JPS5917636B2 - Ｐｗｍインバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス巾変調方式のインバータいわゆ３０るＰ
ＷＭインバータ装置の変調方式に関するものである。

ＰＷＭインバータ装置においては一定の直流電圧をチョ
ッピングした矩形波パルス状の電圧で制御するため各界
情期間内の電流の波形が異なる３５ものとなり、したが
つて転流電流の大きさが同一負荷状態でもパルス列によ
つて大巾に変化する。

特に低速時の低周波数域においてインバータの１サイク
ル間の周期がインバータ出力周波数に逆比例して長くな
る。このため通常低速になるほどこの周期内のキヤリア
信号となる三角波信号の数すなわちパルスモードを増し
転流ピーク電流を抑制している。ここでインバータ入力
電流は、等価的に肚回路で構成されて指数関数状に増加
する電動機電流とそのエンベロープが同様な波形となり
、前述のパルスモードを増しても繰返しパルス電圧の各
終期における電流も指数関数状に増加する。このためこ
れらの最大電流に耐えるようにインバータを構成するサ
イリスタ素子および転流回路を選定する必要がある。さ
らにインバータ入力電流に含まれる周波数成分はチヨツ
ピング周波数のほか、一般に電動機電流をインバータで
３相全波整流した形で架線からフイルタを介して流れる
ためインバータ出力周波数の６倍の高調波電流成分が流
れる。しかして起動時などの低周波数時にはフイルタの
効果が低下して架線側の電流が充分平滑できずにリツプ
ル成分が含まれるものとなる。さらにインバータ入力電
流の流れる軌道には一般に商用周波数を用いた信号保安
装置の電流が流れている。したがつてＰＷＭインバータ
装置によつて電気車両を駆動する場合は起動時の低周波
数域では信号保安装置などの周波数域を通過し、またこ
れらの低周波数域においてはフイルタ効果が少いものと
なるために信号障害を与えるおそれがある。つまり、同
じ線路内に他の列車の有無を現示するための信号保安装
置の信号電流の周波数は、電気車の電流と区別するため
、商用周波数の６０Ｈｚあるいはその分周波の３０Ｈｚ
が通常用いられている。そして、従来型直流電動機駆動
による直流区間の電気鉄道線路に誘導電動機駆動のイン
バータ装置で電気車両を走行させた場合、軌道に流れる
インバータの直流側には、前述した如く直流電流のほか
にインバータ出力周波数の６倍の周波数成分の電流も流
れるため、例えばインバータ周波数が５Ｈｚで動作して
いるときに３０Ｈｚ成分の電流が、また１０Ｈｚのとき
には６０Ｈｚ成分の電流が同じ軌道内に流れることにな
る。そのため、このような周波数成分の値があるレベル
を超える（一般にその限度値は０．６〜０．７Ａ程度）
と前記信号電流と識別がつかなくなつてしまう。このた
め、かような信号に対する高調波障害がインバータを用
いた電気車両駆動システムの実用化の大きな課題となつ
ている。本発明は上述したような点に鑑みなされたもの
で、インバータの転流責務を軽減するとともに低次調波
成分の電流を低減せしめ、小型軽量化し得る変調方式を
提供するにある。

以下本発明を図面に基づいて説明する。第１図はインバ
ータ変調部の代表的な構成例を示すもので、１は周波数
指＋ＦＲが信号入力されてこの信号に応じた周波数のパ
ルスを発生する発振器、２は３相信号分配器、３は逓倍
器、４は三角波発生器、５は一定電圧レベルを有する電
圧指令Ｒを与えるレベル信号と三角波状のキヤリア信号
を比較する変調器、６は混合器である。

このように示されるものの動作について第２図を参照し
て説明する。発振器１はインバータ出力周波数に同期し
てその整数倍周波数である第２図ａのように示されるパ
ルス列を発生する。

このパルス列は３相信号分配器２に入力され、それぞれ
第２図Ｂ，ｃ，ｄに示す如く互いに１２『の位相差を有
する３相信号に変換される。一方発振器１のパルス列出
力は逓倍器３に入力されて整数倍に逓倍され、三角波発
生器４から第２図ｅのように三角波状のキヤリア信号が
発生される。図では逓倍率２の場合を示しておりこの逓
倍率がパルスモードを決めている。このキヤリア信号は
変調器５でレベル信号の一定電圧Ｒと比較されて第２図
ｆに示すようなチヨツピング信号が発生される。またこ
のチヨツピング信号は混合器６にて３相信号分配器の出
力と混合され、第２図Ｇ，ｈに示す如くの波形中央の６
『区間に切込みを有する０Ｎ−０ＦＦ信号となる。なお
図では２相分のみを示したが１２『位相差を有する３相
分が混合器６から信号発生されることは勿論である。こ
の０Ｎ−０ＦＦ信号にしたがつてインバータ主回路部が
開閉され、インバータ出力電圧波形は第２図１のように
矩形波状のものとなる。このように示されるインバータ
出力電圧が交流電動機に印加されると．第２図ｊに示す
如くの０Ｎ−０ＦＦ時に急変する複雑な電流波形となる
。したがつてこれを３相全波整流した第２図ｊの斜線部
分に示した波形の繰返しがインバータ入力電流となり、
インバータ入力電流は第２図ｋのようなエンベロープが
電動機周波数の６倍周波数のリツプルをもつ波形となる
。なお低周波領域ではパルスモードを多くしてチヨツピ
ング信号周波数を上げるように用いられるが、電動機周
波数が低いためフイルタ効果は少ないものとなり、低周
波成分の電流が例えば電気車両駆動においては軌道に流
れて誘導障害をひき起すおそれが （ある。本発明は前
述したチヨツピング指令の新規な変調方法を提供し、イ
ンバータ入力の電流リツプルを低減するとともに商用周
波数を用いた信号保安装置に流れる電流を抑制し極めて
効果的に信号障 １害を防止し得る小型化された装置を
実現するものである。

第３図は本発明が適用されたインバータ変調部を示すも
ので、７は一定周波数信号を発生する発振器、８，１０
は切換スイツチ、９は鋸歯状波発生器、１１は加算器で
ある。

図中第１図と同符号のものは同じ構成部分を示す。この
ように構成される本実施例の動作について第４図の波形
図を用いて説明する。

なお図示の如くの切換スイツチ８，１０の位置が逆方向
に切り換えられた場合は第１図と全く同一構成となるこ
とは明らかである。第３図において発振器１が周波数指
令ＦＲによりインバータ出力周波数に同期した第４図ａ
に示すパルス列を発生し、３相信号分配器２により１２
『位相差をもつ第４図Ｂ，ｃ，ｄの３相信号をそれぞれ
送出する点は第１図と全く同様であるが、三角波発生器
４には発振器７から電動機周波数の少くとも１２倍以上
の周波数信号が印加されることによつてこれに同期した
三角波状のキヤリア信号を発生する。

一方発振器１の出力が鋸歯状波発生器９に加えられ、鋸
歯状波発生器９はインバータ出力周波数に同期した鋸歯
状波信号を送出する。この鋸歯状波信号は加算器１１に
より電圧指令Ｒの一定電圧のレベル信号と加算され、変
調器５にてキヤリア信号と比較されてチヨツピング信号
を発生する。これを第４図Ｅ，ｆに示す。このチヨツピ
ング信号は混合器６にて第４図Ｂ，ｃ，ｄに示す３相信
号と混合されてそれぞれ第４図Ｇ，ｈの如くに３６『全
域にわたつて切込みを有する０Ｎ−０ＦＦ信号となり、
その０Ｎ−０ＦＦ信号によつてインバータ主回路部が開
閉される。第４図１に示す波形はこの場合のインバータ
出力電圧波形であり、波形前半のパルス巾が広フくかつ
後半部分のパルス巾が狭いものとなつている。

このように示されるインバータ出力電圧が交流電動機に
印加されると第４図Ｊに示す如き電流波形となり、これ
よりインバータ入力電流は第４図ｋのようにチヨツピン
グ１周期ごとの平均値が略一定となりその脈動による低
周波のリツプルを低減することができる。なお第３図例
では説明の便宜上キヤリア信号の周波数を電動機周波数
の１２倍以上として示したが、実用的にはこれよりもは
るかに高いいわゆる高周波変調とするのが一般であり、
チヨツピング周波数すなわちキヤリア信号の周波数は前
述の効果と転流の必要性から０．５〜１ＫＨｚ程度に選
定すれば都合よく、このようにするとインバータ入力電
流に含まれる低周波分が低減されてチヨツピング周波数
成分が大きくなり、起動を含め低周波数時にも周波数を
増加したこととなつて低周波数のフイルタ効果の低下を
カバーすることができる。

また電動機電流のピーク値も従来の第１図に示す変調方
式のものよりも小さなものとなり、例えばサイリスタ素
子や転流回路容量を低減させることが可能となつて主回
路部を小型軽量化させることができる。このようにして
なる本実施例のＰＷＭインバータ装置を電気車両の駆動
に用いる場合、実用面からつぎの態用として用いるとさ
らに好適なものとすることができる。

すなわちこの電気車両駆動用ＰＷＭインバータ装置の他
の好適例は、インバータ出力周波数の高い高速域ではパ
ルスモードが少なくフイルタ効果も期待できる点から従
来の変調方式となし、起動時からインバータ入力周波数
が商用周波数帯を用いた信号保安装置の動作周波数を超
え所定の周波数を通過するまで第３図に示す変調部を用
いる如くに構成するものである。この場合第３図装置例
の切換スイツチ８，１０を切り換えることとすればよい
ことは明白であり、より実用的に適用し得るものである
。これら実施例のものは三角波状のキャリア信号と関数
状波のうちの鋸歯状波のレベル信号を加算するものであ
るが、このレベル信号の関数状信号発生を指数関数状に
あるいは変調して得られるインバータ出力電圧のパルス
巾が単調減少する繰返し波形のものとしても、鋸歯状波
に信号発生したものと同等の効果を得ることができる。

さらにかかる変調方式による効果を第５図〜第７図を用
いて詳述する。

第５図〜第７図は信号障害の問題となるハイパルスモー
ドにおける効果を説明する波形図である。すなわち第５
図は第１図に示す従来例によるインバータ入力電流波形
を示すもので、等間隔パルス巾変調が行われた場合であ
る。

したがつてインバータ入力電流波形イのエンベロープＢ
が指数関数状に変化、この平均値をＷで例示する如くに
、平均値Ｗが脈動しかつ通電終期における転流ピーク電
流と、このエンベロープＢの変化に応じてインバータ出
力周波数の６倍周波数成分の電流が流れる。第６図およ
び第７図は本発明が適用された場合のインバータ入力電
流波形をそれぞれ示している。

第６図ａはレベル信号Ａｌｌを鋸歯状波で与えた場合の
インバータ入力電流波形口を示すもので、この場合レベ
ル信号Ａｌｌはインバータ出力周波数の６倍（ｍ−３，
ｎ−１）でキヤリア信号Ａ２ｌとレベル信号Ａｌｌとの
交点でパルス巾Ｔは決定されてパルス巾Ｔが指数状に減
少し、各パルス毎におけるインバータ入力電流波形口の
平均値はＷ１に示すように略一定とすることができる。
したがつてインバータ出力周波数の６倍で脈動する電流
成分を抑制することができると同時に、後部パルス巾の
減少によつて転流ピーク電流も抑制することができる。
この場合チヨツピング周波数成分は残るがフイルタの高
周波に対する効果により充分この成分の電流を抑制する
ことが可能であり、フイルタ入力側の架線から帰線に流
れる電源側を高調波成分の少ない平滑なものとすること
ができる。また鋸歯状波レベル信号の深さΔｖはインバ
ータ出力周波数に関連させて制御することもできるが、
インバータ入力電流の基本波成分が最低になるよう調整
し、そのときのレベル信号の深さΔＶを維持しても問題
となる周波数成分は除去できるので充分その目的を達成
することができる。第６図ｂに示すものは第６図ａに示
すものと同一の変調結果を得る変形例における変調効果
を示す波形図である。

第６図ａに示すものは鋸歯状波ｑのレベル信号Ａ，ｌと
キヤリア信号Ａ２ｌとの交点間でレベル信号Ａ，，がキ
ヤリア信号Ａ２ｌより低い範囲で通電パルス幅Ｔが決定
されるが、第６図ｂ例では鋸歯状波のレベル信号Ａｌ２
およびキヤリア信号Ａ２２とも第６図ａに示される信号
を反転させることにより、キヤリア信号Ａ２２よりレベ
ル信号Ａ，２が高い範囲内で通電パルス巾が決定されて
第６図ａにおける例と全く等しいパルス巾Ｔを決定する
ことができる。具体的な実施方法としては第３図におけ
る三角波発生器４の出力信号、電圧指令Ｒおよび鋸歯状
波発生器９の出力信号を反転すればよい。また第７図に
示すものはレベル信号Ａｌ３を時定数ＴＥＸなる指数関
数状とした場合を示す。

この場合にはインバータ入力周波数１サイクル内におけ
るインバータ入力電流のエンベロープが指数関数状に変
化するのに対して変調レベル信号も図示Ａ，３の如くに
指数関数信号で与えるため、１サイクル内の各パルスに
おけるインバータ入力電流ハの通電パルス巾Ｔも電気角
θにそつて指数関数で変化させることができる。したが
つてレベル信号Ａｌ３の変調レベルの深さΔＶおよびそ
の時定数ＴＥＸを適当に選定すれば、その平均値Ｗ２を
一定として１サイクル内の電流脈動はなくなりこれに起
因するインバータ周波数成分の電流を大幅に低減するこ
とができる。さらにまた第３図装置はレベル信号を鋸歯
状波または指数関数状波に信号発生させる如くに構成さ
れるものであるが、この関数状波形を記憶させかつ信号
発生する関数発生器部分を具備するようにした例を第８
図に示す。

第８図において、関数発生器１２は記憶素子１２ｂに記
憶させた関数波形を読出してレベル信号とすることがで
きるものである。

１２ａは番地指令器でインバータ出力周波数に同期した
発振器１の人力信号で順次出力信号を更新し、記憶素子
１２ｂの関数波形内容を読出す。

１２ｃは記憶素子１２ｂで読出されたデジタル信号をア
ナログ信号に変換するＤＡ変換器で、これによりアナロ
グ変換された関数信号が加算器１１により電圧指令とな
る一定電圧レベルに加算される。

したがつて本例はレベル信号とする関数状波形を記憶素
子１２ｂから読出す以外その動作は第３図装置と同じで
あり、関数状波形を記憶させることにより任意の関数を
信号発生することができるほか、インバータ出力周波数
の広範囲な変化に対して常に相似形の関数波形を得るこ
とができる。以上詳述した如く本発明はＰＷＭインバー
タ装置における新規な変調方式を提供するものであつて
、電気車両にインバータ駆動を実用化するため、軌道に
併設される他の設備に対する有害な低次高調波成分を抑
制できるとともに、パルス巾制御時における転流電流の
ピーク値を平均化を図ることができる。

さらに、インバータ出力電流の波形がインバータ本体は
電圧形インバータでありながら、出力電流のピーク値が
平均化されて電流形インバータに近い特性を示すことに
なり、出力側特性上何ら問題を生じないものである。こ
のため、電圧指令となる一定電圧レベルに電動機周波数
の６倍の周波数をもつ関数状信号を重畳して三角波状の
キヤリア信号と変調することにより、インバータ出力電
圧波形の前半のパルス巾を広くかつ後半のパルス巾を狭
くしてインバータ入力電流の平均値を略揃え、インバー
タの転流責務を格別に軽減するとともに低次調波成分の
電流を低減することが可能であり、特に電気車駆動のた
めの信号障害をなくした小型軽量化された装置を実現し
その効果は極めて大きいものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図はインバータ変調部の代表的な回路構成を示すプ
ロツク図、第２図は第１図の説明のために示した各部波
形図、第３図、第４図は本発明が適用されたインバータ
変調部を示すプロツク図、各部波形図、第５図〜第７図
はインバータ変調部の効果を説明するためにそれぞれ示
した波形図、第８図は本発明が適用された他の実施例を
示すプロツク図である。 １，７・・・・・・発振器、４・・・・・・三角波発生
器、５・・・・・・変調器、９・・・・・・鋸歯状波発
生器、１２・・・・・・関数発生器、イ，口，ハ・・・
・・・インバータ入力電流波形、ＡｌｌＦＡｌ２ラＡｌ
３゜゜゜”゜゜レベル信号ＳＡ２ｌｙＡ２２ラＡ２３・
・・・・・キヤリア信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源よりパルス巾を調整して得られる可変電圧
   ・可変周波数の出力により交流電動機を駆動する非同期
   変調式ＰＷＭインバータ装置において、インバータ出力
   周波数に同期しかつその整数倍周波数の出力パルスを発
   生する発振器、該発振器出力に応じてインバータ出力周
   波数の２ｍｎ倍の周波数を有するレベル信号を発生する
   関数発生器、前記インバータ出力周波数の少くとも１２
   倍以上の周波数を有する一定周波数の三角波状のキャリ
   ア信号を発生する三角波発生器、前記レベル信号とキャ
   リア信号とを比較混合する変調器をそれぞれ具備し、該
   変調器出力のチョッピング指令によりインバータ出力電
   圧のパルス巾が単調減少する繰返し波形となる如く変化
   せしめるよう前記レベル信号を関遂状に信号発生したこ
   とを特徴とするＰＷＭインバータ装置。 ２ 前記レベル信号を前記インバータ出力周波数に同期
   しかつその２ｍｎ倍の周波数を有する鋸歯状波または指
   数関数状波に信号発生した特許請求の範囲第１項記載の
   ＰＷＭインバータ装置。 ３ 前記関数発生器に前記関数状の波形が記憶される記
   憶素子を備えるとともに、該記憶素子から読み出す如く
   に信号発生するようにした特許請求の範囲第１項記載の
   ＰＷＮインバータ装置。 ４ 直流電源よりパルス巾を調整して得られる可変電圧
   ・可変周波数の出力により交流電動機を駆動する非同期
   変調方式ＰＷＭインバータ装置において、インバータ出
   力周波数に同期しかつその整数倍周波数の出力パルスを
   発生する発振器、該発振器出力に応じてインバータ出力
   周波数の２ｍｎ倍の周波数を有するレベル信号を発生す
   る関数発生器、前記インバータ出力周波数の少くとも１
   ２倍以上の周波数を有する一定周波数の三角波状のキャ
   リア信号を発生する三角波発生器、前記レベル信号とキ
   ャリア信号とを比較混合する変調器をそれぞれ具備し、
   起動時からインバータ入力周波数が所定の周波数を通過
   するときまで前記変調器出力のチョッピング指令により
   インバータ出力電圧のパルス巾が単調減少する繰返し波
   形となる如く変化せしめるよう前記レベル信号を関数状
   に信号発生したことを特徴とするＰＷＭインバータ装置
   。