ス時間幅が制御されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】一般にインバータによ
り直流制動状態にある誘導電動機の騒音低減或いは通電
電流リップル低減等のためには前記インバータの給電す
るパルス列をなす直流電圧のパルス周波数はできるだけ
高いことが望ましい。一方前記直流電圧を出力するイン
バータ主回路の各スイッチング素子のスイッチング損失
は前記パルス周波数の増大と共に増加し、該スイッチン
グ損失の面から前記パルス周波数の上限が制約される。
り直流制動状態にある誘導電動機の騒音低減或いは通電
電流リップル低減等のためには前記インバータの給電す
るパルス列をなす直流電圧のパルス周波数はできるだけ
高いことが望ましい。一方前記直流電圧を出力するイン
バータ主回路の各スイッチング素子のスイッチング損失
は前記パルス周波数の増大と共に増加し、該スイッチン
グ損失の面から前記パルス周波数の上限が制約される。
【０００６】従って前記の如き従来の直流制動制御方法
においては、図３に示す如く直流電圧Ｖのパルス周波数
ｆ＝１／Ｔ１ の増大を図ればスイッチングトランジス
タＴＲ１ とＴＲ２ とにおけるスイッチング損失の増
加を招くことになり、前記パルス周波数ｆをその所望値
に増大させることが困難となることがあった。
においては、図３に示す如く直流電圧Ｖのパルス周波数
ｆ＝１／Ｔ１ の増大を図ればスイッチングトランジス
タＴＲ１ とＴＲ２ とにおけるスイッチング損失の増
加を招くことになり、前記パルス周波数ｆをその所望値
に増大させることが困難となることがあった。
【０００７】上記に鑑み本発明は、前記従来の方法に比
し大幅なスイッチング損失の低減を図り前記パルス周波
数の一層の高周波化を可能とするインバータの直流制動
制御方法の提供を目的とするものである。
し大幅なスイッチング損失の低減を図り前記パルス周波
数の一層の高周波化を可能とするインバータの直流制動
制御方法の提供を目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のインバータの直流制動制御方法は、誘導電
動機を可変速駆動する電圧形インバータの出力を所定交
流出力から所定直流出力に変更して前記電動機の制動を
行う前記インバータの直流制動制御方法であって、前記
の所定直流出力を得るために対をなして断続動作する前
記インバータの主回路ブリッジ構成における或る一相の
上アームスイッチング素子と他の一相の下アームスイッ
チング素子との動作に関して、所定の時間幅をもつパル
ス列として与えられる前記所定直流出力と同一の周期Ｔ
１ と、該周期Ｔ１ に比し十分に大なる周期Ｔ２ と
を規定し、期間Ｔ２ にわたり連続導通状態となせば続
く期間Ｔ２ においては前記周期Ｔ１ にて断続動作さ
せるものとし斯様な動作を周期２Ｔ２ にて繰返させ、
且つ前記両素子の一方が前記の連続導通状態にあれば他
の一方の素子は前記の断続状態となす如く該両素子相互
の動作状態に前記周期Ｔ２ の時間的づれを設けるもの
とし、更に前記周期Ｔ１ は前記電動機運転時の騒音抑
制と前記スイッチング素子のスイッチング損失の許容値
等を考慮したできるだけ高い動作周波数に対応するもの
として設定し、また前記周期Ｔ２ は前記周期Ｔ１ に
比し十分大であり且つ前記両スイッチング素子の熱時定
数に比し十分小なるものとして設定するものとする。
に、本発明のインバータの直流制動制御方法は、誘導電
動機を可変速駆動する電圧形インバータの出力を所定交
流出力から所定直流出力に変更して前記電動機の制動を
行う前記インバータの直流制動制御方法であって、前記
の所定直流出力を得るために対をなして断続動作する前
記インバータの主回路ブリッジ構成における或る一相の
上アームスイッチング素子と他の一相の下アームスイッ
チング素子との動作に関して、所定の時間幅をもつパル
ス列として与えられる前記所定直流出力と同一の周期Ｔ
１ と、該周期Ｔ１ に比し十分に大なる周期Ｔ２ と
を規定し、期間Ｔ２ にわたり連続導通状態となせば続
く期間Ｔ２ においては前記周期Ｔ１ にて断続動作さ
せるものとし斯様な動作を周期２Ｔ２ にて繰返させ、
且つ前記両素子の一方が前記の連続導通状態にあれば他
の一方の素子は前記の断続状態となす如く該両素子相互
の動作状態に前記周期Ｔ２ の時間的づれを設けるもの
とし、更に前記周期Ｔ１ は前記電動機運転時の騒音抑
制と前記スイッチング素子のスイッチング損失の許容値
等を考慮したできるだけ高い動作周波数に対応するもの
として設定し、また前記周期Ｔ２ は前記周期Ｔ１ に
比し十分大であり且つ前記両スイッチング素子の熱時定
数に比し十分小なるものとして設定するものとする。
【０００９】
【作用】所定の周期Ｔ１ とパルス時間幅ΔＴとを有
する電圧パルス列をなしその平均直流電圧が所定値とな
る如く制御されたインバータの誘導電動機に対する直流
制動電圧Ｖは、前記インバータの主回路ブリッジ構成中
の異なる二相における上下各アームより図２に示すＴＲ
１ とＴＲ２ との如く選択され直列接続された２組の
スイッチング素子を、該両素子の導通状態の重複期間を
前記時間幅ΔＴとなし前記周期Ｔ１ にて断続制御する
ことにより得られる。
する電圧パルス列をなしその平均直流電圧が所定値とな
る如く制御されたインバータの誘導電動機に対する直流
制動電圧Ｖは、前記インバータの主回路ブリッジ構成中
の異なる二相における上下各アームより図２に示すＴＲ
１ とＴＲ２ との如く選択され直列接続された２組の
スイッチング素子を、該両素子の導通状態の重複期間を
前記時間幅ΔＴとなし前記周期Ｔ１ にて断続制御する
ことにより得られる。
【００１０】本発明は、前記従来の方法における如く前
記２組のスイッチング素子を前記周期Ｔ１ にて共に断
続させ且つ該両素子の導通重複期間を前記時間幅ΔＴと
なす制御に代えて、前記２組のスイッチング素子の一方
を期間Ｔ２ （但しＴ２ ≫Ｔ１ ）において連続導通
状態となし他の一方の素子を前記の周期Ｔ１ ，導通期
間ΔＴにて断続させ且つ斯様な状態を前記両素子に関し
交互に反転繰返し行わせるものであり、前記何れの方法
においてもその周期をＴ１ ，パルス時間幅ΔＴの電圧
パルス列として前記直流電圧Ｖを得ることができる。
記２組のスイッチング素子を前記周期Ｔ１ にて共に断
続させ且つ該両素子の導通重複期間を前記時間幅ΔＴと
なす制御に代えて、前記２組のスイッチング素子の一方
を期間Ｔ２ （但しＴ２ ≫Ｔ１ ）において連続導通
状態となし他の一方の素子を前記の周期Ｔ１ ，導通期
間ΔＴにて断続させ且つ斯様な状態を前記両素子に関し
交互に反転繰返し行わせるものであり、前記何れの方法
においてもその周期をＴ１ ，パルス時間幅ΔＴの電圧
パルス列として前記直流電圧Ｖを得ることができる。
【００１１】しかし前記両素子の周期２Ｔ２ 間におけ
るスイッチング回数についてみれば、前記の従来方法時
をＮ１ ，本発明時をＮ２とすれば、前記両周期Ｔ１
とＴ２ とがＴ２ ＝Ｔ１ であればＮ２ ＝Ｎ１ で
あるがＴ２ ≫Ｔ１ となせばＮ２ ≒Ｎ１ ／２とな
る。従ってスイッチング回数に比例的に変化する前記両
素子におけるスイッチング損失もまたＴ２ ≫Ｔ１ 条
件下で本発明時のものは従来方法時のものに比し略半減
する。本発明は、前記周期Ｔ２ を前記両素子の熱時定
数に比し十分小なる範囲で前記周期Ｔ１ に比しできる
だけ大なる値に選定し、前記直流電圧Ｖのパルス周期で
ある前記の周期Ｔ１ を前記の従来方法時のものと同一
となしながら、前記両素子におけるスイッチング損失の
大幅な低減を図るものであり、逆に該スイッチング損失
を同一とすれば前記周期Ｔ１ の大幅な短縮，従って１
／Ｔ１ で規定される前記直流電圧Ｖのパルス周波数の
大幅な増大を図ることができる。
るスイッチング回数についてみれば、前記の従来方法時
をＮ１ ，本発明時をＮ２とすれば、前記両周期Ｔ１
とＴ２ とがＴ２ ＝Ｔ１ であればＮ２ ＝Ｎ１ で
あるがＴ２ ≫Ｔ１ となせばＮ２ ≒Ｎ１ ／２とな
る。従ってスイッチング回数に比例的に変化する前記両
素子におけるスイッチング損失もまたＴ２ ≫Ｔ１ 条
件下で本発明時のものは従来方法時のものに比し略半減
する。本発明は、前記周期Ｔ２ を前記両素子の熱時定
数に比し十分小なる範囲で前記周期Ｔ１ に比しできる
だけ大なる値に選定し、前記直流電圧Ｖのパルス周期で
ある前記の周期Ｔ１ を前記の従来方法時のものと同一
となしながら、前記両素子におけるスイッチング損失の
大幅な低減を図るものであり、逆に該スイッチング損失
を同一とすれば前記周期Ｔ１ の大幅な短縮，従って１
／Ｔ１ で規定される前記直流電圧Ｖのパルス周波数の
大幅な増大を図ることができる。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例を図１に示すその制御動
作時の動作波形図に従って説明する。なお図１に従って
制御される誘導電動機を負荷とする電圧形インバータの
主回路構成は従来方法におけると同じく前記図２に示す
ものと同一である。図１に示す如く、前記トランジスタ
ＴＲ１ とＴＲ２ とは互に期間Ｔ２ の時間的づれを
有して同一のスイッチング動作を行い、それぞれ周期２
Ｔ２ にて繰返し動作し、期間Ｔ２ において周期Ｔ１
の導通（ＯＮ）・しゃ断（ＯＦＦ）動作を行えば続く
期間Ｔ２ においては連続導通（ＯＮ）を行うものであ
る。従って前記直流電圧Ｖは前記両素子ＴＲ１ とＴＲ
２ との導通状態重複期間ΔＴの電圧パルス幅を有し周
期Ｔ１ にて繰返す電圧パルス列として得られ、該パル
ス幅ΔＴは前記電圧パルス列の平均電圧が所定値となる
ように制御される。
作時の動作波形図に従って説明する。なお図１に従って
制御される誘導電動機を負荷とする電圧形インバータの
主回路構成は従来方法におけると同じく前記図２に示す
ものと同一である。図１に示す如く、前記トランジスタ
ＴＲ１ とＴＲ２ とは互に期間Ｔ２ の時間的づれを
有して同一のスイッチング動作を行い、それぞれ周期２
Ｔ２ にて繰返し動作し、期間Ｔ２ において周期Ｔ１
の導通（ＯＮ）・しゃ断（ＯＦＦ）動作を行えば続く
期間Ｔ２ においては連続導通（ＯＮ）を行うものであ
る。従って前記直流電圧Ｖは前記両素子ＴＲ１ とＴＲ
２ との導通状態重複期間ΔＴの電圧パルス幅を有し周
期Ｔ１ にて繰返す電圧パルス列として得られ、該パル
ス幅ΔＴは前記電圧パルス列の平均電圧が所定値となる
ように制御される。
【００１３】次に期間２Ｔ２ 間における前記両素子Ｔ
Ｒ１ とＴＲ２ とのスイッチング動作回数をその導通
（ＯＮ）としゃ断（ＯＦＦ）との両動作を対としてみれ
ば、図１の例示の場合はそれぞれ４回であり、因に図３
に示す従来方法に従う場合はそれぞれ６回となる。従っ
て前記両素子のスイッチング損失についても本発明時は
前記従来方法時の略４／６に減少することになり、逆に
前記従来方法時の損失が許容されるならば前記直流電圧
Ｖのパルス周波数（１／Ｔ１ ）は前記従来方法時の約
６／４倍の増大が許されることになる。
Ｒ１ とＴＲ２ とのスイッチング動作回数をその導通
（ＯＮ）としゃ断（ＯＦＦ）との両動作を対としてみれ
ば、図１の例示の場合はそれぞれ４回であり、因に図３
に示す従来方法に従う場合はそれぞれ６回となる。従っ
て前記両素子のスイッチング損失についても本発明時は
前記従来方法時の略４／６に減少することになり、逆に
前記従来方法時の損失が許容されるならば前記直流電圧
Ｖのパルス周波数（１／Ｔ１ ）は前記従来方法時の約
６／４倍の増大が許されることになる。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、電圧形インバータによ
るその負荷誘導電動機の直流制動制御時、前記インバー
タの主回路ブリッジ構成中の異なる二相における上下各
アームそれぞれから選択され対をなして直列接続された
２組のスイッチング素子を、該両素子の一方を期間Ｔ２
において連続導通状態となし他の一方を所要直流制動
電圧のパルス周期Ｔ１ （但しＴ１ ≪Ｔ２ ）にて所
要導通期間を有して断続させ、且つ斯様な状態を前記両
素子に関し交互に反転繰返し行わせることにより、所要
のパルス周波数１／Ｔ１ を有する前記直流制動電圧を
得るに際しての前記両素子のスイッチング損失の大幅な
低減が可能となり、従ってまた同一の許容損失に対して
は前記直流制動電圧のパルス周波数の大幅な増大を図る
ことが可能となる。
るその負荷誘導電動機の直流制動制御時、前記インバー
タの主回路ブリッジ構成中の異なる二相における上下各
アームそれぞれから選択され対をなして直列接続された
２組のスイッチング素子を、該両素子の一方を期間Ｔ２
において連続導通状態となし他の一方を所要直流制動
電圧のパルス周期Ｔ１ （但しＴ１ ≪Ｔ２ ）にて所
要導通期間を有して断続させ、且つ斯様な状態を前記両
素子に関し交互に反転繰返し行わせることにより、所要
のパルス周波数１／Ｔ１ を有する前記直流制動電圧を
得るに際しての前記両素子のスイッチング損失の大幅な
低減が可能となり、従ってまた同一の許容損失に対して
は前記直流制動電圧のパルス周波数の大幅な増大を図る
ことが可能となる。
【図１】本発明の実施例を示す直流制動制御時のインバ
ータ主回路各部の動作波形図
ータ主回路各部の動作波形図
【図２】誘導電動機を負荷とする電圧形インバータの主
回路基本回路図
回路基本回路図
【図３】従来方法の実施例を示す直流制動制御時のイン
バータ主回路各部の動作波形図
バータ主回路各部の動作波形図
１ 整流回路
２ インバータ
３ 誘導電動機
Ｃ 平滑コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】誘導電動機を可変速駆動する電圧形インバ
ータの出力を所定交流出力から所定直流出力に変更して
前記電動機の制動を行う前記インバータの直流制動制御
方法であって、前記の所定直流出力を得るために対をな
して断続動作する前記インバータの主回路ブリッジ構成
における或る一相の上アームスイッチング素子と他の一
相の下アームスイッチング素子との動作に関して、所定
の時間幅をもつパルス列として与えられる前記所定直流
出力と同一の周期Ｔ１ と、該周期Ｔ１ に比し十分に
大なる周期Ｔ２ とを規定し、期間Ｔ２ にわたり連続
導通状態となせば続く期間Ｔ２ においては前記周期Ｔ
１ にて断続動作させるものとし斯様な動作を周期２Ｔ
２ にて繰返させ、且つ前記両素子の一方が前記の連続
導通状態にあれば他の一方の素子は前記の断続状態とな
す如く該両素子相互の動作状態に前記周期Ｔ２ の時間
的づれを設けることを特徴とするインバータの直流制動
制御方法。 - 【請求項２】請求項１記載のインバータの直流制動制御
方法において、前記周期Ｔ１ は前記電動機運転時の騒
音抑制と前記スイッチング素子のスイッチング損失の許
容値等を考慮したできるだけ高い動作周波数に対応する
ものとして設定し、また前記周期Ｔ２ は前記周期Ｔ１
に比し十分大であり且つ前記両スイッチング素子の熱
時定数に比し十分小なるものとして設定することを特徴
とするインバータの直流制動制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP662791A JP2841879B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | インバータの直流制動制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP662791A JP2841879B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | インバータの直流制動制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04248384A true JPH04248384A (ja) | 1992-09-03 |
| JP2841879B2 JP2841879B2 (ja) | 1998-12-24 |
Family
ID=11643601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP662791A Expired - Fee Related JP2841879B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | インバータの直流制動制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2841879B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002374689A (ja) * | 2001-06-14 | 2002-12-26 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動装置及び洗濯機 |
| JP2014104537A (ja) * | 2012-11-27 | 2014-06-09 | Makita Corp | 電動工具 |
-
1991
- 1991-01-24 JP JP662791A patent/JP2841879B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002374689A (ja) * | 2001-06-14 | 2002-12-26 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動装置及び洗濯機 |
| JP2014104537A (ja) * | 2012-11-27 | 2014-06-09 | Makita Corp | 電動工具 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2841879B2 (ja) | 1998-12-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |