JP2780263B2 - 誘導電動機のベクトル制御方法と装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御方法と装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、誘導電動機のベクトル制御方法及び装置に
関する。
関する。
B.発明の概要 本発明は、誘導電動機のベクトル制御において、 誘導電動機の速度検出を一次電流と電圧から算定する
ことにより、 速度検出器とその配線を不要にしたものである。
ことにより、 速度検出器とその配線を不要にしたものである。
C.従来の技術 誘導電動機のベクトル制御方式は、その二次電流と二
次磁束を直交させた制御（非干渉制御）によってトルク
に線形性を得て、応答性及び追従性を直流機と同等以上
にしようとするものである。
次磁束を直交させた制御（非干渉制御）によってトルク
に線形性を得て、応答性及び追従性を直流機と同等以上
にしようとするものである。
このベクトル制御方式においては、トルク指令に応じ
たすべり周波数を演算し、このすべり周波数と電動機の
回転数検出値から磁束演算、トルク演算を行い、また電
動機の一次周波数を演算している。
たすべり周波数を演算し、このすべり周波数と電動機の
回転数検出値から磁束演算、トルク演算を行い、また電
動機の一次周波数を演算している。
D.発明が解決しようとする課題 従来のベクトル制御方式では電動機の回転周波数を検
出する速度検出系が不可欠となる。また、インバータ等
の制御装置の設定位置と電動機位置とが離れることが多
くなる。このため、従来方式では電動機の速度検出器
（タコジェネレータ等）と制御装置間に比較的長い距離
の配線を必要とするし、この配線には電動機電流等によ
る誘導障害を起こし易い問題がある。
出する速度検出系が不可欠となる。また、インバータ等
の制御装置の設定位置と電動機位置とが離れることが多
くなる。このため、従来方式では電動機の速度検出器
（タコジェネレータ等）と制御装置間に比較的長い距離
の配線を必要とするし、この配線には電動機電流等によ
る誘導障害を起こし易い問題がある。
なお、速度検出系を不要にする制御方法として、v/f
＝一定制御方式があるが、この方式ではトルクの制御が
非線形になって応答性が悪くまた速度の精度も悪くな
る。
＝一定制御方式があるが、この方式ではトルクの制御が
非線形になって応答性が悪くまた速度の精度も悪くな
る。
本発明の目的は、電動機の速度検出に速度検出器を不
要にしてベクトル制御できるようにしたものである。
要にしてベクトル制御できるようにしたものである。
E.課題を解決するための手段 本発明は上記目的を達成するため、誘導電動機の磁束
電流設定値ｉ１α ＊とトルク電流設定値ｉ１β ＊と二次
時定数τ2とからすべり角周波数ωsを求め、このすべり
角周波数ωsと誘導電動機の回転角周波数ωrの加算によ
って一次角周波数ωoを求め、制御電圧源方式でベクト
ル制御を行う誘導電動機のベクトル制御方法において、
誘導電動機の一次電圧及び一次電流から同期回転座標
（α、β軸）の二次磁束λ２βを求め、この二次磁束λ
２βから次式 ωx＝Kiλ２β＋Km∫λ２βdt Ki：定数 Km：定数 に従って回転角周波数ωxを求め、この回転角周波数ωx
を前記回転角周波数ωrとして二次磁束λ２βが零にな
る非干渉制御を行うことを特徴とする。
電流設定値ｉ１α ＊とトルク電流設定値ｉ１β ＊と二次
時定数τ2とからすべり角周波数ωsを求め、このすべり
角周波数ωsと誘導電動機の回転角周波数ωrの加算によ
って一次角周波数ωoを求め、制御電圧源方式でベクト
ル制御を行う誘導電動機のベクトル制御方法において、
誘導電動機の一次電圧及び一次電流から同期回転座標
（α、β軸）の二次磁束λ２βを求め、この二次磁束λ
２βから次式 ωx＝Kiλ２β＋Km∫λ２βdt Ki：定数 Km：定数 に従って回転角周波数ωxを求め、この回転角周波数ωx
を前記回転角周波数ωrとして二次磁束λ２βが零にな
る非干渉制御を行うことを特徴とする。
また、本発明は、制御電圧源によるベクトル制御方式
による回転角周波数ωrの推定を行う装置を特徴とす
る。
による回転角周波数ωrの推定を行う装置を特徴とす
る。
F.作用 誘導電動機の電圧方程式はその固定子に固定した固定
子座標（d,q軸）で表すと次の（１）式で与えられる。
子座標（d,q軸）で表すと次の（１）式で与えられる。
但し、 v1d、v1q :d−ｑ軸一次電圧 i1d、i1q :d−ｑ軸一次電流 λ2d、λ2q:d−ｑ軸二次磁束 ωr ：回転子角周波数 Ｐ ：微分演算子 r1 ：一次抵抗 r2 ：二次抵抗 L1 ：一次インダクタンス L2 ：二次インダクタンス Ｍ ：励磁インダクタンス Ｌσ ：等価漏れインダクタンス 上記（１）式を一次角周波数ωoで回転する同期回転
座標（α、β軸）に変換すると次の（２）式になる。
座標（α、β軸）に変換すると次の（２）式になる。
但し、 ｖ１α、ｖ１β：α−β軸一次電圧 ｉ１α、ｉ１β：α−β軸一次電流 λ２α、λ２β：α−β軸二次磁束 ωo ：一次角周波数 上記（２）式において、すべり角周波数ωsを 但し、τ2：二次時定数（＝L2／r2） ωo＝ωr＋ωs ・・・（３−２） ｉ１α＝一定 ・・・（３−３） とすると、二次磁束λ２α、λ２βは λ２α＝Ｍ・ｉ１α ・・・（４−１） λ２β＝０ ・・・（４−２） となり、またトルクＴは となり、二次磁束と二次電流の非干渉制御が成立する。
上述の原理による非干渉制御においては、（３−
１）、（３−２）式におけるすべり角周波数ωsと磁束
電流ｉ１αの設定と、誘導電動機の回転角周波数ωrの
検出によって一次角周波数ωoを求めることを必要とす
る。
１）、（３−２）式におけるすべり角周波数ωsと磁束
電流ｉ１αの設定と、誘導電動機の回転角周波数ωrの
検出によって一次角周波数ωoを求めることを必要とす
る。
ここで、速度検出系を設けない場合には回転角周波数
ωrが不明のため（３−２）式の一次角周波数ωoを求め
ることができないが、逆に（４−１）、（４−２）式が
成立するように一次角周波数ωoを調節し、前記（４−
１）、（４−２）式が成立する状態を得れば非干渉制御
が成立する。そして、一次角周波数ωoの調節は（３−
２）式から推定回転角周波数ωxの調節になり、 ωo＝ωs＋ωx ・・・・・（６−１） この推定回転角周波数ωxは ωx＝Kiλ２β＋Km∫λ２βdt ・・・（６−２） 但し、Ki：定数 Km：定数 として推定される。
ωrが不明のため（３−２）式の一次角周波数ωoを求め
ることができないが、逆に（４−１）、（４−２）式が
成立するように一次角周波数ωoを調節し、前記（４−
１）、（４−２）式が成立する状態を得れば非干渉制御
が成立する。そして、一次角周波数ωoの調節は（３−
２）式から推定回転角周波数ωxの調節になり、 ωo＝ωs＋ωx ・・・・・（６−１） この推定回転角周波数ωxは ωx＝Kiλ２β＋Km∫λ２βdt ・・・（６−２） 但し、Ki：定数 Km：定数 として推定される。
すなわち、非干渉制御状態では（４−２）式からβ軸
の二次磁束λ２β＝０の状態にあり、この制御状態から
外れた制御状態ではλ２β≠０の状態になり、このλ
２β（≠０）の状態では、（６−１）式の一次角周波数
ω0が非干渉制御状態からずれた状態になり、この周波
数ずれに対応するλ２βを積分することで推定回転角周
波数ωxを求め、これにより（６−１）式に従って一次
角周波数ω0を調節することで非干渉制御状態を得る。
の二次磁束λ２β＝０の状態にあり、この制御状態から
外れた制御状態ではλ２β≠０の状態になり、このλ
２β（≠０）の状態では、（６−１）式の一次角周波数
ω0が非干渉制御状態からずれた状態になり、この周波
数ずれに対応するλ２βを積分することで推定回転角周
波数ωxを求め、これにより（６−１）式に従って一次
角周波数ω0を調節することで非干渉制御状態を得る。
なお、λ２βの比例項も含めてωxを推定する（６−
２）式は、比例項によってωx推定による制御の応答性
を向上させるためのものである。
２）式は、比例項によってωx推定による制御の応答性
を向上させるためのものである。
従って、本発明は、（６−２）式に従って推定回転角
周波数ωxを求め、このωxを回転角周波数ωrとしてベ
クトル制御を行い、λ２βが零となる非干渉制御状態を
得る。このとき、推定回転角周波数ωxは誘導機の回転
検出による回転角周波数ωrに一致する。
周波数ωxを求め、このωxを回転角周波数ωrとしてベ
クトル制御を行い、λ２βが零となる非干渉制御状態を
得る。このとき、推定回転角周波数ωxは誘導機の回転
検出による回転角周波数ωrに一致する。
なお、λ２βが零となる非干渉制御状態にあるとき、
推定回転角周波数ωxは（６−２）式の積分項による積
分結果として一定値（現在の推定回転角周波数）に保持
される。
推定回転角周波数ωxは（６−２）式の積分項による積
分結果として一定値（現在の推定回転角周波数）に保持
される。
上記（６−２）式における二次磁束λ２βは電動機の
一次電圧、一次電流から求めることができる。即ち、前
記（１）式の１、２行目から の関係にあり、これら式からλ2d、λ2qが求められる。
一次電圧、一次電流から求めることができる。即ち、前
記（１）式の１、２行目から の関係にあり、これら式からλ2d、λ2qが求められる。
これらλ2d、λ2qを同期回転座標に変換するには、次
式によってなされる。
式によってなされる。
但し、θ＝∫ωodt 従って、（８−１）、（８−２）式及び（９）式か
ら、λ２βはｄ−ｑ軸の一次電圧v1d、v1qと一次電流i
1d、i1qから求めることができる。また、これら一次電
圧と一次電流は電動機の３相一次電圧と一次電流から座
標変換によって求めることができる。
ら、λ２βはｄ−ｑ軸の一次電圧v1d、v1qと一次電流i
1d、i1qから求めることができる。また、これら一次電
圧と一次電流は電動機の３相一次電圧と一次電流から座
標変換によって求めることができる。
上述までのことから、回転角周波数ωrをその検出器
によることなく、一次電流と一次電圧から演算で求める
ことができるが、本発明方法によるベクトル制御を正確
にするには二次磁束λ2が一定に維持されることが条件
となる。これを以下に詳細に説明する。
によることなく、一次電流と一次電圧から演算で求める
ことができるが、本発明方法によるベクトル制御を正確
にするには二次磁束λ2が一定に維持されることが条件
となる。これを以下に詳細に説明する。
ベクトル制御方法には制御電流源（CCS）による方式
と、制御電圧源（CVS）による方式がある。
と、制御電圧源（CVS）による方式がある。
第２図はCCS方式のブロック図を示す。速度設定値ωr
*と誘導電動機１の速度検出器２が検出する回転角周波
数ωrとの偏差を速度制御増幅器３で比例積分（PI）演
算し、この演算出力に同期回転座標上のトルク電流設定
値ｉ１β ＊を得る。すべり演算回路４は固定の磁束電流
設定値ｉ１α ＊とトルク電流設定値ｉ１β ＊と二次時定
数τ2とからすべり角周波数ωsを求め、このすべり角周
波数ωsと回転角周波数ωrとを加算器５で加算して一次
角周波数ωoを求める。座標変換部６は電流設定値ｉ
１α ＊、ｉ１β ＊と一次角周波数ωoとによって３相電
流のうちの２相分電流設定値ia *、ic *を求める。これら
電流設定値ia *、ic *を目標値とする電流制御増幅器7a、
7bは電動機１のａ、ｃ相検出電流との偏差をPI演算し、
電圧設定値va *、vc *を求め、さらに両者を加算器８で加
算と反転増幅器９で反転してｂ相の電圧設定値vb *を求
める。PWMインバータ10は電圧設定値va *、vb *、vc *に従
ったパルス幅のPWM電圧出力を電動機１に供給する。
*と誘導電動機１の速度検出器２が検出する回転角周波
数ωrとの偏差を速度制御増幅器３で比例積分（PI）演
算し、この演算出力に同期回転座標上のトルク電流設定
値ｉ１β ＊を得る。すべり演算回路４は固定の磁束電流
設定値ｉ１α ＊とトルク電流設定値ｉ１β ＊と二次時定
数τ2とからすべり角周波数ωsを求め、このすべり角周
波数ωsと回転角周波数ωrとを加算器５で加算して一次
角周波数ωoを求める。座標変換部６は電流設定値ｉ
１α ＊、ｉ１β ＊と一次角周波数ωoとによって３相電
流のうちの２相分電流設定値ia *、ic *を求める。これら
電流設定値ia *、ic *を目標値とする電流制御増幅器7a、
7bは電動機１のａ、ｃ相検出電流との偏差をPI演算し、
電圧設定値va *、vc *を求め、さらに両者を加算器８で加
算と反転増幅器９で反転してｂ相の電圧設定値vb *を求
める。PWMインバータ10は電圧設定値va *、vb *、vc *に従
ったパルス幅のPWM電圧出力を電動機１に供給する。
このような構成により、磁束電流設定値ｉ１α ＊とト
ルク電流設定値ｉ１β ＊を３相座標の一次電流指令
ia *、ib *、ic *ｉ変換し、電流フィードバックによって
一次電流を該指令に一致させることにより電流ｉ１α ＊
とｉ１β ＊とを直交させる。
ルク電流設定値ｉ１β ＊を３相座標の一次電流指令
ia *、ib *、ic *ｉ変換し、電流フィードバックによって
一次電流を該指令に一致させることにより電流ｉ１α ＊
とｉ１β ＊とを直交させる。
第３図はCVS方式のブロック図を示す。同図ではトル
ク電流設定値ｉ１β ＊と磁束電流設定値ｉ１α ＊を非干
渉演算部11によって電圧設定値ｖ１β ＊、ｖ１α ＊に変
換し、これを座標変換部6Aで３相座標の電圧設定値
va *、vb *、vc *に変換する。非干渉演算部11は電流ｉ
１α ＊、ｉ１β ＊から電圧ｖ１β ＊、ｖ１α ＊への変換
に互いの干渉分を排除するための演算を行う。この演算
は、誘導機の等価ブロック図が第４図に示すように電流
ｉ１α、ｉ１βと電圧ｖ１α、ｖ１βに互いの干渉分ω
oＬσ、ωoL1が作用することから、その干渉分をキャン
セルするべく、次式に従って行われる。
ク電流設定値ｉ１β ＊と磁束電流設定値ｉ１α ＊を非干
渉演算部11によって電圧設定値ｖ１β ＊、ｖ１α ＊に変
換し、これを座標変換部6Aで３相座標の電圧設定値
va *、vb *、vc *に変換する。非干渉演算部11は電流ｉ
１α ＊、ｉ１β ＊から電圧ｖ１β ＊、ｖ１α ＊への変換
に互いの干渉分を排除するための演算を行う。この演算
は、誘導機の等価ブロック図が第４図に示すように電流
ｉ１α、ｉ１βと電圧ｖ１α、ｖ１βに互いの干渉分ω
oＬσ、ωoL1が作用することから、その干渉分をキャン
セルするべく、次式に従って行われる。
ｖ１α ＊＝r1ｉ１α ＊＋ωoＬσｉ１β ＊ ・・・・（10−１） ｖ１β ＊＝（r1＋ＬσＰ）ｉ１β ＊−ωoＬ１ｉ１α ＊ ・・・・（10−２） ここで、Ｌσ／r1が小さいときには1/（r1＋ＬσＰ）
が1/r1で近似され、（10−２）式を次式のように簡略化
できる。
が1/r1で近似され、（10−２）式を次式のように簡略化
できる。
ｖ１β ＊＝r1ｉ１β ＊−ωoＬ１ｉ１α ＊ ・・・・（10−３） 上述までのCCS方式又はCVS方式のベクトル制御方式に
おいて、二次時定数τ2（＝L2／r2）が電動機１の実際
の値と異なる場合の比較を第５図（Ａ）及び（Ｂ）に示
す。同図において、電流ｉ１α ＊、ｉ１β ＊を一定にし
た状態で、r2を変えた（相対比）ときのトルクＴ、一次
電流i1、二次磁束｜λ2｜の変化（相対比）を示す。
おいて、二次時定数τ2（＝L2／r2）が電動機１の実際
の値と異なる場合の比較を第５図（Ａ）及び（Ｂ）に示
す。同図において、電流ｉ１α ＊、ｉ１β ＊を一定にし
た状態で、r2を変えた（相対比）ときのトルクＴ、一次
電流i1、二次磁束｜λ2｜の変化（相対比）を示す。
第５図（Ａ）に示すCVS方式ではr2の増加につれて
i1、Ｔが共に減少するが、｜λ2｜はほぼ一定に保たれ
る。これに対し、第５図（Ｂ）に示すCCS方式ではr2の
増加にi1がほぼ一定に保たれるが、Ｔ及び｜λ2｜が増
加してくる。
i1、Ｔが共に減少するが、｜λ2｜はほぼ一定に保たれ
る。これに対し、第５図（Ｂ）に示すCCS方式ではr2の
増加にi1がほぼ一定に保たれるが、Ｔ及び｜λ2｜が増
加してくる。
従って、両方式共に二次時定数τ2の変化によってト
ルクＴが変化するが、CCS方式では磁束も変化する。こ
れに対して、CVS方式では磁束がほぼ一定に保たれる。
ルクＴが変化するが、CCS方式では磁束も変化する。こ
れに対して、CVS方式では磁束がほぼ一定に保たれる。
ところで、二次抵抗r2の実際の値と前述の（３−１）
式のすべり角周波数ωsの演算に用いる値とが異なる
と、該すべり角周波数ωsの誤差として表され、前出の
ような影響をおよぼすが、本発明方法による回転角周波
数周波数ωrの推定過程においてもωsに誤差がある状態
と考えられる。このためωr推定過程において磁束｜λ2
｜が変化するCCS方式では安定した回転角周波数ωrの推
定ができず、何らかの方法によって磁束を一定にする制
御手段を必要とする。これに対して、CVS方式では磁束
が一定に保たれることから、前述の（６−１）、（６−
２）式によると回転角周波数ωrの推定が可能となる。
式のすべり角周波数ωsの演算に用いる値とが異なる
と、該すべり角周波数ωsの誤差として表され、前出の
ような影響をおよぼすが、本発明方法による回転角周波
数周波数ωrの推定過程においてもωsに誤差がある状態
と考えられる。このためωr推定過程において磁束｜λ2
｜が変化するCCS方式では安定した回転角周波数ωrの推
定ができず、何らかの方法によって磁束を一定にする制
御手段を必要とする。これに対して、CVS方式では磁束
が一定に保たれることから、前述の（６−１）、（６−
２）式によると回転角周波数ωrの推定が可能となる。
以上のことから、本発明方法と装置はCVS方式が有利
となる。
となる。
G.実施例 第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、
CVS方式のベクトル制御装置を示す。同図中、第４図と
同じものは同一符号で示す。座標変換部6Aは一次角周波
数ωoを積分器12で積分した位相角θを使用し、変換部1
3によって同期回転座標の電圧ｖ１α ＊、ｖ１β ＊を固
定座標の電圧v1d *、v1q *に変換する。この変換式は次の
ようになる。
CVS方式のベクトル制御装置を示す。同図中、第４図と
同じものは同一符号で示す。座標変換部6Aは一次角周波
数ωoを積分器12で積分した位相角θを使用し、変換部1
3によって同期回転座標の電圧ｖ１α ＊、ｖ１β ＊を固
定座標の電圧v1d *、v1q *に変換する。この変換式は次の
ようになる。
また、座標変換部6Aの変換部14は、電圧v1d *、v1q *か
ら３相電圧va *、vb *、vc *に変換する。この変換式は次
のようになる。
ら３相電圧va *、vb *、vc *に変換する。この変換式は次
のようになる。
速度演算部15は、電動機１の一次電圧及び一次電流か
ら固定子座標の二次磁束λ2d、λ2qを求め、これを同期
回転座標の二次磁束λ２α、λ２βに変換し、λ２βを
比例積分演算して回転角周波数ωrの推定値を求める。
ここで、電動機１の一次電圧にはその検出によることな
く、座標変換部v1d *、v1q *を利用する。これは、PWMイ
ンバータ10がほぼ指令値通りの正弦波電圧出力を得るこ
とができることに基づく。こうしたことから、速度演算
部15は、変換器16によって電動機の検出電流ia、icから
ｂ相電流も求め、３相座標から次式によって固定座標の
電流i1d、i1qを求め、 この変換した電流i1d、i1qと変換器13の変換電圧v1d *、
v1q *とから演算器17によって推定二次磁束▲▼、
▲▼を前述の（８−１）、（８−２）式から求
め、さらに前述の（９）式によって変換器18が同期回転
座標の推定二次磁束▲▼、▲▼を求める。
そして、（６−２）式に基づいて比例演算器19によって
比例係数Kiにより推定二次磁束▲▼の比例分を求
め、積分演算器20によって積分定数Kmにより積分値を求
め、加算器21で両出力を加算して推定回転角周波数▲
▼を得る。
ら固定子座標の二次磁束λ2d、λ2qを求め、これを同期
回転座標の二次磁束λ２α、λ２βに変換し、λ２βを
比例積分演算して回転角周波数ωrの推定値を求める。
ここで、電動機１の一次電圧にはその検出によることな
く、座標変換部v1d *、v1q *を利用する。これは、PWMイ
ンバータ10がほぼ指令値通りの正弦波電圧出力を得るこ
とができることに基づく。こうしたことから、速度演算
部15は、変換器16によって電動機の検出電流ia、icから
ｂ相電流も求め、３相座標から次式によって固定座標の
電流i1d、i1qを求め、 この変換した電流i1d、i1qと変換器13の変換電圧v1d *、
v1q *とから演算器17によって推定二次磁束▲▼、
▲▼を前述の（８−１）、（８−２）式から求
め、さらに前述の（９）式によって変換器18が同期回転
座標の推定二次磁束▲▼、▲▼を求める。
そして、（６−２）式に基づいて比例演算器19によって
比例係数Kiにより推定二次磁束▲▼の比例分を求
め、積分演算器20によって積分定数Kmにより積分値を求
め、加算器21で両出力を加算して推定回転角周波数▲
▼を得る。
このような速度演算部15により、二次磁束▲▼
の推定値の比例積分演算によって推定回転角周波数▲
▼が変化し、一次角周波数▲▼の変化により、二
次磁束と二次電流に干渉分がなくなったベクトル制御状
態になると、前述のことから二次磁束▲▼が零に
なり、周波数▲▼も二次磁束▲▼の比例積分
演算の積分項による積分結果として一定値に落ち着き、
これは電動機１の速度検出値に一致する。従って、電動
機１の速度検出を行うことなく、例えばPWMインバータ1
0の出力電流ia、icの検出からベクトル制御が実現さ
れ、電動機位置から速度検出信号を取り込むことを不要
にする。
の推定値の比例積分演算によって推定回転角周波数▲
▼が変化し、一次角周波数▲▼の変化により、二
次磁束と二次電流に干渉分がなくなったベクトル制御状
態になると、前述のことから二次磁束▲▼が零に
なり、周波数▲▼も二次磁束▲▼の比例積分
演算の積分項による積分結果として一定値に落ち着き、
これは電動機１の速度検出値に一致する。従って、電動
機１の速度検出を行うことなく、例えばPWMインバータ1
0の出力電流ia、icの検出からベクトル制御が実現さ
れ、電動機位置から速度検出信号を取り込むことを不要
にする。
H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、電動機の一次電流と
電圧から同期回転座標の二次磁束λ２βを求め、この二
次磁束から推定する回転角周波数ωrを使って該二次磁
束λ２βが零になるよう調節することで非干渉状態を得
るようにしたため、速度検出器とその配線を不要にした
ベクトル制御が実現される。
電圧から同期回転座標の二次磁束λ２βを求め、この二
次磁束から推定する回転角周波数ωrを使って該二次磁
束λ２βが零になるよう調節することで非干渉状態を得
るようにしたため、速度検出器とその配線を不要にした
ベクトル制御が実現される。
また、装置には制御電圧源方式に適用して安定したベ
クトル制御ができ、さらには一次電圧検出を不要にする
こともできる。
クトル制御ができ、さらには一次電圧検出を不要にする
こともできる。
また、二次磁束の演算値のうちのλ２βのみを使って
回転角周波数を推定するため、λ２αも含めた複雑な演
算が不要になる。
回転角周波数を推定するため、λ２αも含めた複雑な演
算が不要になる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
CCS方式のベクトル制御装置ブロック図、第３図はCVS方
式のベクトル制御装置ブロック図、第４図は誘導機の等
価ブロック図、第５図（Ａ）はCCS方式での二次抵抗r2
誤差による磁束λ2、トルクＴ、電流i1の特性図、第５
図（Ｂ）はCVS方式での特性図である。 ３……速度制御増幅器、４……すべり演算回路、６、6A
……座標変換器、10……PWMインバータ、11……非干渉
演算部、12……積分器、13、14……変換器、15……速度
演算部、16……変換器、17……演算器、18……変換器、
19……比例演算器、20……積分演算器。
CCS方式のベクトル制御装置ブロック図、第３図はCVS方
式のベクトル制御装置ブロック図、第４図は誘導機の等
価ブロック図、第５図（Ａ）はCCS方式での二次抵抗r2
誤差による磁束λ2、トルクＴ、電流i1の特性図、第５
図（Ｂ）はCVS方式での特性図である。 ３……速度制御増幅器、４……すべり演算回路、６、6A
……座標変換器、10……PWMインバータ、11……非干渉
演算部、12……積分器、13、14……変換器、15……速度
演算部、16……変換器、17……演算器、18……変換器、
19……比例演算器、20……積分演算器。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−118085（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−254687（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−121921（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−165982（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−25888（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (5)
- 【請求項１】誘導電動機の磁束電流設定値ｉ１α＊とト
ルク電流設定値ｉ１β＊と二次時定数τ2とからすべり
角周波数ωSを求め、このすべり角周波数ωsと誘導電動
機の回転角周波数ωrの加算によって一次角周波数ωoを
求め、制御電圧源方式でベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御方法において、誘導電動機の一次電圧及
び一次電流から同期回転座標（α、β軸）の二次磁束λ
２βを求め、この二次磁束λ２βから次式 ωx＝Kiλ２β＋Km∫λ２βdt Ki：定数 Km：定数 に従って回転角周波数ωxを求め、この回転角周波数ωx
を前記回転角周波数ωrとして二次磁束λ２βが零にな
る非干渉制御を行うことを特徴とする誘導電動機のベク
トル制御方法。 - 【請求項２】前記磁束電流設定値ｉ１α＊とトルク電流
設定値ｉ１β＊と一次角周波数ωoから次式 ｖ１α＊＝r1ｉｉα＊＋ωoＬσｉ１β＊ ｖ１β＊＝（r1＋ＬσＰ）ｉ１β＊−ωoL1ｉ１α＊ r1：一次抵抗 Ｌσ：等価漏れインダクタンス L1：一次インダクタンス P :微分演算子（d/dt） に従って電圧指令ｖ１α＊、ｖ１β＊を求め、この電圧
指令ｖ１α＊、ｖ１β＊から誘導電動機の３相電圧指令
va＊、vb＊、vc＊を求める誘導電動機のベクトル制御方
法において、前記一次角周波数ωoを前記回転角周波数
ωxとすべり角周波数ωsの加算によって求めることを特
徴とする請求項１記載の誘導電動機のベクトル制御方
法。 - 【請求項３】誘導電動機の速度設定値ωr＊と回転角周
波数ωrとの偏差から比例積分演算によってトルク電流
指令値ｉ１β＊を求める速度制御増幅器と、磁束電流設
定値ｉ１α＊と前記トルク電流指令値ｉ１β＊と二次時
定数τ2とからすべり角周波数ωsを求めるすべり演算部
と、前記すべり角周波数ωsと回転角周波数ωrを加算し
た一次角周波数ωoとトルク電流指令値ｉ１β＊と磁束
電流指令値ｉ１α＊から電圧指令ｖ１α＊とｖ１β＊を
求める非干渉演算部と、前記電圧指令ｖ１α＊、ｖ１β
＊と一次角周波数ωoの積分値θとから求める固定子座
標（ｄ、ｑ軸）の電圧指令値v1d＊、v1q＊を２相−３相
変換してPWMインバータの３相電圧指令va＊、vb＊、vc
＊を求める座標変換部と、誘導電動機の一次電圧及び一
次電流から求める固定子座標の二次磁束λ2d，λ2qを同
期回転座標の二次磁束λ２α，λ２βに変換し該二次磁
束λ２βを比例積分演算して前記回転角周波数ωrを求
める速度演算部とを備えたことを特徴とする誘導電動機
のベクトル制御装置。 - 【請求項４】前記速度演算部は二次磁束λ2d，λ2qを次
式 i1d，i1q：一次電流（ｄ、ｑ軸） v1d，v1q：一次電圧（ｄ、ｑ軸） r1 :一次抵抗 L2 :二次インダクタンス Ｍ ：励磁インダクタンス Ｌσ：等価漏れインダクタンス に従った演算により求めることを特徴とする請求項３記
載の誘導電動機のベクトル制御装置。 - 【請求項５】前記速度演算部は二次磁束λ2d，λ2qを次
式 i1d，i1q：一次電流（ｄ、ｑ軸） v1d＊，v1q＊：固定子座標の電圧指令値（ｄ、ｑ軸） r1 :一次抵抗 L2 :二次インダクタンス Ｍ ：励磁インダクタンス Ｌσ：等価漏れインダクタンス に従った演算により求めることを特徴とする請求項３記
載の誘導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63039811A JP2780263B2 (ja) | 1988-02-23 | 1988-02-23 | 誘導電動機のベクトル制御方法と装置 |
| DE68915029T DE68915029T2 (de) | 1988-02-23 | 1989-02-22 | Flussvektorregelung für einen Asynchronmotor. |
| US07/314,042 US4967135A (en) | 1988-02-23 | 1989-02-22 | Induction motor vector control |
| ES89103110T ES2056131T3 (es) | 1988-02-23 | 1989-02-22 | Control de vectores de motor de induccion. |
| EP89103110A EP0330188B1 (en) | 1988-02-23 | 1989-02-22 | Induction motor vector control |
| KR1019890002144A KR960003009B1 (ko) | 1988-02-23 | 1989-02-23 | 유도 모터 벡터 제어 방법 및 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63039811A JP2780263B2 (ja) | 1988-02-23 | 1988-02-23 | 誘導電動機のベクトル制御方法と装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01214287A JPH01214287A (ja) | 1989-08-28 |
| JP2780263B2 true JP2780263B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=12563351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63039811A Expired - Lifetime JP2780263B2 (ja) | 1988-02-23 | 1988-02-23 | 誘導電動機のベクトル制御方法と装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4967135A (ja) |
| EP (1) | EP0330188B1 (ja) |
| JP (1) | JP2780263B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003009B1 (ja) |
| DE (1) | DE68915029T2 (ja) |
| ES (1) | ES2056131T3 (ja) |
Families Citing this family (38)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1988
- 1988-02-23 JP JP63039811A patent/JP2780263B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-02-22 DE DE68915029T patent/DE68915029T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-02-22 EP EP89103110A patent/EP0330188B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-22 ES ES89103110T patent/ES2056131T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-22 US US07/314,042 patent/US4967135A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-02-23 KR KR1019890002144A patent/KR960003009B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0330188B1 (en) | 1994-05-04 |
| JPH01214287A (ja) | 1989-08-28 |
| KR890013871A (ko) | 1989-09-26 |
| ES2056131T3 (es) | 1994-10-01 |
| US4967135A (en) | 1990-10-30 |
| EP0330188A1 (en) | 1989-08-30 |
| KR960003009B1 (ko) | 1996-03-02 |
| DE68915029D1 (de) | 1994-06-09 |
| DE68915029T2 (de) | 1994-08-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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