JPS6353800B2 - - Google Patents
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- JPS6353800B2 JPS6353800B2 JP12478381A JP12478381A JPS6353800B2 JP S6353800 B2 JPS6353800 B2 JP S6353800B2 JP 12478381 A JP12478381 A JP 12478381A JP 12478381 A JP12478381 A JP 12478381A JP S6353800 B2 JPS6353800 B2 JP S6353800B2
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- JP
- Japan
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- control circuit
- circuit
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
本発明は、PWM（パルス幅変調）制御におけ
る電圧波形の切替のときに、給電される負荷電動
機にシヨツクを与えない方式に関する。 従来のPWM制御形インバータ駆動電動機でパ
ルス幅変調のパターン数（周波数ならびにパルス
幅）を切替える場合には、パルス幅変調後の電圧
波形が切替の前後で異なり、かつその切替が瞬時
に行なわれ、前記電動機に過渡トルクが生じて、
切替時にシヨツクを与えていた。つまり、汎用
PWM形トランジスタインバータ等でパルス幅変
調波形を良くするために、PWMの制御パターン
数を切替える必要性があり、その切替時に負荷の
前記電動機へ衝撃を加えるという不具合な点があ
つた。 ここにおいて、本発明は、この従来装置の欠陥
を克服したPWM制御パターンのシヨツクレス切
替方式を提供することを、その目的とする。 第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図である。 トランジスタTR１〜TR６、ダイオードＤ１
〜Ｄ６、直流電源E1，E2からなるPWM形トラン
ジスタインバータの主回路１には交流電動機２が
接続されている。３は通常のパターン制御回路で
インバータの出力電圧に対応した前記トランジス
タTR１〜TR６をオン，オフ切替えする電気角
のαの値で出力電圧および周波数を瞬時に切替え
制御する。５は比較器で電圧指令がある値以上の
ときにパターン制御回路３へ出力し、周波数指令
とともにパターン制御回路３が制御される。 ところで、従来装置は、これまで述べたPWM
形トランジスタインバータの主回路１、交流電動
機２、パターン制御回路３、比較器５で構成され
ていた。 それに、本発明では、シヨツクレスパターン切
替を行なうために、ベース信号切替回路４と、単
安定回路６と、過渡パターン制御回路７が新規に
付加される。 さて、第１図において、トランジスタTR１と
TR２は一方がオンのときは他方がオフの動作を
する。同様に、トランジスタTR３とTR４，TR
５とTR６も同じ動作をする。 このように、トランジスタTR１〜TR６には
ある時間ベース電流が流され、トランジスタTR
１〜TR６をオン，オフ動作させるが、その電気
角と周波数を変えることにより、電動機２の電圧
の基本波成分の大きさと周波数が変化させられ、
電動機２の速度を変えることができる。 第２図は、電源の中性点Ｏに対する端子Ｒの一
般的な電圧波形を示している。 この場合、トランジスタTR１は電圧がＶ／２
のときオンになり、−Ｖ／２のときオフとなる。
トランジスタTR２は逆に、電圧が−Ｖ／２のと
きオンになり、Ｖ／２のときオフとなる。他のト
ランジスタTR３，TR４およびTR５，TR６は、
第２図より電気角でそれぞれ120度ずつ遅れた同
じ波形で同様の動作を行ない、端子Ｒ，Ｓ，Ｔに
３相交流電圧を発生する。 第２図におけるオンオフ電気角α1，α2，……
αMの値によつて、出力電圧の基本波成分の大き
さが変化する。 その場合の第ｎ調波成分の振幅Eoは、この第
２図PWMの一般波形をフーリエ級数に展開し
て、（１式）のように示される。 eo＝Ｓ（−１）M・2V／πn 〔１−２（cos nα1−cos nα2 ＋cos nα3＋……cos nαM）〕……（１式） ここに、 Ｍは電気角０〜90度でのオン・オフの切替数
（これを『パターン数』という）、 Ｓは第２図でα＝90度のとき＋Ｖ／２の波形
（＋波形と呼ぶ）であれば＋１，第２図でα＝90
度のとき−Ｖ／２の波形（−波形という）であれ
ば−１、 ｎは高調波次数でｎ＝１，５，７，11，13……
でありｎ＝３の整数倍調波は線間電圧に表われな
いので除外している、 Ｖは直流電源（E1＋E2）電圧、 をそれぞれ表わす。 （１式）より基本波成分電圧e1の最大値は矩形
波状の場合で2V／πとなる。トランジスタのオ
ン・オフの電気角α1〜αMを変えて基本波成分電
圧e1の制御を行なうが、一般に交流電動機制御で
は、基本波成分電圧E1と周波数の比を等しくし
て制御する場合〔いわゆる（出力電圧Ｖ）／（周
波数ｆ）＝一定にする制御手段〕が多く、低電圧
では低周波となる。 したがつて、低電圧では周波数に反比例して周
期が長くなるので、パターン数Ｍを大きくして高
調波電圧を抑制したPWM制御が採用される。 しかし、高電圧である高周波の場合は、周期が
短かくなり、トランジスタや制御回路の応答性か
ら、パターン数Ｍは少なくする必要がある。すな
わち、パターン数Ｍの切替が必要である。 従来は、この切替の前後で基本波成分電圧e1の
振幅と位相を等しくして切替える方式が採用され
ていた。 ところが、切替の前後で波形が異なるため、一
般に（１式）より基本波成分電圧の振幅と位相が
同じでも、高調波電圧が異なるため、切替時に高
調波電圧がステツプ状に印加されたことになる。 そのため電動機に過渡トルクが発生し、シヨツ
クを生じていて運転上好ましくなかつた。また、
切替時に電動機には過渡電流が流れるので、イン
バータに外乱として作用するため、インバータ出
力電圧の変動の原因にもなつていた。 そこで、本発明は、この現象をなくして円滑な
切替が可能になるようにした方式である。 本発明では、例えば多いパターン数から少ない
パターン数に切替る場合に、従来例のように瞬時
に切替を行なわず、適宜な切替時間をもち、その
ある切替時間Tn内で切替の前後で、基本波成分
電圧の振幅と位相を等しくしながら、連続的に波
形の切替を行なうもので段階的な高調波電圧の変
化をなくしたものである。 パターン数を減らす切替については、以下の３
つの方法で実質的に行なつている。 ａ○ （１式）の一つあるいはそれ以上の電気角α
を切替完了時までに零にする。 ｂ○ （１式）の一つあるいはそれ以上の電気角α
を切替完了時までに90゜とする。 ｃ○ （１式）の相接近する電気角αの値を切替完
了時までに等しくする。 パターン数を増加させる場合は、上記の逆の動
作を行なえば良いので、本質的にはａ○，ｂ○，ｃ○の
たとえば、パターン数Ｍを３→２にするときは、
ａ○，ｂ○，ｃ○のうちいずれか１つを選び、パターン
数Ｍを５→３にする場合は、ａ○＋ｂ○もしくはｃ○を
選べばよく、パターン数Ｍをどのように変えるか
に対応して、ａ○，ｂ○，ｃ○の選択がなされる。 実施例として、基本波成分電圧がその最大値
2V／πの0.5（P.U.）にて、３パターンより２パ
ターンに切替える場合について述べる。 このときの動作波形のタイムチヤートを第３図
に示す。 第１図の実施例において、第３図の波形のよう
に時点t1で周波数指令８および電圧指令９がそれ
ぞれ電圧波形３１および３２のように上がつたと
すると、比較器５の出力（その電圧波形３３）
は、単安定回路６に入り、その出力ａ，ｂは電圧
波形３４，３５のような波形となる。 この出力ａによつて過渡パターン制御回路７が
動作し、またベース信号切替回路４は出力ｂによ
つてそのＢ側に投入されると同時に通常のパター
ン制御回路３の機能は停止し、PWMインバータ
の主回路１のベース信号は過渡パターン制御回路
７で制御される。 時点t1からTn時間後の時点t5で切替が完了し、
単安定回路６の出力ｂによりベース信号切替回路
４はＡ側に投入されると同時に、通常のパターン
制御回路３が動作し通常の２パターン制御とな
る。 Tn時間は過渡パターンでその値の例を第１表
に示し、その形は第３図のα（度）の特性となる。
る電圧波形の切替のときに、給電される負荷電動
機にシヨツクを与えない方式に関する。 従来のPWM制御形インバータ駆動電動機でパ
ルス幅変調のパターン数（周波数ならびにパルス
幅）を切替える場合には、パルス幅変調後の電圧
波形が切替の前後で異なり、かつその切替が瞬時
に行なわれ、前記電動機に過渡トルクが生じて、
切替時にシヨツクを与えていた。つまり、汎用
PWM形トランジスタインバータ等でパルス幅変
調波形を良くするために、PWMの制御パターン
数を切替える必要性があり、その切替時に負荷の
前記電動機へ衝撃を加えるという不具合な点があ
つた。 ここにおいて、本発明は、この従来装置の欠陥
を克服したPWM制御パターンのシヨツクレス切
替方式を提供することを、その目的とする。 第１図は、本発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図である。 トランジスタTR１〜TR６、ダイオードＤ１
〜Ｄ６、直流電源E1，E2からなるPWM形トラン
ジスタインバータの主回路１には交流電動機２が
接続されている。３は通常のパターン制御回路で
インバータの出力電圧に対応した前記トランジス
タTR１〜TR６をオン，オフ切替えする電気角
のαの値で出力電圧および周波数を瞬時に切替え
制御する。５は比較器で電圧指令がある値以上の
ときにパターン制御回路３へ出力し、周波数指令
とともにパターン制御回路３が制御される。 ところで、従来装置は、これまで述べたPWM
形トランジスタインバータの主回路１、交流電動
機２、パターン制御回路３、比較器５で構成され
ていた。 それに、本発明では、シヨツクレスパターン切
替を行なうために、ベース信号切替回路４と、単
安定回路６と、過渡パターン制御回路７が新規に
付加される。 さて、第１図において、トランジスタTR１と
TR２は一方がオンのときは他方がオフの動作を
する。同様に、トランジスタTR３とTR４，TR
５とTR６も同じ動作をする。 このように、トランジスタTR１〜TR６には
ある時間ベース電流が流され、トランジスタTR
１〜TR６をオン，オフ動作させるが、その電気
角と周波数を変えることにより、電動機２の電圧
の基本波成分の大きさと周波数が変化させられ、
電動機２の速度を変えることができる。 第２図は、電源の中性点Ｏに対する端子Ｒの一
般的な電圧波形を示している。 この場合、トランジスタTR１は電圧がＶ／２
のときオンになり、−Ｖ／２のときオフとなる。
トランジスタTR２は逆に、電圧が−Ｖ／２のと
きオンになり、Ｖ／２のときオフとなる。他のト
ランジスタTR３，TR４およびTR５，TR６は、
第２図より電気角でそれぞれ120度ずつ遅れた同
じ波形で同様の動作を行ない、端子Ｒ，Ｓ，Ｔに
３相交流電圧を発生する。 第２図におけるオンオフ電気角α1，α2，……
αMの値によつて、出力電圧の基本波成分の大き
さが変化する。 その場合の第ｎ調波成分の振幅Eoは、この第
２図PWMの一般波形をフーリエ級数に展開し
て、（１式）のように示される。 eo＝Ｓ（−１）M・2V／πn 〔１−２（cos nα1−cos nα2 ＋cos nα3＋……cos nαM）〕……（１式） ここに、 Ｍは電気角０〜90度でのオン・オフの切替数
（これを『パターン数』という）、 Ｓは第２図でα＝90度のとき＋Ｖ／２の波形
（＋波形と呼ぶ）であれば＋１，第２図でα＝90
度のとき−Ｖ／２の波形（−波形という）であれ
ば−１、 ｎは高調波次数でｎ＝１，５，７，11，13……
でありｎ＝３の整数倍調波は線間電圧に表われな
いので除外している、 Ｖは直流電源（E1＋E2）電圧、 をそれぞれ表わす。 （１式）より基本波成分電圧e1の最大値は矩形
波状の場合で2V／πとなる。トランジスタのオ
ン・オフの電気角α1〜αMを変えて基本波成分電
圧e1の制御を行なうが、一般に交流電動機制御で
は、基本波成分電圧E1と周波数の比を等しくし
て制御する場合〔いわゆる（出力電圧Ｖ）／（周
波数ｆ）＝一定にする制御手段〕が多く、低電圧
では低周波となる。 したがつて、低電圧では周波数に反比例して周
期が長くなるので、パターン数Ｍを大きくして高
調波電圧を抑制したPWM制御が採用される。 しかし、高電圧である高周波の場合は、周期が
短かくなり、トランジスタや制御回路の応答性か
ら、パターン数Ｍは少なくする必要がある。すな
わち、パターン数Ｍの切替が必要である。 従来は、この切替の前後で基本波成分電圧e1の
振幅と位相を等しくして切替える方式が採用され
ていた。 ところが、切替の前後で波形が異なるため、一
般に（１式）より基本波成分電圧の振幅と位相が
同じでも、高調波電圧が異なるため、切替時に高
調波電圧がステツプ状に印加されたことになる。 そのため電動機に過渡トルクが発生し、シヨツ
クを生じていて運転上好ましくなかつた。また、
切替時に電動機には過渡電流が流れるので、イン
バータに外乱として作用するため、インバータ出
力電圧の変動の原因にもなつていた。 そこで、本発明は、この現象をなくして円滑な
切替が可能になるようにした方式である。 本発明では、例えば多いパターン数から少ない
パターン数に切替る場合に、従来例のように瞬時
に切替を行なわず、適宜な切替時間をもち、その
ある切替時間Tn内で切替の前後で、基本波成分
電圧の振幅と位相を等しくしながら、連続的に波
形の切替を行なうもので段階的な高調波電圧の変
化をなくしたものである。 パターン数を減らす切替については、以下の３
つの方法で実質的に行なつている。 ａ○ （１式）の一つあるいはそれ以上の電気角α
を切替完了時までに零にする。 ｂ○ （１式）の一つあるいはそれ以上の電気角α
を切替完了時までに90゜とする。 ｃ○ （１式）の相接近する電気角αの値を切替完
了時までに等しくする。 パターン数を増加させる場合は、上記の逆の動
作を行なえば良いので、本質的にはａ○，ｂ○，ｃ○の
たとえば、パターン数Ｍを３→２にするときは、
ａ○，ｂ○，ｃ○のうちいずれか１つを選び、パターン
数Ｍを５→３にする場合は、ａ○＋ｂ○もしくはｃ○を
選べばよく、パターン数Ｍをどのように変えるか
に対応して、ａ○，ｂ○，ｃ○の選択がなされる。 実施例として、基本波成分電圧がその最大値
2V／πの0.5（P.U.）にて、３パターンより２パ
ターンに切替える場合について述べる。 このときの動作波形のタイムチヤートを第３図
に示す。 第１図の実施例において、第３図の波形のよう
に時点t1で周波数指令８および電圧指令９がそれ
ぞれ電圧波形３１および３２のように上がつたと
すると、比較器５の出力（その電圧波形３３）
は、単安定回路６に入り、その出力ａ，ｂは電圧
波形３４，３５のような波形となる。 この出力ａによつて過渡パターン制御回路７が
動作し、またベース信号切替回路４は出力ｂによ
つてそのＢ側に投入されると同時に通常のパター
ン制御回路３の機能は停止し、PWMインバータ
の主回路１のベース信号は過渡パターン制御回路
７で制御される。 時点t1からTn時間後の時点t5で切替が完了し、
単安定回路６の出力ｂによりベース信号切替回路
４はＡ側に投入されると同時に、通常のパターン
制御回路３が動作し通常の２パターン制御とな
る。 Tn時間は過渡パターンでその値の例を第１表
に示し、その形は第３図のα（度）の特性となる。
【表】
この場合、Ｔ時間には３パターンで制御され
（曲線３６，３７，３８）、時点t5で２パターン
（曲線３６，３７）となる。この間の電気角α1，
α2は第３図のようにTn時間に直線的に変わる様
にしている。電気角α2は（１式）より基本波成分
電圧（曲線３９）が0.5（P.U.）になるように求め
た値である。 したがつて、時点t1〜t5のTn時間内に波形は連
続的に変化し、時点t5で２パターンとなるのでシ
ヨツクが抑制される。時点t5では３パターンの電
気角α1が零になるので、２パターンと等しい波形
となり、連続的にパターン切替が行なわれる。 時点t5以後は通常のパターン制御回路３が動作
し、通常の２パターン制御となる。 逆に２パターンから３パターンへの切替には、
以上の動作を逆に行なう。 パターン数が等しい場合で電気角αの値が異な
る切替でも、この間の電気角αの値を基本波成分
電圧が等しくなるようにして、連続的に変化させ
ることによりシヨツクを防止できる。 また、例えば６パターンから２パターンへの切
替のように、種々の異なつたパターンの切替も同
様に可能である。 さきにパターン数を減らす切替で述べた前記ｂ○
の条件は、２つ以上の電気角αを等しく（前記
ｃ）しても良い。 なお、単安定回路６および過渡パターン制御回
路７の機能は、アナログあるいはデイジタルのい
ずれの方法でもよい。 かくして、本発明によれば、同期形PWMイン
バータのパターン数の切替で、負荷電動機にシヨ
ツクを与えずに、連続的に行なう高効率インバー
タの有効な手段が得られる。
（曲線３６，３７，３８）、時点t5で２パターン
（曲線３６，３７）となる。この間の電気角α1，
α2は第３図のようにTn時間に直線的に変わる様
にしている。電気角α2は（１式）より基本波成分
電圧（曲線３９）が0.5（P.U.）になるように求め
た値である。 したがつて、時点t1〜t5のTn時間内に波形は連
続的に変化し、時点t5で２パターンとなるのでシ
ヨツクが抑制される。時点t5では３パターンの電
気角α1が零になるので、２パターンと等しい波形
となり、連続的にパターン切替が行なわれる。 時点t5以後は通常のパターン制御回路３が動作
し、通常の２パターン制御となる。 逆に２パターンから３パターンへの切替には、
以上の動作を逆に行なう。 パターン数が等しい場合で電気角αの値が異な
る切替でも、この間の電気角αの値を基本波成分
電圧が等しくなるようにして、連続的に変化させ
ることによりシヨツクを防止できる。 また、例えば６パターンから２パターンへの切
替のように、種々の異なつたパターンの切替も同
様に可能である。 さきにパターン数を減らす切替で述べた前記ｂ○
の条件は、２つ以上の電気角αを等しく（前記
ｃ）しても良い。 なお、単安定回路６および過渡パターン制御回
路７の機能は、アナログあるいはデイジタルのい
ずれの方法でもよい。 かくして、本発明によれば、同期形PWMイン
バータのパターン数の切替で、負荷電動機にシヨ
ツクを与えずに、連続的に行なう高効率インバー
タの有効な手段が得られる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図、第２図は一般的なPWM電圧波形図、第３
図はこの実施例における動作波形を表わすタイム
チヤートである。 １…トランジスタ形PWMインバータ、２…３
相交流電動機、３…通常のパターン制御回路、４
…ベース信号切替回路、５…比較器、６…単安定
回路、７…過渡パターン制御回路、８…周波数指
令、９…電圧指令、D1〜D2…ダイオード、E1，
E2…電源電圧、TR１〜TR６…トランジスタ、
Tn…本発明の過渡パターン制御時間。
ク図、第２図は一般的なPWM電圧波形図、第３
図はこの実施例における動作波形を表わすタイム
チヤートである。 １…トランジスタ形PWMインバータ、２…３
相交流電動機、３…通常のパターン制御回路、４
…ベース信号切替回路、５…比較器、６…単安定
回路、７…過渡パターン制御回路、８…周波数指
令、９…電圧指令、D1〜D2…ダイオード、E1，
E2…電源電圧、TR１〜TR６…トランジスタ、
Tn…本発明の過渡パターン制御時間。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ パルス幅変調形トランジスタインバータ１と
それの直流電源E1，E2と負荷となる交流電動機
２と電圧指令９がある設定値を越えるかどうかを
比較する比較器５とこの比較器出力と周波数指令
８を入力とする通常のパターン制御回路３とを備
えこのパターン制御回路出力により前記インバー
タを駆動し前記電動機に与える交流周波のパター
ン数を制御する装置において、 前記比較器５出力を入力する単安定回路６と、 この単安定回路６の零から直線的に漸増するａ
出力と前記周波数指令８を入力する過渡パターン
制御回路７と、 前記通常のパターン制御回路３の出力から前記
過渡パターン制御回路７の出力への選択を前記単
安定回路６のオンしてからオフするｂ出力により
行なうベース信号切替回路４とを設け、 前記インバータのトランジスタTR１〜TR６
のオンオフのの切替を行なう電気角をある過渡パ
ターン制御時間内に漸次移行しその移行の前後で
基本波成分電圧が等しくなるようにしてそのパタ
ーン数を変化させて制御するようにしたことを特
徴とするPWM制御パターンのシヨツクレス切替
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56124783A JPS5826596A (ja) | 1981-08-11 | 1981-08-11 | Ｐｗｍ制御パタ−ンのシヨツクレス切替方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56124783A JPS5826596A (ja) | 1981-08-11 | 1981-08-11 | Ｐｗｍ制御パタ−ンのシヨツクレス切替方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5826596A JPS5826596A (ja) | 1983-02-17 |
| JPS6353800B2 true JPS6353800B2 (ja) | 1988-10-25 |
Family
ID=14894004
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56124783A Granted JPS5826596A (ja) | 1981-08-11 | 1981-08-11 | Ｐｗｍ制御パタ−ンのシヨツクレス切替方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5826596A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6046789A (ja) * | 1983-08-20 | 1985-03-13 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タのパルス幅切換装置 |
| JPS6046777A (ja) * | 1983-08-20 | 1985-03-13 | Mitsubishi Electric Corp | パルス幅変調式インバ−タの切換装置 |
-
1981
- 1981-08-11 JP JP56124783A patent/JPS5826596A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5826596A (ja) | 1983-02-17 |
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