JPS60109788A - 無制限型周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は静止形電力周波数変換器、特に無制限形層波数
変換器（ＵＦＯ）及び例えば速度可変ＡＣモータ駆動装
置への前記ＵＦＯの応用に係わる。

制御された電圧と周波数のＡＣ波を発生させるための無
制限形層波数変換器（ＵＦＧ）及びその付属の静止形ス
イッチ制御装置は、 Ｌ、Ｇｙｕｇｙｉ他の米国特許第３，４７０，４４７号
及び３．４９３，８３８号明細書に開示されている。前
記特許は負荷の出力相に関連する各静止形変換器のスイ
ッチを選択的かつ周期的に制御することにより所定の時
間間隔にわたって導通させて入力電圧の制御された増分
量によって決まる電力をとり出しかつ出力し、また２つ
の時間間隔の間で出力を短絡させるのに前記スイッチを
利用し、その結果、導通時間間隔の繰返し率に応じた周
波数と、各静止形スイッチの実効導通時間によって測定
される大きさのＡＣ出力電圧を得る方法を説明している
。このような無制限形層波数変換器は、たとえばジョー
ン・ワイリー・アンドΦサン社から１９７６年に刊行さ
れたり、Ｇｙｕｇ２ｉ及びＢ、Ｒ，ベリー著°“スタチ
ック・パワー・フリークエンシー・チェンジャー°゛第
５−１４頁及び第３Ｅｉ３−３８３頁に記載されている
ように可変速ＡＣ駆動装置に応用すれば好まじり成果が
得られる。これに関連して、例えばＧｙｕｇｙｉ及びぺ
り−はＵＦＧが入力側の電力と出力側の負荷との間で固
有の両方向性を有し、このことが回路コストを増大させ
ずにモータ駆動装置の４象限動作を可能にするとの所見
を述べている。

新しい半導体スイッチ、例えばパワートランジスタやＧ
ＴＯ装置の出現で無制限形層波数技術が注目を浴びるに
至った。

本発明はその広い意味で、正弦波モードで動作して所定
入力周波数の正弦波多相入力ＡＣ電力を出力周波数制限
可能な正弦波多相出力ＡＣ電力に変換するにつき、前記
出力周波数を決足する選択可能な繰返し率の制御パルス
を発生する前記正弦波モードで動作するパルス発生回路
を利用する無制限型周波数変換装置（ＵＦＯ）において
、前記パルス発生回路が前記正弦波ＡＣ入力電力の個々
の位相電圧における電気角を表わす複数の時定ランプを
発生する第１手段及び選択可能な勾配の周波数基準ラン
プを発生する第２手段を含み、前記基準ランプが前記時
定ランプと順次交差することにより前記選択可能な勾配
に応じた繰返し率で前記制御パルスを発生することと、
ＵＦＯが前記正弦波モードならば前記時定ランプ及び前
記基準ランプが同じ所定のピーク電圧を有することと、
前記基準ランプの制御可能なピーク電圧を前記所定のピ
ーク電圧よりも高くすることにより前記多相出力ＡＣ電
力が台形となるモードでＵＦＧを動作させることができ
ることを特徴とする無制限型周波数変換装置より成る。

以下、添付図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明
する。

説明の便宜上、本発明をＡＣ駆動装置の一部として考察
するが、本発明の無制限形層波数変換器（ＵＦＧ）は種
々の工業分野及びその他の分野に利用できる。

本発明の好ましい実施例であるＡＣ駆動装置−において
はＡＣ誘導モータの速度を制御する可変周波数／可変電
圧出力を提供するのに無制限形層波数変換器（ＵＦＯ）
を利用する。誘導モータのポルト／ヘルツ特性に応じて
基本出力電圧を出力周波数にほぼ比例して変化させる。

このような出力電圧の変化は従来単純なパルス幅変化技
術によって行なわれて来た。このような公知の方法では
比較的高い周波数範囲についてはせいぜい供給入力の大
きさ程度の、場合によってはそれ以下の基本出力電圧し
か得られなかった。そこで高速モータ駆動装置の基本出
力電圧を最大限に高める新しい電圧制御方法が提案され
ている。この方法により高速でのモータの最大出力が著
しく高くなる。

米国特許第３，４７０，４４７号及び第３．４１３３．
８３８号に、゛人為的に″整流される可変出力電圧式静
止形層波数変換器として開示されている無制限形周波数
変換器（ＵＦＯ）は公知であり、この公知の変換器を以
下にＵＦＯと呼称する。

その他の静止形制御電力変換器と比較した場合、ＵＦＣ
にはＡＧモータの速度を制御するための可変周波数電力
を提供するのに特に好適な重要な利点がある。これらの
利点を列挙すると下記の通りである。

１、両方向電力潮流式の（即ち、電力が負荷にむかって
流れることも負荷から流れることも可能な）単段電力変
換。これはモータの回生制御を可能にする。

２、入力（供給電力）周波数によって制限されない広い
出力周波数範囲。即ち、発生する出力の周波数を入力周
波数より低くも、高くも、あるいは等しくもすることが
できる。

３、出力波形の周波数スペクトルは所要の基本成分の振
幅とは無関係である。また、出力波形中に含まれる°望
ましくない″（調波）成分の周波数が全出力周波数範囲
にわたって基本周波数から充分に分離される。基本周波
数からのこのような調波周波数の分離は基本出力周波数
が低下するに従って゛自然に′”（即ち、出力電圧波形
構成方法を変えなくとも）増大する。従って、モータに
おける調波電流の周波数は出力周波数に関係なく低く維
持され、モータは円滑に低速で回転する。

４．３相変換器の出力電圧は本来不安定である。しかし
３つの出力電圧を個別に制御することは可能である。

５、固有の遅れ（誘導性）モータ変位力率がＡＣ供給電
力における（位相角の等しい）進み（容量性）変位力率
となって現れる。従って、一定出力（負荷）変位カ率侍
（そのままＡＣ供給電力に反映される。

８、制御が簡単である。即ち、Ｇｙｕｇｙｉ等の特許に
開示されているように、それぞれが同じ一定繰返し率を
有する２つの適当に変位したパルス列により出力周波数
及び電圧を制御することができる。

ところが他の静止形制御式モータ駆動装置と異なり、無
制限形周波数変換器には、上記米国特許に記載されてい
る公知の電圧制御方法を採用した場合、基本出力電圧の
振幅が常にＡＣ入力供給電圧の振幅よりもやや小さくな
るという欠点かある。しかし、ＡＣ駆動装置に応用する
場合には、低速における駆動装置の性能に影響を及ぼす
ことなく高速運転時における最大出力を増大させ得るこ
とが必要である。

−に記米国特許に記載されている無制限形周波数変換器
（ＵＦＯ）モータ駆動装置を第１図に略示した。該駆動
装置は誘導モータにの３っの固定捲線ｗ１、Ｗユ、Ｗ３
に給電する３つの互いに全く同じ両方向変換器電力回路
ｃｖ、　、　ｃｖえ、　ｃｖ３と、変換器ＧＶ、　、　
ＣＶ、　、　ＣＶＢ　（７）　ソれぞれにおける両方向
性スイッチングユニット（Ａ１、　Ａ、Ｌ、　Ｂ、、Ｂ
：Ｌ、　Ｃ，、ｃ：Ｌ）ノ導通及び遮断に必要な電気信
号を発生するゲート論理回路ＧＬとから成る。モータに
供給される出力周波数ｆＯ及び電圧ｖｏをステップポイ
ン）ＳＰを介して決定する外部アナログ信号に応答して
２つのパルス列Ｐ１、Ｐユを出力する記時波発生回路Ｔ
ＷＧを設ける。２つの制御パルス列Ｐ、、　Ｐ：ｌとＵ
ＦＧの出力電圧ｖ０の関係を第２図に波形（ａ）、（ｂ
）、（ｃ）で示した。２つのパルス列は出力周波数ｆ。

の増大と共に出力電圧ｖｏが増大してモータ内にほぼ一
定のエア・ギャップ回路のゲート論理回路ＧＬによるゲ
ート制御を示し、スイッチング・ユニットＡ１は両方向
動作できるように取付けたＧＴＯ装置を含む、その他の
スイッチング・ユニットＡ工、Ｂ１、Ｂ２、Ｃ及びＣユ
もこのスイッチング・ユ、ニットＡ１ビ と同様である。

第２図の曲線（Ｃ）から明らかなように、２つの連続す
るパルスＰ１、Ｐ：Ｌの間において、入力ＡＣ電源によ
って供給される入力電圧波の１つのセグメントがゲート
制御両方向スイ・ンチ（Ａ、　、　Ａ、、Ｂ１、Ｂ２、
・・・・　またはＣ，）により変換器出力に接続される
。２つの連続するノくルスＰ、ＲびＰユの間で、変換器
の出力か両方向性スイッチによって短絡される。この連
続°“電圧セグメント′°は入力からとり出され、第１
図の例に示すＡ１のような連続６個のそれぞれ異なる両
方向性スイッチを含む特定の導通パターンに従って出力
に供給される。この連続的な“電圧セグメンビ′が、第
２図の曲線（ｃ）で種々の出力周波数ｆ０＝Ｉ／３ｆＬ
、　ｆ０＝ｆ工及ヒｆモ”５／３ｆＩにつＩ／）て示す
ように番五番ｙ正弓玄波」二の包絡線を有する交流出力
電圧ｖ０をつくる。（第２図に（ａ）及び（ｂ）でそれ
ぞれ示す）２つの連続パルスＰ１．２２間で両方向性ス
イッチ（Ａ、Ａ、Ｂ　ψ・・・Ｃ，）の導通によって発
（工　１゛ 生させられる゛電圧セグメントパの平均は、第２図の（
Ｃ）に鎖線で示すように出力サイクルにわたってほぼ正
弦波状に変化する。

スイッチング・パターンは２個の連続パルスＰ（，２２
間の時間と、２つのパルス列の繰返し率によって決定さ
れる。モータ中に一定のエア・ギャップ磁束を維持する
ため１周波数ｆｏが増大すると（即ち、Ｐｌ、Ｐ：Ｌの
繰返し率が増大すると）　、　ｐ、及−びＰ２の相互間
隔が広がることで自動的に電圧Ｖ０が増大し、その結果
、“電圧セグメントの幅が広がる。これを３つの出力周
波数列：ｆ０＝１／３ｆゆ；　ｆ、、＝ｆ工及びｆつ＝
５／３ｆについて第２図にそれぞれ（ａ）、（ｂ）及び
（Ｃ）で示した。ただし、ｆＬは３つの変換器ｃｖ生、
ｃｖ、ｃｖ、に給電する入力ＡＣ電力の周３ 波数である。

第３Ａ図は負荷の３相に接続されたＵＦＯを示す。

ＵＦＯの基本的な動作原理は、　ＵＦＯの３つの出力の
１つについて第３図及び第４図に示す波形を参照するこ
とで理解が容易になるであろう。基本成分の大きさの制
御を無視すれば、ＵＦＯの基本出力電圧波形ｖ０はスイ
ッチングφユニット対Ａ、Ｂ工、Ａ、Ｃ工、Ｂ、ＣＬ、
　Ｂ、Ａユ、Ｃ，Ａ、Ｌ、Ｃ，Ｂ、を所定時間Ｔにわた
って上記の順序で導通させ、入力線電圧のそれぞれを前
記時間にわたって負荷に接続することによって発生させ
ることができるにのシーケンスが所定の繰返し率で反復
される。第３図から明らかなように、このように反復さ
れるスイッチング・パターンはそれぞれをＴ１、Ｔユ、
Ｔ）、Ｔ４、Ｔ、及び−で示す連続的な均等な時間枠Ｔ
によって決まる時間ＴＰにわたっている。このスイッチ
ング・パターンは上記特許に記載されているように、Ａ
Ｃ供給電圧周波数ｆＬＮとスイッチング・パターンの繰
返し周波数ｒ、、ｖとの差に等しい周波数ｆ、の°“所
要°′基本成分ｖ旺を有する出力電圧波ｖ０を形成する
。

第３図はそれぞれの両方向性スイッチング・ユニットに
おいて導通時間（Ｔ）が２つの連続的なスイッチング点
ＮＯ１例えば順次導通する２つの静止形スイッチ（ＡＩ
Ｂ−Ｌ、　Ａ、Ｇユ、ＢＩＣ：Ｌ・・・・Ｇ、Ｂｌ）間
に完全にまたがるシステムの動作を示すが、第４図は導
通時間（Ｔ）が制御される。例えば前記最大時間Ｔから
ｔｌに短縮されるシステムを示す。第４図に示すように
、この制御は補完時間ｔ２．＝（Ｔ　−ｔ　ｌ）にわた
って出力端子、即ち、負荷を短絡することによって達成
される。この短絡は同じ入力線と接続するスイッチ対（
＾ＩＡ１、ｃ、ｃ、、・・・・　Ｂ、Ｂ、Ｌ）によって
達成される。このようにＴ以内のｔの幅制御により、上
記両特許に記載されているように基本出力電圧を制御す
ることができる。この制御態様の特徴は６つの等間隔時
間枠Ｔ（Ｔ、〜Ｔρによって決まる時間ＴＰにわたる反
復的なスイッチング・パターンである。時間枠Ｔ１にお
いて電力スイッチＡＩ及びＢｌが時間ｔ１にわたって導
通する。時間ｔｌが終わると、スイッチＡ、及びＡ、が
時間ｔユにわたって導通して負荷を短絡し負荷電流の通
路を提供する。

次の時間枠Ｔ２において、スイッチＡ１及びｃ、Ｌが時
間ｔ１にわたって導通して久方電圧増分ＶＡＬを負荷に
供給する。時間枠Ｔ工の時間ｔ１が終わると、スイ・ン
チＡ１及びＣユが遮断し、同じ時間枠の時間ｔにわたっ
てスイッチＣ（及びＣ工が導ユ 通して負荷を短絡する。スイッチング・パターンの残り
のシーケンスは第４図を検討することで理解できるであ
ろう。パルス列Ｐ１が時間枠Ｔを、そして出力電圧波Ｖ
ｃの基本または所要出力電圧ＶＦの出力周波数を決定し
、パルス列Ｐユが所与の時間枠Ｔにおける時間ｔ１及び
１、の相対長さを決定し、従って、基本成分ｖＦの振幅
を決定することも第４図から明らかである。

完全なる相ＵＦＣの３つの相に関するスイッチングΦパ
ターンを第５図に示した。

第６図において、曲線へＢは可変周波数モータ駆動装置
の線形特性を示し１、誘導モータに供給される電圧は周
波数に対して一定の関係に維持される。

可変周波数モータ駆動装置が一般に一足のボルト／ヘル
ツ比で動作することは公知である。この条件が満たされ
ると、ＡＣ電流を給電されるＡＣモータの動作は最良の
状態となる。

一方、誘導モータは最良の磁束レベル下で、例えば、周
波数が変化しても磁化力が一定に維持されるような条件
下で動作することが好ましい。磁束は電圧に比例し、周
一波数に反比例するから、上記の条件は周波数と同じ比
率で電圧を変化させることによって達成される一般に、
米国特許第４，０８０，５５４号に開示されているよう
なインバータ給電式へＣモータの場合には、両方向にＡ
ＣモータへＤＣエネルギーを供給するインバータの導通
時間が制御され、周波数が増大すると所与の時間枠にお
ける前記導通時間が長くなり、電圧出力も増大する。逆
に周波数が低下すると電圧が低下する。従って、制御下
の導通時間を維持することにより、周波数の変化に電圧
が応答するという条件が自動的に満たされる。無制限形
周波数（ＵＦＣ）の場合、このようにはならない。

Ｌ、Ｇｙｕｇｙｉ及びＢ、Ｒ，ベリー著″スタティック
・パワーΦフリークエンシー・チェンジャーズ″（ジ言
ン・ワイリー・アンド・サンプ、１８７６年）の第２０
２頁及び第２０３頁に説明されているように、ＵＦＧに
よって出方される所要成分の最大振幅は ただし、ｖＬは各３パルス群の中性点電圧に対する入力
線の振幅、Ｓは各出力相において直列接続される３パル
ス群の数である。

第１図に示すような６バルスＵＦＣの場合、最大電圧は ｖＯｒｎａｘ°３ｖ工々 となる。ところでＵＦＯの出方電圧、例えばモータ駆動
装置における誘導モータへの供給電圧の上限がこのよう
に制限されるのは、第３図はまたは第４図の曲線（ａ）
に示すように出力電圧Ｖ。の包絡線Ｖ。やがほぼ正弦波
状であることによる。この制限を克服するため、正弦波
の包絡線から適当に高い出方周波数の台形形色絡線に変
化する包絡線を有し、出方周波数の増大と共に次第に方
形波に近づく出力波形を発生させる方法が提案されてい
る。これニヨリ、モータの最大回転速度またはこれに近
い速度における基本出力電圧ｖｅ、＋を約１５〜２０％
増大させ、調波発生に伴なう深刻な問題に悩まされるこ
となく出力電力を約３０〜４０％増大させることができ
た。

基本出力電圧を公知制御方法によって得られるレベル以
上に増大させるには出力電圧波のサイクル時間にわたる
基本的時間枠Ｔを変化させる必要がある。ここに提案す
る制御方法によれば、１つのタイプから他のタイプへの
移行が円滑、漸進的かつ制御可能正弦波形包絡線及び台
形包絡線を有する出力波形を発生させることができる。

第１〜第４図の信号Ｐ１及びＰ工を含む本発明の制御方
法を考察する前に、Ｌ、Ｇｙｕｇｙｉ他の米国特許第３
，４７０．４４７号及び第３，４９３，９３８号に説明
されている従来の方法を要約する。

第１図に示す任意の線対を負荷に接続するためには少な
くとも２つの両方向性スイッチＢＳを含むスイッチング
・ユニットが必要である。従って、各スイッチング・ユ
ニッ）　Ａ、　Ｂ。

、Ｂ、Ａユ、Ａ、Ｃ工、Ｃ，Ａ、、Ｂ、Ｃ工及びＣ，Ｂ
、を個別に動作させると入力線及び負荷を含む６通りの
回路を構成することができ、それぞれの回路は２つの互
いに逆の接続モードの何れか１つのモードで１対の入力
線及び負荷を含む。即ち、それぞれのスイッチング舎ユ
ニットは導通すると前記入力線と出力回路の間に６通り
の異なる回路構成のうちの１つを成立させ、この回路構
成のそれぞれが負荷と１対の入力線とを互いに接続させ
る。説明の便宜上、個々の両方向性スイッチＢＳが完全
である、即ち、所与の時点において開閉させることがで
き、閉成しさえしれば電流がいずれか一方向に自由に流
れると想定する。

先ず、第３Ａ図の制御回路ＣＴを、所与の時間Ｔにわた
ってスイッチング拳ユニッ）Ａ、Ｂ上。

Ａ、　Ｃ，ｌ、Ｂ、　Ｇ、、Ｂ、　Ａ、、Ｃ，Ａ工、Ｃ
，Ｂ、がコノ順序で導通し、同じ時１１ＪＩにわたって
各入力線電圧が順次負荷に接続され、このシーケンスが
所与の繰返し率Ｒで反復されるように構成しであると想
定する。第４図から明らかなように、この周期的な、ま
たは反復的なスイッチング・パターンはそれぞれＴＩ、
Ｔ工、Ｔ１、Ｔ４、Ｔ、及びＴ６で示す６個の連続する
均等な時間枠Ｔによって決まる時間↑Ｐにわたって現れ
る。第４図にスイッチング曲線Ｓｗで示すように各スイ
ッチング拳ユニ・ントは時間枠Ｔいっばいにわたって導
通状態にある。このスイッチング・パターンは入力ＡＣ
の周波数ｆ工とスイッチング・パターンの繰返し率ｆＳ
Ｗとの差に等しい周波数ｆｏの“所与の°゛基水成分Ｖ
。Ｆを有する出力電圧波Ｖ０を提供する。この出力電圧
波形を発生させる上記制御系は下記の理由からＡＣ装置
の速度制御に特に好適である。即ち、広い出力周波数範
囲が可能であり、ライン周波数のいずれの側にも周波数
が得られ、ライン周波数の変化が円滑に行なわれ、最低
周波数成分の周波数が“基本”周波数から大きく分離さ
れ、ＤＣまたは低調波成分が存在しない。

このような制御回路には利点もあるが、周波数制御は可
能でも入力電圧を制御しない限り出力電圧の制御は不可
能であるから、その用途はかなり制約される。従ってこ
のような制御回路をＡＣ装置の速度制御に経済的に応用
することは不可能である。

各スイッチング争ユニットの導通角度または導通時間は
（完全なスイッチであるなら）割当て時間枠Ｔの全範囲
にわたる。例えば第３図から明ら〜かなように、時間枠
子（ではスイッチング・ユニットＡ、Ｂ：Ｌはこの時間
枠の全範囲にわたり負荷に対して入力電圧Ａ　−Ｂ　を
供給する。次の時間枠（Ｔ２）にスイッチング−ユニッ
トＡ、Ｃ工が導通して枠Ｔ　の全範囲にわたって負荷に
電圧Ａ　−Ｃを供給、以下同様な動作が行なわれる。

各変換器ＣＶ、、　ＧＶ工、Ｃｖ３のスイッチは各変換
器の駆動波形群が次の変換器の駆動波形群から１２０°
変位した関係にあることを除けば公知の制御態様の下に
、第７図下部に示す６個の駆動波形ＤＷ、即ち、それぞ
れの左端に参照符号ｘ１．　ｙ、、　ｚ、、Ｙ□、ｚ、
、Ｘ、をイ＝ｔ　ｌ、　タ１３個の駆動波形に従って駆
動される。例えば、これらの駆動波形を、波形右端に分
布を示しである変換器ＧＶ＋のスイッチに任意に割当て
ると、変換器ＣｖＩの駆動波形はＧＶＩ　の駆動波形群
から１２０°変位していることを除けばＣＶＬの場合と
同じであり、変換器Ｃｖ３の駆動波形は変換器ＣＶ２の
駆動波形群から１２０°変位していることを除けば変換
器ＣＶＬの場合と同じである。共通の制御回路が駆動波
形群Ｄｗを発生させ、これを３つの変換器Ｃｖ１、ｃｖ
ユ、ｃｖ、間に配分する。

以　下　余　白 第１図、第２図及び第４図に示すパルスＰ１、Ｐ工の繰
返し率は、第１図のセットポイントＳＰを介して供給さ
れる基準電圧の大きさの調整に応答して出力周波数を調
整できるクロックを有する調時波形発生器によって与え
られる。従って、第７図の曲線はいずれも同じ相対時間
軸に沿っている。発生回路の出力は一定の間隔を保って
規則的な時間間隔で発生する短いパルス列Ｐ。から成る
。パルスＰ。は一定時間遅延Ｄ１を導入する回路に供給
される。その結果、出力パルスＰｌ′が得られる。パル
スＰ’１が他の時間遅延回路りよに供給されてパルスＰ
。

に対して更に遅延した出力パルスＰ１が発生される。

パルスＰ１が可変遅延回路に供給されると、該回路はパ
ルスｐｌに対して時間ｔ１だけ遅延した出力バルスＰユ
を発生する。この時間遅延を調整自在に時定されるラン
プ応答り、として図示したが、その出力後縁を微分する
ことによってパルスＰＬが得られる。Ｄ３では調時波形
の可調性を破線で示す２つのランダムな調整によって例
示しである。第１０図のパルスＩは、遅延パルスＰユに
応答してフリップフロップにより、あるいは遅延Ｄ３の
時間遅延設定がパルスＰＬとリセット・パルスＰｏとの
間のインターバルより大きい場合には前記パルスＰによ
り決まる。従ってパルスＰ０は“エンド・ストップ″パ
ルスとして作用し、時間ｔの限界をマークする。パルス
Ｐ０とパルスＰｌとの間の遅延は比較的短いから、可能
な最長時間ｔ１は時間Ｔとほぼ等しくなる。このような
条件下では第３図の場合のようにＵＦＯからほぼ最大出
力電圧に近い出力電圧が得られる。パルスＩは（その値
が工及び■である）パルスＰ１によってゼロにリセット
される。

パルスＰ１は電源切換えスイッチング・ユニッ）（Ａ、
、Ａ、、・・・・ＣいＣＤの導通を開始させるのに利用
される。パルスＰｚはその繰返し率は同じであるが、選
択した時間間隔ｔ１だけ調節自在に変位させである。こ
のパルスはスイ・ンチングΦユニットの導通時間を終了
させるの利用される。即ち、パルス列Ｐ１４ｆ出力周波
数を決定し、パルス列Ｐ、は出力・電圧を決定する。パ
ルスＰ１に対するパルスＰ、の位置を変化させることに
より導通時間ｔ１と導通時間ｔ２の比を変化させ、上記
米国特許に説明されてルス列Ｐテを発生させる。パルス
列ＰＨはパルス列Ｐ：Ｌに対して、電源切換えスイッチ
ング・ユニットを遮断するのに必要な短い時間だけ遅延
させられる。パルスＰ２は負荷へのエネルギー通過を遮
断する゛短絡゛パスを形成することを目的とするスイッ
チング会ユニットの導通を開始させるのに利用される。

遅延回路Ｄ１の出力から供給されるパルス列Ｐ’＋はパ
ルスＰ１よりもやや先行することにより次の電源切換え
スイッチングのユニットを起動させるのに必要な時間を
提供する。従って、パルスＰＩは信号Ｆで示すような先
行の°゛短絡°導通インター／Ｓルを終了させるのに利
用され、る。

即ち、毎秒パルス繰返し率が均一な単一パルス列を利用
してインターバルｔ１を開始させ、同じ均一な繰返し率
の、しかし第１パルス列に対して適当な変位の第２パル
ス列を利用してインターバル１．を終了させ、インター
バルｔ％を開始させる。

■信号は入力電源からＡＣ電圧の゛°スライス゛′を出
力する導通時間を表わし、Ｆ信号は“短絡゛のために利
用される。“スライス”及び゛短絡゛°制御信号の配分
及び供給はリングカウンタの助けにより行なわれる。こ
れを公知態様で行なうためにはクロック争パルスＰ０を
利用して共通トリガー式フリップフロップをトリガーし
、２つの方形波パルス列Ｇ及びＧを発生させる。パルス
Ｇは常に偶数のＰ１パルスとオーパラ、シブし、Ｇパル
スは奇数ｐ　ｌ　パルスとオーバラップする。パルスＧ
及びＰｌとＧ及びＰｌをそれぞれ２つのＡＮＤゲートに
供給することによってパルスに、及びに２が得られる。

パルスに１及びに、はそれぞれ２つの３段リングカウン
タの入力に供給される。一方のリングカウンタの出力は
１ｘ、ＩＹ及び１２であり、他方のリングカウンタの出
力は２ｘ、２Ｙ、及び２Ｚである。ツレツレ波形ＩＸ、
ＩＹ、ＩＺ、２Ｚ１２Ｙ及ヒ２Ｘの出力が得られる。こ
れらが０スライス”。

時間間隔ｔにわたって電源切換えスイッチング・ユニッ
トを導通状態にするための基本駆動波形である。既に述
べたように、パルスＦは“°短絡″スイッチング・ユニ
ットが導通するインターバルｔ２．を決める。このパル
スは周期的に６つの別々のパルス列８１−８６に配分さ
れる。波形ＤＷは１つの出力相、即ち、変換器ＣＶ、　
（７）場合、１ｘ、ＩＹ、ＩＺ、２ｘ、２Ｙ、２Ｚ及び
８１−８３から分配後一旦組合わせて個々の両方向静止
形スイッチに供給される駆動信号を表わす。駆動信号と
スイッチング・ユニットとの関係は次の通り、ＡＩニは
×１、Ｂ１ニはＹｌ、Ｃ１にはＺｌ、Ｂ、にはＹ工、Ｃ
，には岨、Ａ工にはｘ１ズある。

本発明による改良が加えられる前の公知ＵＦＣＭ導モー
タ駆動装置の動作及び制御を詳細に説明するため上記米
国特許第３，４７８，４４７号及び第３．４１１３．８
３８号を参考のために引用する。

従来法による無制限形周波数変換器の制御は上記米国特
許の第７図、第１５図及び第１７図にそれぞれが図示さ
れている公知ＵＦＣ装置の３相ブリツジ形変換器、両方
向性静止形スイッチ及び隔離配電回路を利用することに
よって行なわれた。ここに提案するＵＦＯ装置と公知Ｕ
ＦＯ装置の制御回路の基本的な動作条件は外部基準電圧
によって決まる出力周波数の制御、出力周波数に応じた
出力電圧の制御（ＡＣモータＳ駆動装置に応用する場合
の条件）、出力電圧波形基本成分の所要振幅を得るため
の各基本時間枠Ｔの全導通時間ｔ１の制御、及び本願明
細書第４図に示す反復的なＵＦＯスイッチング・パター
ンの発生に関しては全く同じである。

ここに提案する新しい制御方法では、周波数が所定の限
界以上に増大すると従来の制御方式を放棄し、第２制御
方式を利用することにより台形包絡線を発生させ、必要
に応じてこの台形を次第に方形包絡線に近づくように設
定する。

本発明が提案する制御方法の基本原理を第８図及び第８
Ｂ図に示す。この方法では出力電力ｖｏの周波数ｆ。を
決定するパルス列Ｐ１を線形ランプ“°周波数基準波′
°Ｒ０と１組の線形ランプ゛調時波”　ＲＡＤ　、ＲＡ
ｃ−、ＲＣＲ，、、Ｒ姥、ＲｏＡ及びＲ６巳との交差点
からとり出す。ランプ調り、；λｎｋ で測定して６０°だけ互いに変位している。周波数基準
ランプＲ０の繰返し率は２ｆ０（＋。は所要出力周波数
）である。

このようなランプで、公知技術が開示しているように均
一な繰返し率を有するパルス列Ｐｌを得て正弦波状ＵＦ
Ｏ出力波形を発生させるには、第８Ａ図に示すように周
波数基準ランプと時定ランプ・ピークをほぼ同じレベル
にするだけでよい。

本発明では出力波のサイクル中に繰返し率が変化するパ
ルス列を発生させるのにランプを利用する。そのため制
御方法として、ランプ調時波とこれに対応するＡＣ入力
給電電圧波との間に適当な位相関係を成立させる。また
、周波数基準ランプＲ０を可変“とし、その大きさが第
８Ｂ図、第８図及び第１θ図に破線で示すようにランプ
調時波のピークより大きくなることができるようにする
。好ましい実施例ではランプ調時波（Ｒｈい、ＲＡ、・
・・・）を対応する入力供給電圧波（ｖｋβ、Ｖ、４　
・・”　）のゼロ交差から（入力電圧波の各周波数で測
定して）６０°だけ変位させる。即ち、ＲＡＩｌｌｌを
Ｖ絆よりも、ＲＡ、をＶＡＬよりも、以下同様に、第８
Ａ図に示すように６０°だけ遅延させる。換言すれば、
ランプ調時波のピークは連続する波ＶＡＢ、ｖＡｃ−・
・・・間の固有転流点と時間的に符合する。

一′第８Ｂ図に示すように、台形包ｍ線を描く出力波形
は周波数基準ランプＲ０のピークを時定ランプのピーク
Φレベルよりも高くするだけで発生させることができる
。基準ランプのピークが時点ランプのピークに対して大
きくなればなるほど、この時間にわたって周波数ランプ
Ｒ０は一連の特定ラーンプ（部分ａａ’　、　ｂｂ’、
　ｃｄ、・・・・）と交差するからパルスＰ１の繰返へ
し率が増大する。このような時間に挟まれた時間、即ち
、周波数基準ランプが時定ランプ波のピーク・レベルよ
りも高くなるｉでの間に、あたかも周波数ランプが前記
ピーク・レベルよりもやや低いレベルに°゛固定れてい
る″かのように時定ランプのスタート時点においてパル
スＰ１が発生する。従って、パルスＰ１は入力電圧波（
ＶＡ３、ｖＢＬ・・・・）の固有転流点の６０°定間隔
に相当する繰返し率で発生する。この構成ではＰ１パル
ス列の繰返し率は基準ランプの勾配によって決定される
最大値から入力供給電源周波数の８倍に等しい最小値ま
で変化する。

第９図は所定の出力周波数（ｆ０＝ｆエ　）に関し、周
波数基準ランプの勾配が増大しても（ピークからピーク
までの）繰返し率が同じであるため台形出力電圧波形の
包絡線が方形波に近づき、従って基本成分の振幅が増大
する事実を示す。

ＵＦＣ式モータ駆動装置のための本発明による制御シス
テムも出力周波数が所定値以下である限りは公知の制御
システムで得られるのと同様に出力電圧及び出力周波数
を制御する。

その場合、公知ＵＦＧで達成し得る最大値（即ち、正弦
波包絡線を有する出力電圧波形を発生させる値）に達す
るまでは出力周波数にほぼ比例して基本出力電圧が増大
する。この所定周波数より高くなれば１台形包結線を有
する出力電圧波形を発生させることにより出力電圧の基
本成分を更に増大させることができる。出力周波数が最
大動作値に近づくにつれて台形包絡線出力電圧波形は方
形波の形状に近づく。

この制御方式をいかにして達成するかを第１０図に示す
波形で説明する。第１θ図の曲線から明らかなように１
時点ｔまでは、即ち、出力波形が所定値、例えばｆ。＝
ｆ工に達するまでは上記米国特許に開示されているパル
ス幅調整技術によって出力電圧を出力周波数に比例して
制御する。上記所定周波数を越えると、即ち、時点ｔ；
を過ぎると本発明の方法により、例えば台形包結線を有
する出力波形が形成されるように周波数基準ランプＲ０
の勾配を変えることにより出力電圧波の基本成分を増大
させる。

本発明が提案する制御システムの実施例を第１１図にブ
ロックダイヤグラムで略示した。

図から明らかなように、３つの人力供給電圧ＶＡ、、　
ＶＡ、　、　ＶｃＡ（線１０１　、１０２　、１０３）
を供給される発生回路１１０から線１０８に１組のうン
プ調時波ＲＡｐ、ＲＡｏ、Ｒ０゜、ＲｖＡ、、ＲｔＡ、
Ｒ４をとり出す。ランプは周波数基準ランプ発生回路１
１１から線３０９にとり出される周波数基準ランプＲ０
と比較される。ランプＲＤの周波数及び大きさは可変で
ある。線１０８の周波数基準ランプＲ８がコンパレータ
１２０によって時定ランプと比較され、線１０８　、１
０９に出力された２つの同時的ｚｔランプが互いに交差
すると線１１２に出力信号が現われる。この事態が線１
１２において検知され、前記信号が微分回路１２１　に
送られる。この信号は整流ダイオードＤ（を介して線１
１４によりパルス列Ｐ１として送られ、上記米国特許か
ら公知のようにＵＦＣの出力周波数を制御する。線１１
５からのパルス列ｐ１に応答して可調遅延回路１２５か
ら線１１７にとり出される第２パルス列Ｐ２がＵＦＣの
出力電圧を制御する。このこ・とも上記米国特許に開示
されている通りである。

第１２図はランプ調時波発生回路１１０の実施例を示す
。その動作を第１３図の曲線（ａ）〜（ｇ）で示した。

第１２図の回路では線１３９　、１４０においてランプ
調時波（逆極性のＲ４Ｂ、Ｒい）がそれぞれ形成される
。線１０３にとり出された相電圧ＶｃＡ（第１３図の曲
線（ａ））はリミタ−１３１により第１３図の曲線（ｂ
）で示すような方形波に変えられる。線１３２から定利
得増幅器ＡＮＰ２が線１３６を介して反対極性の電圧を
提供する。積分回路ＩＮＴ　１が線１３２から１３５へ
曲線（ｃ）に示すのこぎり波信号を供給するが、この信
号は１ｉ１３７にも現われ、定利得増幅器ＡＭＰＩはそ
の出力において第１３図に曲線（ｃ＋）で示す反対極性
電圧を線１３８に供給する。アナログ・スイッチＳＷ、
、５Ｉｌ１２は一方の極性の制御信号なら線１３２から
線１３４を介してＳ冒１に、他方の極性の信号なら線１
３１３及びＡＭＰ２から５ＩｌｌＬに入って来るという
本実に基づいて、線１３８゜１３７を介して入って来る
いずれか一方の極性の信号を選択する。従って、曲線（
Ｃ）はＳＷユから線１４０を介して出力され、曲線（ｄ
）はＳ−１から線＋３１１を介して出力され、それぞれ
ランプ−Ｒ６Ａ、−ＲＡいに対応すｉ。

ｖＡＢとの関連におけるランプ−ＲｐｃＪび−Ｒ（４３
の発生及びｖ２との関連におけるランプ−Ｒ，Ａ及び−
ＲＡｏの発生についても同様である。すべてのランプが
加算増幅器ＳＡに入力されて線１０８に第１３図の曲線
（ｇ）で示す一連のランプＲ５゜、ＲＢＡ、ＲｃＡ・・
・・を発生させる。

線１３２及び線１３Ｂからそれぞれ線１０８及び１０？
を介して電圧＋Ａ及び−Ａがとり出され、ランプ基準波
発生回路（第１１図及び第１４図）に供給される。

第１４図は周波数基準発生回路ｌｌの実施例を詳細に示
す。この発生回路は正弦波モード（第８Ａ図）でも台形
モード（第８Ｂ図）でも動作できる。

線ｌＯ６及び１０７は整流回路ＲＯＴの入力に接続し、
！！１１１５１を介して両極性で電圧＋ＥＡを提供する
。この電圧信号はその出力（線１５２、接続点Ｊ、）に
おいて信号−ＥＡに線１６８からの電圧−Ｅが加わり、
接続点Ｊからの線１５３には、線１８８が線１０５に選
択可能な電圧−（ＥＡ＋　ＫＥ）を提供するように加減
抵抗器ＲＨが挿入されている。ただし、Ｋはに＝０（正
弦′波モード）とに＝１（台形モード）までの間の任意
の値を取ることができる。線１０５から信号−（Ｅ△十
ＫＥ）が反転増幅器ＡＭＰ３に送られると、この増幅器
が線１６１に反対極性電圧を提供する 線１８１は他の反転増幅器ＡＭＰ４Ｅ１８を通って線１
１３２に進むが、信号は線１６１から加減抵抗器ＲＨ，
を通って線１８？に進む。（極性に応じて）線１８２ま
たは線１８７に応答する積分回路ＩＮＴ２は出力（接続
点Ｊ、）において、もしに＝０（正弦波モード）なら曲
線（ａ）のようなランプ信号を、もし０　＜Ｋ　＜１　
（台形モード）なら曲線（ｄ）のようなランプ信号を提
供する。積分回路のリセー、ト入力は接続点Ｊ６と接続
点Ｊ＋の信号を比較するコンパレータＣＭＰからの極性
の変化に線１６１４を介して応答することにより、所要
ピーク値として曲線（ａ）の±ＥＡまたは曲線（ｄ）の
±（ＥＡ＋ＫＥ）を維持する。角形度を加減抵抗器ＲＨ
，で調整し、ランプの繰返し率を加減抵抗器ＲＨ，によ
って設定する。

一方の極性については、接続点Ｊ２．から線１５４を介
してクランプ・ダイオードＤにクラλ ンプ電圧−ＥＡが供給され、他方の極性については定利
得増幅器ＡＭＰ６を介して線１５５　、１５８によりク
ランプＱダイオードＤ３にクランプ電圧＋ＥＡが供給さ
れる。従って、線１５Ｂによりクランプ・ダイオードＤ
え、Ｄ３の反対側接続点Ｊ、に供給される接続点Ｊにお
ける電圧が第１５図の曲線（ｄ）で示すようにＥ＾を超
えようとすれば、ランプは曲線（ｆ）で示すようにレベ
ルＥＡに固定される。これは調時波との交差に利用され
る電圧である。即ち、接続点Ｊ３から切頭ランプが定利
得増幅器＾ＮＰ７に入力され、第８Ａ図、第８Ｂ図のパ
ルス列Ｐ）を形成するため線１０９（第１１図）を介し
て出力される。Ｋ値を変化させ、周波数を変化させるこ
とにより第８図及び第１０図に示すように台形モードで
制御することができる。

正弦波包絡線を有する出力電圧波形の場合、基準ランプ
の大きさと特定ランプの大きさがほぼ等しい状態に維持
される。これはランプ調時波（“角形度”設定値＝０）
のピーク値に等しいＤＣ電圧ＥＡから基準ランプを誘導
することによって達成される。台形モード包絡線を描く
出力電圧波形の場合、制御可能なりＣ電圧ｋＥ（０≦に
≦）を電圧Ｅに加えることにより基準ランプの大きさを
時定ランプの大きさ以上に増大させる。特定ランプと交
差させるために現実の基準ランプの大きさを２つのダイ
オードＤよ、口３により電圧レベル勅及び−Ｅ八に固定
する。

３相ＵＦＣにより台形モード包絡線を描く３つの全く同
じ出力電圧波形を形成するには１２０°移相させた３つ
の周波数基準ランプＲ５が必要である。次いでモータの
３相にそれぞれ給電する３つのＵＦＯ電源回路のそれぞ
れについて所要Ｐ１パルス列を発生させる際に前記基準
ランプが共通の１組のランプ調時波と比較される。３つ
の周波数基準ランプは第１４図に示すような３つの全く
同じ回路によってとり出すことができる。ただし、所要
の１２０　’位相ずれを得るためには３つの回路を互い
に回期させねばならない。このためには例えば線１６３
などを介してリセット可能な積分回路（ＩＮＴ２）の°
゛同同期パス入力適当なゲート信号を送ることにより所
期のシーケンス及び位相ずれで３つのランプ発生回路を
起動させればよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は、上記米国特許第３，４７０，４４７号及び第
３，４９３，８３８号によるｕｐｃモータ駆動装置のブ
ロックダイヤグラム。 第２図は、出力周波数及び電圧と出力電流に対する第１
図図示装置における制御パルス列Ｐ１、Ｐユの３通りの
繰返し率及びインターバルの影響を曲線で表わすチャー
ト。 第３Ａ図は第１図の３相負荷との関連で示すブロックダ
イヤグラム。 第３図は、比較のため出方電圧の大きさを構成する変換
器スイッチを全く制御しない状態での第１図及び第３Ａ
図図示装置の動作を曲線で表わすチャートであるのに対
して、第４図に出力電圧の大きさを調整するための第１
図図示装置の制御パルス列Ｐ１及びＰ、がその制御下に
短絡インターバルの間に導通インターバルを設定する態
様を曲線で示すチャート。 第５図は、第１図図示ＵＦＯ装置の３相を比較するチャ
ート。 第８図は、一定ボルト／ヘルツ比における誘導モータの
電圧／周波数線形特性の典型を示すグラフ。 第７図は、第１図の信号Ｐ１、Ｐ工の発生と第１図のＵ
ＦＣ装置などにおける変換器駆動信号の誘導を曲線で示
すチャート。 第８Ａ図及び第８Ｂ図は、出力波形を正弦被包゛絡線）
第８Ａ図）から台形包絡線（第８Ｂ図）に変える本発明
の好ましい実施例による制御を方形波に近づくまで次第
に急勾配となるようにパルス制御する態様を曲線で示し
、第９図は周波数基準の勾配変化の影響を、第１０図は
出力波の周波数変化の影響をそれぞれ示すチャート。 第１１図は、本発明の好ましい実施例による制御装置の
ブロックダイヤグラム。 第１２図は、第１１図の制御装置に使用できるランプ調
時波発生回路めブロックダイヤグラム。 第１３図は第１２図の発生回路の動作を曲線で表わすチ
ャート。 第１４図は、第１１図の制御装置に使用できる周波数基
準ランプ発生回路のブロックタイヤグラム。 第１５図は、第１４図の発生回路の動作を曲線で表わす
チャートである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、正弦波モードで動作して所定入力周波数の正弦波多
   相入力ＡＣ電力を出力周波数制限可能な正弦波多相出力
   ＡＣ電力に変換するにつき、前記出力周波数を決定する
   選択可能な繰返し率の制御パルスを発生する前記正弦波
   モードで動作するパルス発生回路を利用する無制限型周
   波数変換装置（ＵＦＯ）において、前記パルス発生回路
   が前記正弦波ＡＣ入力電力の個々の位相電圧における電
   気角を表わす複数の時定ランプを発生する第１手段及び
   選択可能な勾配の周波数基準ランプを発生する第２手段
   を含み、前記基準ランプが前記時定ランプと順次交差す
   ることにより前記選択可能な勾配に応じた繰返し率で前
   記制御パルスを発生することと、ＵＦＯが前記正弦波モ
   ードならば前記時定ランプ及び前記基準ランプが同じ所
   定のピーク電圧を有することと、前記基準ランプの制御
   可能なピーク電圧を前記所定のピーク電圧よりも高くす
   ることにより前記多相出力ＡＣ電力が台形となるモード
   で［ＪＦＣを動作させることができることを特徴とする
   無制限型周波数変換装置。 ２、前記出力ＡＣ電力が所定周波数に達すると前記基準
   ランプのピーク電圧を前記所定のピーク電圧以上に増加
   させる手段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第１
   項に記載の装置３、正弦波モードで変化する、及び台形
   モードで変化する前記基準ランプの勾配を変化させる手
   段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載
   の装置。 ４、前記基準ランプが前記所定のピーク電圧を越えると
   作動するクランプ手段を設け、前記基準波が前記所定の
   ピーク電圧を越えると前記入力位相電圧の固有転流点に
   よって決定される繰返し率で前記制御パルスを発生させ
   ることにより前記出力ＡＣ電力の最大電圧を維持するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第３項に記載の装置。 ５、前記基準ランプの周波数及びピークを調整すること
   を特徴する特許請求の範囲第４項に記載の装置。