JP2582071B2 - パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調方式インバ−タの制御装置Info
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- JP2582071B2 JP2582071B2 JP62120265A JP12026587A JP2582071B2 JP 2582071 B2 JP2582071 B2 JP 2582071B2 JP 62120265 A JP62120265 A JP 62120265A JP 12026587 A JP12026587 A JP 12026587A JP 2582071 B2 JP2582071 B2 JP 2582071B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、パルス幅変調方式による可変電圧・可変周
波数（VVVF）インバータに係り、特に電気車駆動用誘導
電動機の制御に好適なインバータの制御装置に関する。
波数（VVVF）インバータに係り、特に電気車駆動用誘導
電動機の制御に好適なインバータの制御装置に関する。
近年、電気車の駆動用としてインバータ制御による誘
導電動機が使用されるようになり、ローコスト化，保守
の簡略化に大きく貢献している。
導電動機が使用されるようになり、ローコスト化，保守
の簡略化に大きく貢献している。
ところで、このような場合での誘導電動機を駆動する
VVVFインバータ装置においては、出力電圧の基本成分で
ある変調波信号と三角波等の搬送波との比較でパルス信
号に変換する、いわゆるPWM制御方式が、従来から採用
されているが、このPWM制御方式においては、変調波と
搬送波の零クロス点が常に一致する同期制御方式と変調
波には関係なく搬送波を一定とする非同期制御方式とが
ある。
VVVFインバータ装置においては、出力電圧の基本成分で
ある変調波信号と三角波等の搬送波との比較でパルス信
号に変換する、いわゆるPWM制御方式が、従来から採用
されているが、このPWM制御方式においては、変調波と
搬送波の零クロス点が常に一致する同期制御方式と変調
波には関係なく搬送波を一定とする非同期制御方式とが
ある。
このうち、まず、同期制御方式は、インバータのスイ
ツチング周波数の制限や誘導障害を抑制する必要のある
電気鉄道の分野で広く採用されているが、低速時のトル
ク制御に問題があつた。
ツチング周波数の制限や誘導障害を抑制する必要のある
電気鉄道の分野で広く採用されているが、低速時のトル
ク制御に問題があつた。
一方、非同期制御方式は低速時の制御に優れ、またト
ルク変動に対する応答も速い等の反面、高速域でパルス
数が少なくなると、位相のずれのためトルクがアンバラ
ンスとなり、運転が不安定となる問題があつた。
ルク変動に対する応答も速い等の反面、高速域でパルス
数が少なくなると、位相のずれのためトルクがアンバラ
ンスとなり、運転が不安定となる問題があつた。
そこで同期制御，非同期制御の各利点を生かして低速
では非同期制御，高速では同期制御に切替えるようにし
た制御装置が、例えば特開昭60−174088号公報などによ
り開示されている。
では非同期制御，高速では同期制御に切替えるようにし
た制御装置が、例えば特開昭60−174088号公報などによ
り開示されている。
上記従来技術は非同期制御と同期制御を単にインバー
タ周波数だけで切替えて制御しているが、非同期制御を
用いる超低周波数域では精度の良いPWM制御が要求され
ておりこの点について配慮がされておらず、超低周波数
域でのトルク脈動を生ずる可能性があつた。
タ周波数だけで切替えて制御しているが、非同期制御を
用いる超低周波数域では精度の良いPWM制御が要求され
ておりこの点について配慮がされておらず、超低周波数
域でのトルク脈動を生ずる可能性があつた。
本発明の目的は、低速時でも充分に精度の良いPWM制
御が行なえ、誘導電動機の駆動に使用してトルク脈動を
充分に抑えることができるPWM方式インバータの制御装
置を提供することにある。
御が行なえ、誘導電動機の駆動に使用してトルク脈動を
充分に抑えることができるPWM方式インバータの制御装
置を提供することにある。
上記目的は、インバータの出力周波数指令信号及び出
力電圧指令信号をソフト的に作成する演算処理手段と、
これら出力周波数指令信号及び出力電圧指令信号を入力
し、インバータ出力交流に同期したパルス幅変調された
パルスを出力する第１のパルス幅変調手段と、前記出力
周波数指令信号及び出力電圧指令信号から前記インバー
タ出力交流に非同期のパルス幅データをソフト的に作成
する演算処理手段と、このパルス幅データからパルス幅
変調されたパルスを出力する第２のパルス幅変調手段と
を用い、インバータ出力交流に非同期なパルス幅変調さ
れたパルスと、インバータ出力交流に同期したパルス幅
変調されたパルスとにより、選択的にインバータの主回
路スイッチング素子が制御されるようにして達成され
る。
力電圧指令信号をソフト的に作成する演算処理手段と、
これら出力周波数指令信号及び出力電圧指令信号を入力
し、インバータ出力交流に同期したパルス幅変調された
パルスを出力する第１のパルス幅変調手段と、前記出力
周波数指令信号及び出力電圧指令信号から前記インバー
タ出力交流に非同期のパルス幅データをソフト的に作成
する演算処理手段と、このパルス幅データからパルス幅
変調されたパルスを出力する第２のパルス幅変調手段と
を用い、インバータ出力交流に非同期なパルス幅変調さ
れたパルスと、インバータ出力交流に同期したパルス幅
変調されたパルスとにより、選択的にインバータの主回
路スイッチング素子が制御されるようにして達成され
る。
本発明によれば、低速時に精度の良いPWM制御を行な
うため、ソフトウエア処理を主とする非同期制御を行な
い、高速時にはコンピュータなどの演算処理手段の動作
責務を軽減させるため、この演算処理手段の指令に基づ
き専用のハードウエアで処理する同期制御を行なうよう
にされる。
うため、ソフトウエア処理を主とする非同期制御を行な
い、高速時にはコンピュータなどの演算処理手段の動作
責務を軽減させるため、この演算処理手段の指令に基づ
き専用のハードウエアで処理する同期制御を行なうよう
にされる。
この結果、低速時には、制御処理の中でソフト的に実
行される部分の比率が高くされるので、低速時に特に必
要となる高い精度が容易に得られ、他方、高速時にはハ
ード的に実行される比率が多くされるので、ソフト的な
処理への負担を軽減しながら高速処理が可能になり、こ
の結果、低速時から高速時まで常に適切な制御を確実に
得ることができる。
行される部分の比率が高くされるので、低速時に特に必
要となる高い精度が容易に得られ、他方、高速時にはハ
ード的に実行される比率が多くされるので、ソフト的な
処理への負担を軽減しながら高速処理が可能になり、こ
の結果、低速時から高速時まで常に適切な制御を確実に
得ることができる。
以下、本発明によるPWM方式インバータ制御装置につ
いて、図示の実施例により詳細に説明する。
いて、図示の実施例により詳細に説明する。
第１図は、本発明を電気車駆動用誘導電動機の制御に
適用した一実施例で、この図において、１はマイクロコ
ンピユータのCPUで、運転指令の前後進信号F,Rと、力行
／制動信号P,B,ブレーキハンドル出力Br,応荷重信号PD,
誘導電動機の回転周波数検出器出力fr,フイルタコンデ
ンサ電圧Ecf,それに電動機電流IMをデイジタル量に変換
して取り込み、運転指令を入力した運転指令部７のノツ
チ信号71とブレーキハンドル出力Br,応荷重信号PD及び
フイルタコンデンサ電圧Ecfをそれぞれすべり周波数パ
ターン発生部3,力行電流パターン発生部5,制動電流パタ
ーン発生部６に入力し、各パターンを発生する。そし
て、各パターン出力31,51,61と電動機電流IMとをすべり
周波数演算部４に入力し、すべり周波数信号fsを決定す
る。
適用した一実施例で、この図において、１はマイクロコ
ンピユータのCPUで、運転指令の前後進信号F,Rと、力行
／制動信号P,B,ブレーキハンドル出力Br,応荷重信号PD,
誘導電動機の回転周波数検出器出力fr,フイルタコンデ
ンサ電圧Ecf,それに電動機電流IMをデイジタル量に変換
して取り込み、運転指令を入力した運転指令部７のノツ
チ信号71とブレーキハンドル出力Br,応荷重信号PD及び
フイルタコンデンサ電圧Ecfをそれぞれすべり周波数パ
ターン発生部3,力行電流パターン発生部5,制動電流パタ
ーン発生部６に入力し、各パターンを発生する。そし
て、各パターン出力31,51,61と電動機電流IMとをすべり
周波数演算部４に入力し、すべり周波数信号fsを決定す
る。
一方、周波数検出部２では、回転周波数検出器出力fr
から回転周波数信号fRを出力し、加算器13ですべり周波
数信号fsと加算してインバータ動作周波数fi0を得る。
から回転周波数信号fRを出力し、加算器13ですべり周波
数信号fsと加算してインバータ動作周波数fi0を得る。
さらに、パルスモード制御部８では、このfi0と、フ
ィルタコンデンサ電圧Ecfから、インバータ出力交流１
周期内のパルス数を指定するパルスモード信号PMを決定
し、外部へ出力する。
ィルタコンデンサ電圧Ecfから、インバータ出力交流１
周期内のパルス数を指定するパルスモード信号PMを決定
し、外部へ出力する。
また、変調度演算部９ではfi0,Ecf及びIMから変調度
信号γと、V/Fが一定となるように、Ecfに応じて所要の
インバータ出力電圧とインバータ装置として出力可能な
最大電圧の比であるパーセント出力電圧VMDを演算し、
変調度信号γを外部へ出力する。
信号γと、V/Fが一定となるように、Ecfに応じて所要の
インバータ出力電圧とインバータ装置として出力可能な
最大電圧の比であるパーセント出力電圧VMDを演算し、
変調度信号γを外部へ出力する。
このとき、インバータ動作周波数fi0は、主回路に存
在するフイルタの共振による振動を抑制するため、Ecf
からダンピング制御部12で生成したダンピング信号DPと
加算器14で加算し、インバータ周波数信号fi1を決定し
外部へ出力する。
在するフイルタの共振による振動を抑制するため、Ecf
からダンピング制御部12で生成したダンピング信号DPと
加算器14で加算し、インバータ周波数信号fi1を決定し
外部へ出力する。
また、この実施例では、CPU1のソフトウエアで非同期
制御の処理を主に行つており、このため、非同期演算部
10では、fi1とPM及びパーセント出力電圧VMDから、制御
切替信号11と非同期制御PWM信号の演算データPOT,NOTを
作成し、それを外部へ出力する。非同期制御回路100は
このPOT,NOTから波形合成することによつて非同期制御P
WM信号101を生成する。
制御の処理を主に行つており、このため、非同期演算部
10では、fi1とPM及びパーセント出力電圧VMDから、制御
切替信号11と非同期制御PWM信号の演算データPOT,NOTを
作成し、それを外部へ出力する。非同期制御回路100は
このPOT,NOTから波形合成することによつて非同期制御P
WM信号101を生成する。
他方、同期制御PWM回路200では、CPU1からの出力fi1,
PM,γを入力して変調波と搬送波の比較を行い、同期制
御PWM信号201を生成する。
PM,γを入力して変調波と搬送波の比較を行い、同期制
御PWM信号201を生成する。
そして制御切替器15で、制御切替信号11によりPWM信
号131を101又は201のいずれかに切替え、ゲートパルス
発生部16でゲート信号141を発生させる。
号131を101又は201のいずれかに切替え、ゲートパルス
発生部16でゲート信号141を発生させる。
ここでCPU1から外部への出力は、インバータ動作周波
数信号fi1,パルスモード信号PM,変調度信号γと制御切
替信号11,非同期制御PWM信号生成の演算データPOT,NOT
と必要最小限のものとなつており、また非同期制御処理
は、ほとんどCPU1によるソフトウエアで行い、PWM信号
は演算データ122をタイマにセツトさせるだけで得るこ
とができ、ハードとソフトウエアの処理分担が適切化さ
れ、回路構成が簡単なPWM方式インバータの制御装置が
実現できる効果がある。
数信号fi1,パルスモード信号PM,変調度信号γと制御切
替信号11,非同期制御PWM信号生成の演算データPOT,NOT
と必要最小限のものとなつており、また非同期制御処理
は、ほとんどCPU1によるソフトウエアで行い、PWM信号
は演算データ122をタイマにセツトさせるだけで得るこ
とができ、ハードとソフトウエアの処理分担が適切化さ
れ、回路構成が簡単なPWM方式インバータの制御装置が
実現できる効果がある。
次に、非同期制御PWM信号の生成について第２図，第
３図を用いて説明する。第２図において、第１図と同一
部には同一符号を付してある。CPU1内でインバータ周波
数信号fi1から出力電圧の基本波の位相を位相演算部110
で演算し、その出力を正弦波換算部111と切替制御部112
へ出力する。正弦波換算信号121とパーセント出力電圧V
MDを乗算部113で乗算して瞬時出力電圧値データ122を演
算し、この出力データをタイマP114及びタイマN115にセ
ツトし、各タイマ出力POT,NOTを波形合成回路116に供給
して非同期制御PWM信号101を生成する。
３図を用いて説明する。第２図において、第１図と同一
部には同一符号を付してある。CPU1内でインバータ周波
数信号fi1から出力電圧の基本波の位相を位相演算部110
で演算し、その出力を正弦波換算部111と切替制御部112
へ出力する。正弦波換算信号121とパーセント出力電圧V
MDを乗算部113で乗算して瞬時出力電圧値データ122を演
算し、この出力データをタイマP114及びタイマN115にセ
ツトし、各タイマ出力POT,NOTを波形合成回路116に供給
して非同期制御PWM信号101を生成する。
切替制御部112は基本波位相120とパルスモード信号PM
とで制御切替信号11を作成し、外部へ出力する。
とで制御切替信号11を作成し、外部へ出力する。
各部の動作を第３図で説明する。位相演算値120は１
周期を鋸歯状波的に演算するので、この値を正弦波に換
算し、パーセント電圧VMDと乗算する。VMDの値が第３図
のように100％であれば、乗算結果の瞬時出力電圧値デ
ータ122は最大＋100％，最小−100％の正弦波となり、V
MDの値によつて振幅の大きさが変化する。
周期を鋸歯状波的に演算するので、この値を正弦波に換
算し、パーセント電圧VMDと乗算する。VMDの値が第３図
のように100％であれば、乗算結果の瞬時出力電圧値デ
ータ122は最大＋100％，最小−100％の正弦波となり、V
MDの値によつて振幅の大きさが変化する。
なお、この実施例では、タイマP,Nの動作周期をCPU1
のサンプリング時間Tsで行わせるようにしているが、イ
ンバータ装置の動作安定性からTs/2.5msの値が要求され
ている。従つて、Ts＝2.5msとすれば、第３図のTs毎に
瞬時出力電圧値データをタイマにセツトさせる。
のサンプリング時間Tsで行わせるようにしているが、イ
ンバータ装置の動作安定性からTs/2.5msの値が要求され
ている。従つて、Ts＝2.5msとすれば、第３図のTs毎に
瞬時出力電圧値データをタイマにセツトさせる。
この動作を第３図の下部に、Tsを拡張して示す。すな
わち、Ts毎にタイマP114,タイマN115にデータを交互に
セツトする。時間t1でタイマN115にデータをセツトする
と、タイマN115はデータに応じた遅れ時間TNを制御して
出力し、時間t2でタイマP114にデータをセツトすると、
タイマP114はデータに応じた遅れ時間TPを制御して出力
する。そしてタイマ出力POT,NOTを波形合成して非同期P
WM信号101を生成する。サンプリング時間Tsが２回でPWM
信号を生成するのでTs＝2.5mSの場合、周波数200Hz一定
のPWM信号が得られる。
わち、Ts毎にタイマP114,タイマN115にデータを交互に
セツトする。時間t1でタイマN115にデータをセツトする
と、タイマN115はデータに応じた遅れ時間TNを制御して
出力し、時間t2でタイマP114にデータをセツトすると、
タイマP114はデータに応じた遅れ時間TPを制御して出力
する。そしてタイマ出力POT,NOTを波形合成して非同期P
WM信号101を生成する。サンプリング時間Tsが２回でPWM
信号を生成するのでTs＝2.5mSの場合、周波数200Hz一定
のPWM信号が得られる。
次に、同期制御PWM信号の生成について、第４図を用
いて説明する。第４図において、第１図と同一部につい
ては同一符号を付してある。なお、同期制御でも非同期
制御と同様にソフト処理でPWM信号を生成することは可
能ではあるが、周波数が高くなるにつれてCPUの動作責
務は厳しくなり、またサンプリング時間も小さくする必
要があり、メリツトは少なく、この実施例のように、専
用のハードウエアが適している。
いて説明する。第４図において、第１図と同一部につい
ては同一符号を付してある。なお、同期制御でも非同期
制御と同様にソフト処理でPWM信号を生成することは可
能ではあるが、周波数が高くなるにつれてCPUの動作責
務は厳しくなり、またサンプリング時間も小さくする必
要があり、メリツトは少なく、この実施例のように、専
用のハードウエアが適している。
CPU1からの出力であるインバータ周波数信号fi1及び
パルスモード信号PMをカウンタ210に入力し、インバー
タ出力電圧の位相に対応した出力信号220を出力させ、
搬送波を記憶したEPROM211,212,213のアドレスを掃引
し、搬送波データ221,222,223を得る。比較器214,215,2
16では、CPU1からの変調度信号γと搬送波データ221,22
2,223をデイジタル比較し、比較結果を波形生成回路217
に入力し、カウンタ出力210により同期制御PWM信号201
を得る。
パルスモード信号PMをカウンタ210に入力し、インバー
タ出力電圧の位相に対応した出力信号220を出力させ、
搬送波を記憶したEPROM211,212,213のアドレスを掃引
し、搬送波データ221,222,223を得る。比較器214,215,2
16では、CPU1からの変調度信号γと搬送波データ221,22
2,223をデイジタル比較し、比較結果を波形生成回路217
に入力し、カウンタ出力210により同期制御PWM信号201
を得る。
ここで、EPROM211,212,213には半周期（180゜）の搬
送波データを３分割して60゜毎に記憶させ、また変調波
と搬送波の零レベル付近の比較精度を上げかつ比較レベ
ルを１本化するため、搬送波のレベルを正弦波の逆の形
となるようにしてある。
送波データを３分割して60゜毎に記憶させ、また変調波
と搬送波の零レベル付近の比較精度を上げかつ比較レベ
ルを１本化するため、搬送波のレベルを正弦波の逆の形
となるようにしてある。
EPROM211,212,213の60゜毎のデータを変調度信号γと
比較し、その比較結果をカウンタ出力210の零クロス信
号毎に組合わせてPWM信号を生成している。
比較し、その比較結果をカウンタ出力210の零クロス信
号毎に組合わせてPWM信号を生成している。
次に、制御モードの切替動作にろいて、第５図を用い
て説明する。なお、ここでは非同期制御から同期制御へ
の切替動作を示す。
て説明する。なお、ここでは非同期制御から同期制御へ
の切替動作を示す。
この第５図から明らかなように、制御切替器15は制御
切替信号11がt10で発生しても直ちに切替動作を行うの
ではなく、CPU1内部で演算する出力電圧の基本波位相12
0の立上りの零クロス点であるt20で同期制御に切替える
ようになつており、このことにより位相が連続するので
トルクシヨツクがない。同期制御から非同期制御へ切替
える場合にも同様に零クロス点で行なわれる。なお、切
替制御部112の入力のパルスモード信号PMの代わりにイ
ンバータ周波数fi0や車両速度を用いても、同様の効果
が得られる。
切替信号11がt10で発生しても直ちに切替動作を行うの
ではなく、CPU1内部で演算する出力電圧の基本波位相12
0の立上りの零クロス点であるt20で同期制御に切替える
ようになつており、このことにより位相が連続するので
トルクシヨツクがない。同期制御から非同期制御へ切替
える場合にも同様に零クロス点で行なわれる。なお、切
替制御部112の入力のパルスモード信号PMの代わりにイ
ンバータ周波数fi0や車両速度を用いても、同様の効果
が得られる。
従つて、この実施例によれば、誘導電動機の速度制御
を、低速時でのトルク脈動を充分に抑えながら高精度で
行なうことができ、電気車の走行を滑らかに制御でき
る。
を、低速時でのトルク脈動を充分に抑えながら高精度で
行なうことができ、電気車の走行を滑らかに制御でき
る。
また、この実施例では、上記したように、制御モード
の切替動作が、出力電圧の基本波の位相が変化しないよ
うにして行なわれるため、誘導電動機にトルクシヨツク
が現われず、滑らかな運転が得られる。
の切替動作が、出力電圧の基本波の位相が変化しないよ
うにして行なわれるため、誘導電動機にトルクシヨツク
が現われず、滑らかな運転が得られる。
本発明によれば、低周波領域における非同期制御の主
な処理をCPUで行うようにしたから、精度の良いPWM信号
の発生が可能となり、高周波数領域での同期制御処理
は、CPUの動作責務を考慮して専用ハードウエアで行う
ことにしたので、ソフトウエアとハードウエアの処理分
担の適切化が図られ、CPUとハードウエアとのインター
フエイスの必要性を最小限にでき、回路構成が簡単とな
る効果がある。
な処理をCPUで行うようにしたから、精度の良いPWM信号
の発生が可能となり、高周波数領域での同期制御処理
は、CPUの動作責務を考慮して専用ハードウエアで行う
ことにしたので、ソフトウエアとハードウエアの処理分
担の適切化が図られ、CPUとハードウエアとのインター
フエイスの必要性を最小限にでき、回路構成が簡単とな
る効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す制御ブロツク図、第２
図は非同期制御PWM回路の一実施例を示す制御ブロツク
図、第３図は第２図の動作を説明する波形図、第４図は
同期制御PWM回路の一実施例を示す制御ブロツク図、第
５図は制御モードの切替動作を説明する波形図である。 １……CPU,15……制御切替器,100……非同期制御PWM回
路,200……同期制御PWM回路,110……位相演算部,111…
…正弦波換算部,112……切替制御部,113……乗算部,114
……タイマP,115……タイマN,116……波形合成回路,210
……カウンタ,211〜213……EPROM,214〜216……比較器,
217……波形生成回路。
図は非同期制御PWM回路の一実施例を示す制御ブロツク
図、第３図は第２図の動作を説明する波形図、第４図は
同期制御PWM回路の一実施例を示す制御ブロツク図、第
５図は制御モードの切替動作を説明する波形図である。 １……CPU,15……制御切替器,100……非同期制御PWM回
路,200……同期制御PWM回路,110……位相演算部,111…
…正弦波換算部,112……切替制御部,113……乗算部,114
……タイマP,115……タイマN,116……波形合成回路,210
……カウンタ,211〜213……EPROM,214〜216……比較器,
217……波形生成回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 棚町 徳之助 日立市久慈町4026番地 株式会社日立製 作所日立研究所内 (72)発明者 豊田 瑛一 勝田市市毛1070番地 株式会社日立製作 所水戸工場内
Claims (7)
- 【請求項１】インバータの主回路スイッチング素子に対
して、インバータ出力交流に非同期なパルス幅変調され
たパルスと、インバータ出力交流に同期したパルス幅変
調されたパルスとを選択して出力するパルス幅変調方式
インバータの制御装置において、 前記インバータの出力周波数指令信号及び出力電圧指令
信号を予め定められた演算手順に従って作成する第１の
演算処理手段と、 これら出力周波数指令信号及び出力電圧指令信号を入力
し、インバータ出力交流に同期したパルス幅変調された
パルスを出力する第１のパルス幅変調手段と、 前記出力周波数指令信号及び出力電圧指令信号から前記
インバータ出力交流に非同期のパルス幅データを予め定
められた演算手順に従って作成する第２の演算処理手段
と、 この非同期のパルス幅データからパルス幅変調されたパ
ルスを出力する第２のパルス幅変調手段と、 前記第１のパルス幅変調手段の出力と、前記第２のパル
ス幅変調手段の出力とを、前記出力周波数指令信号及び
出力電圧指令信号から作成される選択信号に基づいて選
択する手段とを備えた パルス幅変調方式インバータの制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記第１の演算処理手段と第２の演算処理手段が共通の
コンピュータにより構成されているパルス幅変調方式イ
ンバータの制御装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、 前記選択信号は、 予め定められた演算手順に従って作成されるものである
パルス幅変調方式インバータの制御装置。 - 【請求項４】特許請求の範囲第１項において、 前記選択する手段は、 前記インバータ出力交流の位相が零位相となる点で前記
第１のパルス幅変調手段の出力と、前記第２のパルス幅
変調手段の出力とを切り換えるものであるパルス幅変調
方式インバータの制御装置。 - 【請求項５】特許請求の範囲第１項において、 前記第２の演算処理手段は、 前記出力周波数指令信号から、前記インバータの出力電
圧基本波の位相を出力する位相演算手段と、 この出力電圧基本波の位相から正弦波を出力する正弦波
発生手段と、 この正弦波と出力電圧指令信号とから瞬時出力電圧指令
を発生する手段と、 一定のサンプリング周期で動作し、このサンプリグ周期
毎の前記瞬時出力電圧指令値に応じたパルス幅データを
出力する手段とを備えている ものであるパルス幅変調方式インバータの制御装置。 - 【請求項６】特許請求の範囲第５項において、 前記一定のサンプリング周期を、前記第２の演算処理手
段のサンプリング周期に一致させたパルス幅変調方式イ
ンバータの制御装置。 - 【請求項７】特許請求の範囲第１項において、 前記第１のパルス幅変調手段は、 予め定められた演算手順に従って生成されたインバータ
出力交流１周期内のパルス数を指定するパルスモード信
号を入力し、このパルスモード信号と前記出力周波数指
令信号とに基づいてインバータ出力交流の位相に対応し
た出力を発生するカウンタと、 このカウンタ出力でアドレスが掃引され搬送波データを
出力する記憶手段と、 この搬送波データと前記出力電圧指令値信号とを比較し
パルス幅変調されたパルスを出力する手段とを備えた パルス幅変調方式インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62120265A JP2582071B2 (ja) | 1987-05-19 | 1987-05-19 | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62120265A JP2582071B2 (ja) | 1987-05-19 | 1987-05-19 | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63287372A JPS63287372A (ja) | 1988-11-24 |
| JP2582071B2 true JP2582071B2 (ja) | 1997-02-19 |
Family
ID=14781934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62120265A Expired - Lifetime JP2582071B2 (ja) | 1987-05-19 | 1987-05-19 | パルス幅変調方式インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2582071B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2522393B2 (ja) * | 1989-06-27 | 1996-08-07 | 富士電機株式会社 | 可変速交流電動機用ｐｗｍ形インバ―タのパルス制御装置 |
| US8633667B2 (en) * | 2009-03-27 | 2014-01-21 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor integrated circuit device |
| JP5322986B2 (ja) * | 2010-03-26 | 2013-10-23 | 三菱電機株式会社 | 制御装置 |
-
1987
- 1987-05-19 JP JP62120265A patent/JP2582071B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63287372A (ja) | 1988-11-24 |
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