JP2003125597A - 電気車の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電気車用の２レベルインバータにおいて、磁
気騒音の音色変化をなくすると共に、出力電圧の全域を
ほぼ連続に制御することにある。 【解決手段】 電気車を低速域から高速域まで運転する
とき、複数の制御モードとしてのパルス幅変調制御モー
ドと、非同期過変調制御モードと、同期１パルス制御モ
ードとを、この順に順次移行させる手段を有し、パレス
幅変調制御モードと１パルス制御モードとの間に介在す
る非同期過変調制御モードは、出力電圧が大きくなるに
したがい出力電圧基本波のピーク付近の電圧パルス周期
が零クロス近傍より長く、かつ、出力電圧基本波の周期
とは非同期に電圧パルスを複数出力させ、当該モードに
おける電力変換器のスイッチング素子のスイッチング周
波数Ｆｓｗは、パルス幅変調制御モードにおける予め定
めた一定の周波数Ｆｃから、１パレス制御モードにおけ
る当該１パルス制御モードの開始の周波数まで徐々に低
下するようにする。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、電気車の制御装
置、特に、電気車を駆動する電動機に交流出力を供給す
るＰＷＭ（パルス幅変調）インバータの制御技術に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】電気車研究会刊「電気車の科学」１９９
３年４月号記事，「最近のインバータ制御技術を評価す
る」の１４ページ，図−１において、インバータの変調
方式の例が述べられている。電気鉄道用車輌のインバー
タでは、図２に示すように、出力電圧基本波周波数が低
いときは出力電圧の大きさと基本波周波数の比を一定に
保つ制御を行い（この制御を行う領域を可変電圧可変周
波数領域と呼ぶことにする）、出力電圧基本波周波数が
上昇して出力電圧の大きさが最大になると、その最大値
電圧を保ちつつ周波数制御を行う（この制御を行う領域
を定電圧可変周波数領域と呼ぶことにする）。可変電圧
可変周波数領域ではパルス幅変調制御により出力電圧を
調整するため、出力電圧の半周期を複数の電圧パルスで
構成する多パルスモードを用いる。一方、定電圧可変周
波数領域では、電圧利用率を最大限まで高め、装置を小
型化するため、出力電圧の半周期を単一のパルスで構成
する１パルスモードを用いる。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】スイッチング素子とし
てＧＴＯサイリスタを用いた従来のインバータ（以下、
ＧＴＯインバータと呼ぶ）では、図３に示すように、出
力電圧基本波周波数の上昇に伴い、その一周期に含まれ
るパルス数を切換えて徐々に減少させるパルス数切換え
方式の多パルスモードを用いていた。これはＧＴＯサイ
リスタのスイッチング周波数の上限が数百Ｈｚであるた
めである。この方式ではパルス数切換えの際にスイッチ
ング周波数が不連続となるため、パルス数切換えに伴
い、磁気騒音の音色変化が発生し、耳障りであるという
問題があった。また、ＧＴＯインバータにおいては、出
力電圧の半周期に三個の電圧パルスを含む３パルスモー
ドと１パルスモードの出力電圧の間には、ＧＴＯサイリ
スタの最小オフ時間の制限に依存した１０％程度の跳躍
が存在し、３パルスモードと１パルスモードの切換え時
に電動機の発生トルクに変動が生ずる問題があった。 【０００４】本発明の課題は、多パルスモードと１パル
スモードの組合せにより出力電圧の大きさを零から最大
電圧まで制御する２レベルインバータの交流出力を用い
て電気車を駆動する電動機を制御するに際し、２レベル
インバータのスイッチング周波数の大幅な不連続をなく
して耳障りな磁気騒音の音色変化をなくすと共に、多パ
ルスモードと１パルスモードの出力電圧のギャップを小
さくし、出力電圧の全域をほぼ連続に制御することにあ
る。 【０００５】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、電気車を低速域から高速域まで運転するとき、複数
の制御モードとしてのパルス幅変調制御モードと、非同
期過変調制御モードと、同期１パルス制御モードとを、
この順に順次移行させる手段を有し、パレス幅変調制御
モードは、出力電圧基本波の周期とは非同期で当該出力
電圧基本波の半周期に一定の周期で複数の電圧パルスを
出力させ、当該モードにおける電力変換器のスイッチン
グ素子のスイッチング周波数は予め定めた一定の周波数
とし、１パルス制御モードは、出力電圧基本波の周期と
同期して当該出力電圧基本波の半周期に単一の電圧パル
スを出力させ、当該モードにおける電力変換器のスイッ
チング素子のスイッチング周波数は出力電圧基本波の周
波数となるようにし、パレス幅変調制御モードと１パル
ス制御モードとの間に介在する非同期過変調制御モード
は、出力電圧が大きくなるにしたがい出力電圧基本波の
ピーク付近の電圧パルス周期が零クロス近傍より長く、
かつ、出力電圧基本波の周期とは非同期に電圧パルスを
複数出力させ、当該モードにおける電力変換器のスイッ
チング素子のスイッチング周波数は、パルス幅変調制御
モードにおける前記予め定めた一定の周波数から、１パ
レス制御モードにおける当該１パルス制御モードの開始
の周波数まで徐々に低下するようにする。 【０００６】 【発明の実施の形態】本発明の実施形態を図１から図１
７を用いて説明する。本発明のインバータのＰＷＭモー
ドの構成は図４のようになる。低出力電圧域ではバイポ
ーラモード（パルス幅変調制御モード），高出力電圧領
域では過変調モード（過変調制御モード），最大出力電
圧域では１パルスモード（１パルス制御モード）で動作
する。ここで、多パルスモードは、バイポーラモードと
過変調モードを有する。図１は、本発明の一実施形態を
示す構成図であり、電気車駆動用誘導電動機の制御用変
換器として電圧型２レベルインバータを用いた例であ
る。同図において、６は誘導電動機、５はそれを駆動す
る２レベル三相ＰＷＭインバータ、９はインバータの電
源となる直流架線、７，８はインバータ直流入力側のフ
ィルタリアクトル及びコンデンサである。図１の多パル
ス発生手段２，１パルス発生手段３，ＰＷＭモード選択
手段４は、インバータの出力電圧指令Ｅ*と、その周波
数指令Ｆｉ*を積分器１で積分することにより求めた各
相の出力電圧基本波の位相θｘ（添字ｘは相を表す添字
を総称するものとする。即ち、ｕ，ｖ，ｗのいずれかの
相を表す。）に基づきインバータの制御信号を発生す
る。インバータの制御信号のうち、Ｓ１ｘ，Ｓ２ｘ，Ｓ
ｘをスイッチング関数と呼び、インバータの正側アーム
がオンのとき１，負側アームがオンのとき０と定義す
る。 【０００７】まず、インバータの制御信号の発生方法に
ついて述べる。図１の多パルス発生手段２の一例（一相
分）を図５に示す。ここではバイポーラモードと過変調
モードのスイッチング関数を同一の手段で発生してい
る。出力電圧指令→変調率変換手段２１では出力電圧指
令Ｅ*から変調率Ａ、つまり変調波の振幅を求める。搬
送波振幅を１とすると、バイポーラモードでは０≦Ａ≦
１、過変調モードではＡ＞１である。出力電圧基本波の
大きさを電圧指令に一致させるため、Ｅ*とＡをバイポ
ーラモードでは（数１）、過変調モードでは（数２）で
対応させる。 【数１】 【数２】 関数ｙ＝sin(ｘ)２２では出力電圧基本波の位相（変調
波の位相と等価）θｘのｓｉｎを求める。これに変調率
Ａを乗じたものが変調波ａｘである。変調波ａｘと搬送
波周波数（バイポーラモードのスイッチング周波数と等
価）Ｆｃをスイッチング関数演算手段２４に与え、スイ
ッチング関数Ｓ１ｘを求める。スイッチング関数演算手
段２４では、振幅１，周波数Ｆｃの三角波である搬送波
を発生し、それと変調波の値を比較してスイッチング関
数を発生する。また、三角波を用いずに変調波ａｘとパ
ルス間隔から演算によりスイッチング関数を求めてもよ
い。 【０００８】三角波比較により求めたバイポーラモード
と過変調モードによるスイッチング関数の波形の一例を
図６，図７にそれぞれ示す。本発明のインバータ装置に
おいては、ＩＧＢＴ，大容量パワートランジスタ等の数
ｋＨｚのスイッチングが可能なデバイスをスイッチング
素子として用い（ここでは総称して以下、ＩＧＢＴイン
バータと呼ぶ）、多パルスモードにおいては変調波と搬
送波を非同期とする。図６に示すバイポーラモードおい
ては、０≦Ａ≦１であるため、搬送波２４２とスイッチ
ング関数２４３が対応し、また、搬送波２４２と変調波
２４１とが同期していない。さらに、図７に示す過変調
モードではＡ＞１であるため、Ａが１を越える部分では
広幅パルスのスイッチング関数２４６が得られ、その他
の部分では搬送波２４５と変調波２４４との比較に従っ
たスイッチング関数２４６が得られる。また、この過変
調モードにおいても搬送波２４５と変調波２４４とは非
同期で発生している。前記したように、図においては理
解のため搬送波と変調波との比較によりスイッチング関
数を得る方式を示したが、変調波ａｘとパルス間隔から
演算によりスイッチング関数を求めることもできる。 【０００９】これにより、スイッチング周波数はバイポ
ーラモードでは一定となり、また、過変調モードでは次
に述べる１パルスモードでのスイッチング周波数に徐々
に近づけることができる。この多パルスモードでは、変
調波と搬送波が非同期であるため、搬送波周波数は変調
波周波数に比べ充分高くする必要があり、経験的には１
０倍程度より高いことが望ましい。 【００１０】図１の１パルス発生手段により発生するス
イッチング関数の波形の例を図８に示す。出力電圧の基
本波３１（振幅はいくらでもよい）の符号が正のときは
スイッチング関数Ｓ２ｘの値は１、符号が負のときはＳ
２ｘの値は０とする。 【００１１】次に、高出力電圧域の制御のために、多パ
ルスモードと１パルスモードを組合わせることについて
説明する。過変調方式について書かれた文献として、平
成３年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集Ｎo.１
０６「電圧型３相ＰＷＭインバータの過変調制御方式」
がある。これによると、過変調モードの変調率を極めて
大きくしたものが６ステップインバータの動作、即ち１
パルスモードの動作であると述べられている。しかしな
がら、１パルスモードを過変調モードの延長という形で
実現（変調率を極めて大きくすることにより１パルスモ
ードを実現）すると、以下のような不都合が生ずる。第
一に、過変調モードと１パルスモードが切換わる点がス
イッチング周波数に依存し、任意に設定することができ
なくなる。第二に、過変調モードの変調波と搬送波が非
同期である場合（以下、非同期ＰＷＭと呼ぶ）には、素
子のターンオン，ターンオフ時間の影響により過変調モ
ードと１パルスモードの境界付近で変調波零クロス近傍
のパルスが出たり出なかったりする。結果として出力電
圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電
流に低周波の脈動が重畳されるビート現象が発生する。
第三に、過変調モードは、図７に示すように、出力電圧
波形（後述するスイッチング関数の波形と等価）は変調
波(出力電圧基本波と等価)零クロス近傍のパルス間隔が
均一となる、つまりパルス発生周期が均一である部分
（等間隔パルス）と、変調波ピークを中心とする広幅パ
ルスの部分に分けられ、過変調モードの等間隔パルスの
部分において過変調モードと１パルスモードの切換えが
起こり得る。この場合、インバータの負荷電流が乱れ、
過電流によるスイッチング素子の破壊や電動機の発生ト
ルクの著しい変動が発生することがある。 【００１２】これらの問題を解決するには、過変調モー
ドと１パルスモードを切換える電圧（以下、移行電圧と
呼ぶ）と、出力電圧基本波のどの位相で切換えるか（以
下、移行位相と呼ぶ）を管理する。まず、移行電圧の管
理について説明する。移行電圧を設定し、それを境界に
過変調モードと１パルスモードを切換える場合、移行電
圧の設定値はできるだけ１パルスモードの出力電圧、即
ち１００％に近い値であることが望ましい。過変調モー
ドの出力電圧の最大値との差が小さいほど、切換時の電
動機の発生トルクの変動が小さくなるからである。しか
しながら、非同期ＰＷＭでは、出力電圧の基本波一周期
に含まれる個々の電圧パルスの幅は各周期毎に異なるも
のとなり、過変調モードで出力電圧が１００％に近づく
につれて出力電圧基本波の零クロス近傍のパルス数が減
少すると、この影響が顕在化して出力電圧の正負間にア
ンバランスが生じ、インバータの負荷電流にビート現象
が発生する。この様子の一例を図９に示す。 【００１３】図１０は、出力電圧基本波零クロス近傍の
平均パルス数と、ビート現象による電流脈動の関係の一
例である。図７に示すように、変調波の絶対値が１.０
以下の部分が等間隔パルスに相当するので、平均パルス
数は（数３）に示す式で与えられる。また、電流脈動率
は（数４）で定義した。 【数３】 【数４】 図１０より、出力電圧基本波零クロス近傍に少なくとも
一個のパルスを確保しなければ、ビート現象によるイン
バータの負荷電流の低周波脈動が極めて大きくなる。そ
こで、移行電圧の設定値は、少なくとも一個以上の電圧
パルスを出力電圧基本波零クロス近傍に確保するような
値とする。この値は出力電圧基本波周波数Ｆi*と多パル
スモードの搬送波周波数Ｆｃに依存するので、これらの
値から演算により求める手段を設けてもよいし、また、
出力電圧基本波周波数Ｆｉ*の上限から予め計算により
求めて設定するのでもよい。 【００１４】続いて、移行位相の管理について説明す
る。過変調モードと１パルスモードを切換える際の出力
電圧基本波の位相によって、切換え直後のインバータの
負荷電流や電動機の発生トルクの過渡的な変動の様子が
異なる。電流変動の一例を図１１に示す。同図（ａ）
は、図１２に示すように、Ｕ相の出力電圧基本波の位相
で０゜で三相一括して切換えた場合で、切換直後に電流
に過渡的な変動が見られる。これに対し、同図(ｂ)は、
図１３に示すように、Ｕ相の出力電圧基本波の位相で９
０゜で三相一括して切換えた場合であり、電流の過渡的
な変動は殆どない。 【００１５】図１４は、過変調モードから１パルスモー
ドへ三相一括して切換える際の出力電圧基本波の位相
（Ｕ相基準）と過渡的な電流の変動の関係の例である。
ここで、電流変動率は（数５）で定義する。 【数５】 図１４では、出力電圧基本波の位相で６０゜毎に電流変
動率が大きくなっている。これは三相のうちいずれかが
過変調モードにおいて等間隔パルスのときに過変調モー
ドと１パルスモードが切換わる場合であり、このときは
両モードの混在による一時的な三相の出力電圧の不平衡
が大きくなるために過渡的な電流の変動も大きくなる。
従って、図１５に示すように、全ての相が過変調モード
において広幅パルスとなる部分に移行位相を設定するこ
とで、過渡的な電流やトルクの変動を抑制できる。 【００１６】ここで、三相一括して過変調モードと１パ
ルスモードを切換えるには、三相全てが過変調モードの
出力電圧が広幅パルスになる区間ができなければならな
い。このためには、三相のうち二相の変調波の交点（Ｕ
相変調波の位相を基準にして、３０゜，９０゜，１５０
゜，２１０゜，２７０゜，３３０゜）において、変調波
の絶対値が１.０より大きくなければならない。３０゜
の場合で考えるとして、ａｕ＝Ａsin３０゜＞１.０より
Ａ＞２、過変調モードでは変調率Ａと出力電圧Ｅ*の対
応は（数２）で与えられるので、Ｅ*＞９５.６％でなけ
ればならない。従って、三相一括で過変調モードと１パ
ルスモードを切換えるためには移行電圧は９５.６％よ
り大きく、かつ、過変調で出力電圧基本波零クロス近傍
に少なくとも一個の電圧パルスを確保する値となる。 【００１７】図１６は、上記移行電圧，移行位相の管理
を実現するＰＷＭモード選択手段３の構成例である。モ
ード選択指令発生手段３２では、移行電圧手段３１に設
定した移行電圧Ｅｃと電圧指令Ｅ*を比較し、多パルス
モードか１パルスモードのいずれを選択すべきかを表す
モード選択指令Ｍｃを発生する。ここでは、出力電圧指
令Ｅ*に基づきモード選択指令Ｍｃを求めることとした
が、出力電圧指令Ｅ*は変調率Ａと一義的に対応してい
るため、移行電圧に対応する変調率Ａｃを予め設定して
おき、これと変調率Ａを比較してモード選択指令Ｍｃを
発生するとしてもよい。また、可変電圧可変周波数領域
では、出力電圧指令と出力電圧基本波周波数も一義的に
対応するので、移行電圧に対応する出力電圧基本波周波
数Ｆｉｃを予め設定しておき、これと周波数指令Ｆｉ*
を比較してモード選択指令Ｍｃを発生してもよい。移行
位相管理手段４４では、Ｍｃを参照し、モードの切換え
が必要な場合は出力電圧基本波の位相θｘと移行位相設
定手段４３に設定した移行位相θｃを比較し、θｘがθ
ｃに達していれば、モード選択信号Ｍを切換える。モー
ド選択スイッチ４５，４６，４７では、モード選択信号
Ｍに従って多パルス発生手段の出力Ｓ１ｘと１パルス発
生手段の出力Ｓ２ｘのいずれかを選択し、スイッチング
関数Ｓｘを決定する。 【００１８】移行位相の管理については、次のような方
法によるものでもよい。各相の変調波の絶対値をとり、
三相全て１.０より大きくなっていれば、その時点で全
ての相が過変調の広幅パルスの部分にあることになる。
従って、そのような時点で多パルス発生手段と１パルス
発生手段の出力を切換える。 【００１９】以上により、多パルスモードと１パルスモ
ードの出力電圧のギャップを従来のＧＴＯインバータで
の１０％程度から１〜２％程度にまで小さくして、出力
電圧の大きさを零から最大電圧までほぼ連続に制御し、
また、多パルスモードと１パルスモードの切換時におい
て電流や電動機の発生トルクの変動なく、スムーズに切
換えを行うことのできる２レベルインバータを構成する
ことができる。また、本発明での出力電圧基本波周波数
とスイッチング周波数の関係は、図１７のようになり、
図３の従来のインバータの変調方式のような大きな不連
続は存在せず、磁気騒音の不連続な音色変化をなくすこ
とができる。 【００２０】 【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
多パルスモードと１パルスモードの組合せにより出力電
圧の大きさを零から最大電圧まで制御するインバータの
交流出力を用いて電気車を駆動する電動機を制御するに
際し、２レベルインバータの磁気騒音の不連続な変化を
なくすことができると共に、全出力電圧域をほぼ連続に
制御することが可能となる。また、制御モードに過変調
モードを採用することにより、多パルスモードと１パル
スモードの切換時において電流や電気車を駆動する電動
機の発生トルクの変動がなく、スムーズに切換えを行う
ことのできる２レベルインバータを構成することができ
る。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の一実施形態を示す構成図。 【図２】車輌用インバータの運転特性を示す図。 【図３】従来のインバータの変調方式の例を示す図。 【図４】本発明によるインバ−タの運転特性を示す図。 【図５】多パルス発生手段の構成の一例を示す図。 【図６】バイポーラモードの変調波，搬送波，スイッチ
ング関数を示す図。 【図７】過変調モードの変調波，搬送波，スイッチング
関数を示す図。 【図８】出力電圧の基本波と１パルスモードのスイッチ
ング関数を示す図。 【図９】ビート現象発生の様子を示す図。 【図１０】出力電圧基本波零クロス近傍の平均パルス数
と電流脈動の関係を示す図。 【図１１】モード切換え直後の過渡的な電流変動の様子
が移行位相により異なることを示す図。 【図１２】図１１（ａ）の切換えタイミングを示す図。 【図１３】図１１（ｂ）の切換えタイミングを示す図。 【図１４】移行位相とモード切換え直後の過渡的な電流
変動の関係を示す図。 【図１５】移行位相設定可能区間を示す図。 【図１６】ＰＷＭモード選択手段の構成の一例を示す
図。 【図１７】本発明におけるインバータの出力電圧基本波
周波数とスイッチング周波数の関係を示す図。 【符号の説明】 １…積分器、２…多パルス発生手段、３…１パルス発生
手段、４…ＰＷＭモード選択手段、５…２レベル三相Ｐ
ＷＭインバータ、６…誘導電動機、７…フィルタリアク
トル、８…平滑コンデンサ、９…直流架線、２１…周波
数指令→変調波振幅基準変換手段、２２…関数ｙ＝sin
(ｘ）、２３…スイッチング周波数、２４…スイッチン
グ関数演算手段、２４１，２４４…変調波ａｘ、２４
２，２４５…搬送波ｃ、２４３，２４６…スイッチング
関数Ｓ１ｘ、３１…出力電圧基本波、４１…移行電圧設
定手段、４２…モード選択指令発生手段、４３…移行位
相設定手段、４４…移行位相管理手段、４５，４６，４
７…モード選択スイッチ

フロントページの続き (72)発明者 鈴木 優人 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内 Ｆターム(参考） 5H007 BB06 CA01 CB02 CB05 CC01 CC03 DB02 EA10 EA15 5H115 PA05 PC02 PG01 PI03 PI29 PU09 PV09 RB23 SE03 5H576 AA01 BB04 CC01 DD04 EE13 HA04 HB02 JJ01

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】複数の制御モードに応じて複数のスイッチ
   ング素子を制御し、直流電圧を可変電圧可変周波数の三
   相交流相電圧に変換し、その相電圧として正負２値のパ
   ルスを出力する２レベルの電力変換器と、当該電力変換
   器からの交流出力が供給され、電気車を駆動する電動機
   を備えた電気車の制御装置において、 前記電気車を低速域から高速域まで運転するとき、前記
   複数の制御モードとしてのパルス幅変調制御モードと、
   非同期過変調制御モードと、同期１パルス制御モードと
   を、この順に順次移行させる手段を有し、 前記パレス幅変調制御モードは、出力電圧基本波の周期
   とは非同期で当該出力電圧基本波の半周期に一定の周期
   で複数の電圧パルスを出力させ、当該モードにおける前
   記電力変換器の前記スイッチング素子のスイッチング周
   波数は予め定めた一定の周波数とし、 前記１パルス制御モードは、前記出力電圧基本波の周期
   と同期して当該出力電圧基本波の半周期に単一の電圧パ
   ルスを出力させ、当該モードにおける前記電力変換器の
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数は前記出力
   電圧基本波の周波数となるようにし、 前記パレス幅変調制御モードと前記１パルス制御モード
   との間に介在する前記非同期過変調制御モードは、出力
   電圧が大きくなるにしたがい前記出力電圧基本波のピー
   ク付近の電圧パルス周期が零クロス近傍より長く、か
   つ、前記出力電圧基本波の周期とは非同期に電圧パルス
   を複数出力させ、当該モードにおける前記電力変換器の
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数は、前記パ
   ルス幅変調制御モードにおける前記予め定めた一定の周
   波数から、前記１パレス制御モードにおける当該１パル
   ス制御モードの開始の周波数まで徐々に低下するように
   したことを特徴とする電気車の制御装置。