JPS6115673B2 - - Google Patents
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- JPS6115673B2 JPS6115673B2 JP56016719A JP1671981A JPS6115673B2 JP S6115673 B2 JPS6115673 B2 JP S6115673B2 JP 56016719 A JP56016719 A JP 56016719A JP 1671981 A JP1671981 A JP 1671981A JP S6115673 B2 JPS6115673 B2 JP S6115673B2
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- JP
- Japan
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- pulse
- voltage
- switching
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- phase
- Prior art date
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 7
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパルス幅変調方式可変電圧・可変周波
数インバータ（Pulse Width Modulation
Adjustable Voltage Adjustable Freguency
Inverter、以下PWM方式AVAFインバータと呼
ぶ）に係り、３パルスと１パルスモードの切換え
に有効なパルス切換制御方法に関する。
数インバータ（Pulse Width Modulation
Adjustable Voltage Adjustable Freguency
Inverter、以下PWM方式AVAFインバータと呼
ぶ）に係り、３パルスと１パルスモードの切換え
に有効なパルス切換制御方法に関する。
第１図はPWMインバータの基本構成図であ
る。図に示すとおりPWMインバータ５はサイリ
スタスイツチ４より構成されている。SW１と
SW２、SW３とSW４、SW５とSW６は同時にオ
ンすることはない。インバータの入力側には定電
圧直流電源１、フイルタリアクトル２、フイルタ
コンデンサ３が接続されている。６は負荷で、図
は誘導電動機IMの場合を示している。
る。図に示すとおりPWMインバータ５はサイリ
スタスイツチ４より構成されている。SW１と
SW２、SW３とSW４、SW５とSW６は同時にオ
ンすることはない。インバータの入力側には定電
圧直流電源１、フイルタリアクトル２、フイルタ
コンデンサ３が接続されている。６は負荷で、図
は誘導電動機IMの場合を示している。
第２図はPWMインバータの変調パルス作成ブ
ロツク図である。図において、カウンタ１０は源
発振周波数f0をカウントし、Ｕ・Ｖ・Ｗ各相の
ROM１１，１２，１３（Read On Memory）
に、あらかじめデジタル・アナログコンバータ
Ｄ／Ａ１４，１５，１６の出力に第３図ａ〜ｃの
様な三角波が出力される様に記憶させてある。三
角波は比較器１７，１８，１９において直流電圧
Vcと比較され、Vcに応じて幅の可変するパルス
を出力する。比較器１７，１８，１９の出力は第
３図a′，b′，c′の様に三角波の出力が直流電圧Vc
より高い時にHighレベル、低い時にLowレベル
となる様にしてある。波形a′とｄ、b′とｅ、c′と
ｆとのE.OR２０，２１，２２（Exclusive OR：
排他的論理和）条件にて各相変調パルスを作成し
ている。直流電圧比較レベルVcが高い程第３図
ｇの時間t0は短かくなる。
ロツク図である。図において、カウンタ１０は源
発振周波数f0をカウントし、Ｕ・Ｖ・Ｗ各相の
ROM１１，１２，１３（Read On Memory）
に、あらかじめデジタル・アナログコンバータ
Ｄ／Ａ１４，１５，１６の出力に第３図ａ〜ｃの
様な三角波が出力される様に記憶させてある。三
角波は比較器１７，１８，１９において直流電圧
Vcと比較され、Vcに応じて幅の可変するパルス
を出力する。比較器１７，１８，１９の出力は第
３図a′，b′，c′の様に三角波の出力が直流電圧Vc
より高い時にHighレベル、低い時にLowレベル
となる様にしてある。波形a′とｄ、b′とｅ、c′と
ｆとのE.OR２０，２１，２２（Exclusive OR：
排他的論理和）条件にて各相変調パルスを作成し
ている。直流電圧比較レベルVcが高い程第３図
ｇの時間t0は短かくなる。
第１図において側と側のサイリスタスイツ
チは交互にオン・オフを繰り返す為、時間t0はサ
イリスタ特性及び転流回路定数で決定される最小
通流幅ｔnioより短かくなると側と側のサイ
リスタスイツチが同時にオン状態となり転流失敗
に至る為、リミツタをかけている。
チは交互にオン・オフを繰り返す為、時間t0はサ
イリスタ特性及び転流回路定数で決定される最小
通流幅ｔnioより短かくなると側と側のサイ
リスタスイツチが同時にオン状態となり転流失敗
に至る為、リミツタをかけている。
更に電圧を上昇させる為には第４図ａ，ｂのパ
ルスからｄ，ｅの180゜通電パルスに切換える必
要がある。このとき、線間電圧は第４図ｃからｆ
へと変化する。時間ｔnioが長い程電圧変化の大
きいことがわかる。
ルスからｄ，ｅの180゜通電パルスに切換える必
要がある。このとき、線間電圧は第４図ｃからｆ
へと変化する。時間ｔnioが長い程電圧変化の大
きいことがわかる。
又、第５図の様に時間ｔnioの位相を制御する
ことにより出力電圧を上昇させる方法が報告され
ている。位相制御角αと出力電圧の基本波実効値
V1rnsと位相ズレβの関係を第６図に示す。
ことにより出力電圧を上昇させる方法が報告され
ている。位相制御角αと出力電圧の基本波実効値
V1rnsと位相ズレβの関係を第６図に示す。
第５図においてｔf＝ｔnioが位相制御限界であ
る。
る。
大容量インバータにおいては、使用するサイリ
スタのターンオフタイムも長くなり、転流回路定
数も大きくなる為時間ｔnioは長くなる傾向にあ
る。
スタのターンオフタイムも長くなり、転流回路定
数も大きくなる為時間ｔnioは長くなる傾向にあ
る。
従来の２通りの切換え方法においては、第６図
に示す様に第４図のままでは、３パルスと１パル
スの基本波電圧の位相ずれはないが、電圧変化量
が大きい（図のΔＶA）、第５図の制御を取り入れ
ると、電圧変化量は小さく（図のΔＶB）なる
が、位相ずれ（図のΔβ）がある。
に示す様に第４図のままでは、３パルスと１パル
スの基本波電圧の位相ずれはないが、電圧変化量
が大きい（図のΔＶA）、第５図の制御を取り入れ
ると、電圧変化量は小さく（図のΔＶB）なる
が、位相ずれ（図のΔβ）がある。
第１図の様に負荷に誘導電動機を接続し、これ
を駆動する場合においては、どちらの場合も過渡
的な電圧変化量が大きく、電流のピークが出てし
まう。従来の方法においてはパルス切換時の電流
ピークの為に転流能力を増大させる必要があつ
た。
を駆動する場合においては、どちらの場合も過渡
的な電圧変化量が大きく、電流のピークが出てし
まう。従来の方法においてはパルス切換時の電流
ピークの為に転流能力を増大させる必要があつ
た。
本発明の目的は、パルス切換時の電圧変化量を
小さくし、更に基本波電圧の位相を合わせる様に
３パルス、１パルスを制御することにより転流能
力の低減及び誘導電動機のスムーズなトルク制御
を行ない得るパルス切換制御方法を提供するにあ
る。
小さくし、更に基本波電圧の位相を合わせる様に
３パルス、１パルスを制御することにより転流能
力の低減及び誘導電動機のスムーズなトルク制御
を行ない得るパルス切換制御方法を提供するにあ
る。
本発明は３パルスから１パルスの切換わり時に
電流はね上がりのあることを確認し、このはね上
がりを小さくする為の手段として３パルス、１パ
ルス間の基本波電圧変化量を小さく、更に位相ず
れをなくする様にしたものである。
電流はね上がりのあることを確認し、このはね上
がりを小さくする為の手段として３パルス、１パ
ルス間の基本波電圧変化量を小さく、更に位相ず
れをなくする様にしたものである。
第７図に本発明の実施例を示す。変調３パルス
発生回路は従来の回路（第２図）とほぼ同一であ
るが、リセツト回路２３が異なる。第２図におい
ては常にN1でリセツトされていたが、リセツト
切換指令によりリセツトをN1±ΔＮ変化する。
リセツト数は、３パルスから１パルスへの切換わ
り時はN1＋ΔＮ、１パルスから３パルスへの切
換わり時はN1−ΔＮとする。これにより………
セツトがN1＋ΔＮの場合はリセツトまでの時間
が１サイクルでΔＮだけ遅れるため三角波の位相
も遅れる。これをｎサイクル繰り返すと位相ずれ
はｎ・ΔＮとなり基本波パルスの位相は固定した
ままのため、第４図ｔnio部は第５図の様に順次
中心よりずれることになる。時間ｔf＝ｔnioにな
るとパルス切換指令により１パルスに切換わる。
１パルスから３パルスへの切換わりは、パルス切
換指令と同時にカウンタリセツト数をN1−ΔＮ
とすることにより逆の動作を行なう。
発生回路は従来の回路（第２図）とほぼ同一であ
るが、リセツト回路２３が異なる。第２図におい
ては常にN1でリセツトされていたが、リセツト
切換指令によりリセツトをN1±ΔＮ変化する。
リセツト数は、３パルスから１パルスへの切換わ
り時はN1＋ΔＮ、１パルスから３パルスへの切
換わり時はN1−ΔＮとする。これにより………
セツトがN1＋ΔＮの場合はリセツトまでの時間
が１サイクルでΔＮだけ遅れるため三角波の位相
も遅れる。これをｎサイクル繰り返すと位相ずれ
はｎ・ΔＮとなり基本波パルスの位相は固定した
ままのため、第４図ｔnio部は第５図の様に順次
中心よりずれることになる。時間ｔf＝ｔnioにな
るとパルス切換指令により１パルスに切換わる。
１パルスから３パルスへの切換わりは、パルス切
換指令と同時にカウンタリセツト数をN1−ΔＮ
とすることにより逆の動作を行なう。
第６図は第４図のｔnio部を基準位相として、
第５図の位相ずれ角αに対する基本波線間電圧
V1rns及び線間電圧の第４図ｃと第５図ｃの位相
差を示す。この図からわかるように変調３パルス
においてｔf＝ｔnioの状態から１パルスへ切換わ
る時に進み位相の１パルスにする必要がある。ｔ
nioはインバータの出力周波数に無関係に一定時
間であるので切換わり時の周波数によつて位相制
御角αが変わる。この為、位相ずれΔβも変わ
る。
第５図の位相ずれ角αに対する基本波線間電圧
V1rns及び線間電圧の第４図ｃと第５図ｃの位相
差を示す。この図からわかるように変調３パルス
においてｔf＝ｔnioの状態から１パルスへ切換わ
る時に進み位相の１パルスにする必要がある。ｔ
nioはインバータの出力周波数に無関係に一定時
間であるので切換わり時の周波数によつて位相制
御角αが変わる。この為、位相ずれΔβも変わ
る。
第７図における進み１パルス用クロツク発生回
路はこの位相差を常に零に近い状態に保つ様に制
御する。つまり、第８図においてＴ０／２≒Δβとな る様にパルス幅T0を決定する。このパルスは基
本波パルスの立ち上がり、立ち下がり部分に位置
する様にする。進みパルス用クロツク発生回路か
ら出力されたＤ・タイプフリツプフロツプFF１
入力Ｄの信号と、比較パルスｃの立ち上がり信号
をFF１入力CK（クロツク）信号として、FF１
出力Ｑにはｅの様な波形が作成される。EOR２
０，２１，２２出力の変調３パルスとFF１，
２，３出力Ｑの１パルスをパルス切換指令により
切り換える。
路はこの位相差を常に零に近い状態に保つ様に制
御する。つまり、第８図においてＴ０／２≒Δβとな る様にパルス幅T0を決定する。このパルスは基
本波パルスの立ち上がり、立ち下がり部分に位置
する様にする。進みパルス用クロツク発生回路か
ら出力されたＤ・タイプフリツプフロツプFF１
入力Ｄの信号と、比較パルスｃの立ち上がり信号
をFF１入力CK（クロツク）信号として、FF１
出力Ｑにはｅの様な波形が作成される。EOR２
０，２１，２２出力の変調３パルスとFF１，
２，３出力Ｑの１パルスをパルス切換指令により
切り換える。
直流電圧比較レベルVc′が一定電圧の時Ｔ０／２は周
波数に無関係に一定の電気角度となる。
周波数が高くなると、位相制御限界に達するα
が小さくなる為、第９図の様に直流電圧比較レベ
ルVc′を高くすればＴ０／２も短かくなり、位相制御限 界における変調３パルスの基本波と進み１パルス
基本波の位相を合わせることができる。Ｔ０／２を電 気角表示したものをγとすると、インバータ周波
数に対してγは第１０図の様に変化する。この特
性は第６図のΔβに合う様に決定する。
が小さくなる為、第９図の様に直流電圧比較レベ
ルVc′を高くすればＴ０／２も短かくなり、位相制御限 界における変調３パルスの基本波と進み１パルス
基本波の位相を合わせることができる。Ｔ０／２を電 気角表示したものをγとすると、インバータ周波
数に対してγは第１０図の様に変化する。この特
性は第６図のΔβに合う様に決定する。
以上の制御の過程を第１１図に示す。３パルス
から１パルスへはａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅと連続的に
変化させ、１パルスから３パルスは逆の制御とな
る。
から１パルスへはａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅと連続的に
変化させ、１パルスから３パルスは逆の制御とな
る。
本実施例では基本波電圧実効値の変化量を小さ
くし、変調３パルスと１パルスの基本波位相も合
つているので切換時の電流はね上がりを大幅に低
減することができるので、インバータ転流能力の
低減及び誘導電動機のスムーズなトルク制御が可
能となる。
くし、変調３パルスと１パルスの基本波位相も合
つているので切換時の電流はね上がりを大幅に低
減することができるので、インバータ転流能力の
低減及び誘導電動機のスムーズなトルク制御が可
能となる。
本発明によればパルス切換時の基本波電圧変化
量及び位相ずれを小さくすることができるので、
インバータの小形化及び誘導電動機のスムーズな
トルク制御が可能となる。
量及び位相ずれを小さくすることができるので、
インバータの小形化及び誘導電動機のスムーズな
トルク制御が可能となる。
第１図はPWMインバータの基本構成図、第２
図は従来のPWMインバータの変調パルス作成ブ
ロツク図、第３図は変調３パルスのタイムチヤー
ト、第４図は変調３パルス及び１パルスの線間電
圧波形、第５図は位相制御中の変調３パルスの線
間電圧波形、第６図は変調３パルスを位相制御し
たときの位相制御角に対する基本波電圧実効値と
基本波電圧位相ズレの関係、第７図は本発明の
PWMインバータの変調パルス作成ブロツク図、
第８図は進み１パルス用クロツクパルスのタイム
チヤート、第９図は第８図のパルス幅を決定する
電圧レベルの周波数に対する関係、第１０図は第
９図の様に制御した時の進み１パルスの位相ずれ
の周波数に対する関係、第１１図は３パルスと１
パルスの間の制御過程を示すタイムチヤートであ
る。 １……定電圧直流電源、５……PWMインバー
タ、６……負荷（誘導電動機）。
図は従来のPWMインバータの変調パルス作成ブ
ロツク図、第３図は変調３パルスのタイムチヤー
ト、第４図は変調３パルス及び１パルスの線間電
圧波形、第５図は位相制御中の変調３パルスの線
間電圧波形、第６図は変調３パルスを位相制御し
たときの位相制御角に対する基本波電圧実効値と
基本波電圧位相ズレの関係、第７図は本発明の
PWMインバータの変調パルス作成ブロツク図、
第８図は進み１パルス用クロツクパルスのタイム
チヤート、第９図は第８図のパルス幅を決定する
電圧レベルの周波数に対する関係、第１０図は第
９図の様に制御した時の進み１パルスの位相ずれ
の周波数に対する関係、第１１図は３パルスと１
パルスの間の制御過程を示すタイムチヤートであ
る。 １……定電圧直流電源、５……PWMインバー
タ、６……負荷（誘導電動機）。
Claims (1)
- １ 電圧制御機能を有しない直流電源に接続さ
れ、搬送波と電圧指令値に比例して可変する電圧
レベルとの比較によつてパルスを形成するパルス
幅変調方式可変電圧・可変周波数インバータにお
いて、出力周波数の３倍の転流回数モード（３パ
ルスモード）と、出力周波数と同一回数の転流モ
ード（１パルスモード）とのパルス切換を、パル
ス幅が３パルスモードでサイリスタ特性及び転流
回路定数で決定される所定通流幅になつたとき、
所定の通流幅部分をあるパターンに従い一定の幅
となる様に搬送波の位相のみ制御し、制御限界に
達した時、３パルスモードの位相制御により発生
する基本波位相ずれ分を前もつて補正した１パル
スモードに切換えること及び１パルスモードから
３パルスモードへ逆順序で同様に切換えることを
特徴とするパルス幅変調方式インバータのパルス
切換制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56016719A JPS57132772A (en) | 1981-02-05 | 1981-02-05 | Pulse switching controlling method for pulse width modulation type inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56016719A JPS57132772A (en) | 1981-02-05 | 1981-02-05 | Pulse switching controlling method for pulse width modulation type inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57132772A JPS57132772A (en) | 1982-08-17 |
| JPS6115673B2 true JPS6115673B2 (ja) | 1986-04-25 |
Family
ID=11924067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56016719A Granted JPS57132772A (en) | 1981-02-05 | 1981-02-05 | Pulse switching controlling method for pulse width modulation type inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57132772A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0775472B2 (ja) * | 1984-03-08 | 1995-08-09 | 株式会社明電舍 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
| JPS62163589A (ja) * | 1986-01-13 | 1987-07-20 | Hitachi Ltd | パルス幅変調インバ−タによる誘導電動機の制御装置 |
| US4924168A (en) * | 1987-06-01 | 1990-05-08 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for PWM-controlled, variable voltage/variable frequency inverters |
| GB2489256A (en) * | 2011-03-22 | 2012-09-26 | Technelec Ltd | Sensorless modulating square-wave inverter for electrical machine |
-
1981
- 1981-02-05 JP JP56016719A patent/JPS57132772A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57132772A (en) | 1982-08-17 |
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