JPH0755080B2 - インバータの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は誘導電動機を駆動するインバータのベクトル
制御を行う制御装置、特に速度制御の精度と応答性の向
上に関するものである。

［従来の技術］ 第３図は直流電力を任意の周波数、電圧の交流電力に変
換して誘導電動機を駆動する従来のインバータの制御装
置を示すブロック図である。図において、（１）はイン
バータ、（２）はインバータ（１）で駆動される電動
機、（３）は電動機（２）の回転速度を検出する速度検
出器、（４）はインバータ（１）の出力電流のうち二
相、例えばＵ相の電流i_uとＶ相の電流i_vを検出する電流
検出器である。

（５）は電流検出器（４）で検出した電流i_u,i_vをトル
ク電流ｉ_γと励磁電流ｉ_δに電流座標変換する電流座標
変換器、（６）は電動機（２）の速度設定値ω_ｍ ^＊と励
磁電流設定値ｉ_δ ^＊と電流座標変換器（５）から送られ
るトルク電流ｉ_γ，励磁電流ｉ_δ及び速度検出器（３）
で検出した速度検出値ω_ｍよりインバータ（１）の出力
周波数ω_１を算出し、かつ出力電圧のトルク電圧ｖ_γ ^＊
と励磁電圧ｖ_δ ^＊及び出力電圧の位相θ_１を算出し出力
する演算器である。

（７）は演算器（６）から送られるトルク電圧ｖ_γ ^＊と
励磁電圧ｖ_δ ^＊及び位相θ_１より三相の出力電圧v_u,v_v,
v_wを決定する電圧座標変換器、（８）は電圧座標変換器
（７）から送られる出力電圧v_u,v_v,v_wに直流母線電圧Vd
を乗算してインバータ（１）の各スイッチ素子をオン・
オフするスイッチング波形を作成するPWM制御器であ
る。

上記のように構成された制御装置の演算器（６）におけ
るベクトル制御の基本則は次の４式によっている。

ｖ_γ ^＊＝Ｋ（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ）＋R₁i_γ ＋L₁ω₁i_δ …（１） ｖ_δ ^＊＝Ｋ（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）＋R₁i_δ −σL₁ω₁i_γ …（２） ｉ_γ ^＊＝K_m（ω_ｍ ^＊−ω_ｍ） …（３） ω_１＝ｎω_ｍ＋R₂i_γ/L₂i_δ ^＊ …（４） ここで、Ｋはトルク電流設定値ｉ_γ ^＊とトルク電流ｉ_γ
の差及び励磁電流設定値ｉ_δ ^＊と励磁電流ｉ_δの差の増
幅ゲイン、K_mは速度設定値ω_ｍ ^＊と速度検出値ω_ｍの差
の増幅ゲイン、R₁は負荷である電動機（２）の一次抵抗
値、R₂は電動機（２）の二次抵抗値、L₁は電動機（２）
の一次リアクタンス、σは漏れ係数（σ＝１−M²/L₁,
L₂）、ｎは電動機（２）の極対数である。

第４図は上記基本則により構成される演算器（６）のブ
ロック線図を示す。図において、（31）〜（34）は減算
器、（41）〜（44）は加算器、（51）〜（59）は増幅
器、（61），（62）は乗算器、（71）は割算器、（81）
は積分器、（91）は励磁電流設定器である。

次に上記のように構成された制御装置の動作を説明す
る。

電流検出器（４）で検出した電流i_u,i_vが電流座標変換
器（６）に送られると、電流座標変換器（６）は次式に
示す処理を行って、トルク電流ｉ_γと励磁電流ｉ_δを算
出し、演算器（６）に送る。

但し、θ_１＝ω₁t 演算器（６）では速度設定値ω_ｍ ^＊と速度検出器（３）
で検出した電動機（２）の速度検出値ω_ｍとの差を減算
器（31）を算出し、算出した差（ω_ｍ ^＊−ω_ｍ）に増幅
器（51）でゲインK_mを乗算して（３）式に示すトルク電
流設定値ｉ_γ ^＊算出する。

また、励磁電流設定値ｉ_δ ^＊は電動機（２）の速度に応
じて設定される。すなわち、速度検出値ω_ｍを励磁電流
設定器（91）に送り、励磁電流設定器（91）で励磁電流
設定値ｉ_δ ^＊を設定する。

また、（４）式に示すインバータ（１）の出力周波数ω
_１は次のようにして算出される。まず、速度検出値ω_ｍ
を増幅器（53）でｎ倍して、（４）式の第１項に示すｎ
ω_ｍを算出する。次に電流座標変換器（５）から送られ
るトルク電流ｉ_γに増幅器（55）でゲインR₂/L₂を乗算
して割算器（71）に送る。割算器（71）では送られたR₂
i_γ/L₂と励磁電流設定値ｉ_δ ^＊から、（４）式の第２項
に示す二次周波数R₂i_γ/L₂i_δ ^＊を算出する。この二次
周波数R₂i_γ/L₂i_δ ^＊が加算器（43）でｎω_ｍに加算さ
れてインバータ（１）の出力周波数ω_１を算出する。

また、トルク電流設定値ｉ_γ ^＊とトルク電流ｉ_γとの差
（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ）が減算器（32）で算出され、この差
（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ）に増幅器（52）でゲインＫが乗じられ
て（１）式の第１項に示す電圧成分Ｋ（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ）
が算出される。同時に、トルク電流ｉ_γに増幅器（54）
でゲインR₁が乗算され、（１）式の第２項に示す電圧成
分R₁i_γが算出される。一方、電流座標変換器（５）か
ら送られる励磁電流ｉ_δに増幅器（57）でゲインL₁が乗
じられ、このL₁i_δに乗算器（61）で出力周波数ω_１が
乗算されて、（１）式の３項に示す電圧成分L₁ω₁i_δが
算出される。これらの各電圧成分を加算器（41），（4
2）で加算することにより、（１）式に示すトルク電圧
ｖ_γ ^＊が決定される。

一方、トルク電圧ｖ_γ ^＊と同様に、励磁電流設定値ｉ_δ
^＊と励磁電流ｉ_δ、トルク電流ｉ_γ及び出力周波数ω_１
を用い、減算器（33）、増幅器（59），（58），（5
6）、乗算器（62）で（２）式各項の電圧成分が算出さ
れ、加算器（44）と減算器（34）により加減算されて
（２）式に示す励磁電圧ｖ_δ ^＊が決定される。

また、出力周波数ω_１は積分器（81）に送られて時間積
分されて、θ_１＝∫ω₁dtで示す電圧位相θ_１が決定さ
れる。

この演算器（７）で決定されたトルク電圧ｖ_γ ^＊と励磁
電圧ｖ_δ ^＊及び電圧位相θ_１が電圧座標変換器（７）に
送られ、電圧座標変換器（７）で次式に示す処理が行わ
れ、三相の出力電圧v_u,v_v,v_Wが算出される。

この出力電圧v_u,v_v,v_WをPWM制御器（８）に送り、PWM制
御器（８）でインバータ（１）の各スイッチング素子の
オン・オフ信号を作り出す。

このようにインバータ（１）のベクトル制御を行うこと
により、電動機（２）の二次鎖交磁束のγ軸（トルク
軸）成分λ_γは零となり、δ軸（励磁軸）の成分λ_δは
一定になって、電動機（２）の出力トルクτを励磁電流
設定値ｉ_δ ^＊とトルク電流ｉ_γの積に比例させることが
でき、優れた制御性能を得ることができる。

第５図は速度検出器を用いない従来のインバータの制御
装置を示すブロック図、第６図は演算器のブロック線図
である。第３図及び第４図に示す従来例と実質的に同一
の構成は同一符号を付して重複した構成の説明を省略す
る。第５図において、第３図に示す従来例と相違すると
ころは電動機（２）にその回転速度を検出する速度検出
器（３）が設けられていない構成である。また、第６図
において第４図に示す従来例と相違するところは、速度
検出器（３）の代わりに誘導電動機シュミレータ（10
x）が設けられた構成である。この誘導電動機シュミレ
ータ（10x）は電流座標交換器（５）によって座標変換
されたトルク電流ｉ_γと励磁電流ｉ_δ及び出力電圧と密
接な関係のある直流母線電圧V_dにより電動機（２）の速
度 を推定するものであり、その推定方式の一例は電気学会
論文誌Ｄ分冊昭和63年３月号に掲載の“モデル範囲適応
システムを応用した誘導電動機の速度センサレスベクト
ル制御”に示されている。

この従来例ではトルク電流の設定値ｉ_γ ^＊は速度設定値
ω_ｍ ^＊と誘導電導機シュミレータ（10x）の速度推定値
ω_ｍ ^＊との差を減算器（31）で算出し、算出した差 に増幅器（51）でゲインK_mを乗算してトルク電流設定値
ｉ_γ ^＊を算出するものである。また、前述したベクトル
制御の基本則を示す４式のうち（３）式及び（４）式は
下記の如く表わされる。

また、励磁電流設定値ｉ_δ ^＊は電動機（２）の速度の推
定値に応じて励磁電流設定器（91）により設定される。

更に、インバータ（１）の出力周波数ω_１は電動機
（２）の速度推定値 を増幅器（53）でｎ倍して、（８）式の第１項に示すｎ を算出するものである。

以上のようにこの従来例は第３図及び第４図に示す従来
例の速度検出器（３）の速度検出値の代わりに誘導電動
機シュミレータ（10x）の速度推定値を用いたものであ
り、それ以降の動作は、第３図及び第４図に示す従来例
の動作と実質的に同じである。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、上記のようにベクトル制御でインバータ
駆動の電動機を高精度で制御する場合には、電動機の定
数、例えば一次抵抗R₁や二次抵抗R₂が実際の電動機の定
数と一致している必要がある。特に二次抵抗R₂が電動機
の温度上昇等により変化すると、その変化に出力周波数
ω_１、トルク電圧ｖ_γ ^＊、励磁電圧ｖ_δ ^＊が追従するこ
とができず、ベクトル制御が正しく行われなくなる。こ
のため励磁電流設定値が一定であるにもかかわらず二次
鎖交磁束のδ軸成分λ_δが一定にならず、γ軸成分λ_γ
も零にならないで、ベクトル制御の目的の一つである電
動機の出力トルクτを励磁電流設定値ｉ_δ ^＊とトルク電
流ｉ_γの積に比例させることができなくなり、制御性能
が悪くなるという短所があった。

また、速度検出器を用いないベクトル制御の場合には誘
導電動機シュミレータ（10x）を用い、電動機（２）の
定数そのものをもとに電動機（２）の動きをシュミレー
トしているため、上記と同様に電動機（２）の定数とシ
ュミレートとがずれたような場合には速度推定値がずれ
ることにより、系全体の安定性だけでなく、大きくずれ
た速度で運転することとなるという短所があった。

この発明はかかる短所を解決するためになされたもので
あり、誘導電動機のシュミレータを用いず、電動機の定
数と制御に用いているその値の間に差異が生じても、そ
れを補正することにより、ほぼ電動機の速度を推定する
ことができ、正しくベクトル制御を行うことができるイ
ンバータの制御装置を得ることを目的とするものであ
る。

［課題を解決するための手段］ この発明に係るインバータの制御装置は、誘導電動機を
駆動するインバータの出力電流のうち二相の電流を検出
する電流検出器と、上記電流検出器で検出した電流をト
ルク電流成分と励磁電流成分に変換する電流座標変喚器
と、速度設定値から発生トルクに関係した電流指令値を
算出する微分手段と、速度設定値に基づいて励磁電流値
を設定する励磁電流設定器と、上記速度設定値と電流座
標変喚器からのトルク電流成分と励磁電流設定器からの
励磁電流設定値とによりインバータの出力周波数を演算
するインバータ出力周波数演算手段と、速度設定値に基
づき励磁電流設定値と励磁電流の差に比例する誤差を算
出する比例積分手段と、上記比例積分手段が算出した誤
差と上記インバータ出力周波数演算手段が演算した出力
周波数とに基づいて出力周波数の補正値を算出する補正
手段と、上記比例積分手段が算出した誤差と上記微分手
段が算出した電流指令値に基づいてトルク電流指令値を
算出するトルク電流指令値演算手段と、上記トルク電流
指令値演算手段が算出したトルク電流指令値と上記励磁
電流設定器が設定した励磁電流設定値と上記電流座標変
喚器からの電流成分と上記補正手段が算出した出力周波
数の補正値とにより、上記出力周波数の補正値に同期し
た出力電圧のトルク電圧成分と励磁電圧成分とを算出す
る演算器と、上記演算器で算出した２軸の電圧成分をイ
ンバータの出力周波数の三相交流電圧に変換する電圧座
標変換器と、上記電圧座標変換器で変換した三相交流電
圧よりインバータの各スイッチング波形を生成するPWM
制御器とを備えたことを特徴とする。

［作 用］ この発明においては、従来例にある速度推定値の代わり
に、速度設定値を用い、速度設定値を微分して発生トル
クに関係した電流指令値を算出し、その電流指令値を励
磁電流設定値と励磁電流の差に比例する誤差を算出する
比例積分手段の出力に関係づけた値として与えることに
より、電動機の発生トルクが必要とする値よりも大き過
ぎるときはトルク電流を減少させるように、逆の場合は
トルク電流を増加させるように動作する。

［実施例］ 第１図はこの発明の一実施例に係る演算器（６）のブロ
ック線図を示す。なお、この実施例の制御装置全体構成
は第２図のブロック図に示したものと全く同じである。

また、第１図において、演算器（６）の減算器（31）〜
（34）、加算器（41）〜（44）、増幅器（51）〜（5
9）、乗算器（61）〜（62）、割算器（71）、積分器（8
1）及び励磁電流設定器（91）は第３図に示した従来例
と同じである。（92）は電動機（２）の回転方向を検出
する回転方向検出器であり、回転方向検出器（92）は電
動機（２）の回転速度を検出する速度検出器（３）から
の速度検出値ω_ｍが正転すなわちω_ｍ≧０のときに−
１、ω_ｍ＜０のときに＋１となる符号関数−sgnω_ｍを
出力する。（63）は乗算器であり、乗算器（63）は励磁
電流設定値ｉ_δ ^＊と励磁電流ｉ_δの差（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）
に回転方向検出器（92）から送られる電動機（２）の回
転方向の極性を乗算する。（82）は比例積分器であり、
比例積分器（82）は比例ゲインK_pと積分ゲインK_Iを持
ち、乗算器（63）からの出力を積分する。この回転方向
検出器（92）の乗算器（63）及び比例積分器（82）で出
力周波数の誤差を検出する比例積分手段（93）を構成し
ている。（45）は加算器であり、加算器（45）は加算器
（43）から送られる出力周波数に比例積分器（82）から
送られる誤差を加えて補正する。

上記のように構成された演算器（６）の基本則は次の４
式によっている。

ｖ_γ ^＊＝Ｋ（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ）＋R₁i_γ ＋σL₁ω₁i_δ …（９） ｖ_δ ^＊＝Ｋ（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）＋R₁i_δ −σL₁ω₁i_γ …（10） ｉ_γ ^＊＝K_m（ω_ｍ ^＊−ω_ｍ） …（11） ω_１＝ｎω_ｍ＋R₂i_γ/L₂i_δ ^＊ ＋（K_P＋K_I/P）（ｉ_δ−ｉ_δ ^＊）sgnω_ｍ …（12） ここで、微分演算子としてＰ（＝d/dt）を用い、（９）
式〜（11）式は従来例の（１）式〜（３）式と全く同じ
であり、インバータ（１）の出力周波数ω_１を示す（1
2）式の第３項が従来例と異なり、この第３項を比例積
分手段（93）で算出する。

次に、出力周波数ω_１を比例積分手段（93）により修正
する場合の原理を説明する。

電動機（２）の一次周波数に同期して回転する回転座標
γ軸とδ軸で表わした電動機（２）の電圧方程式は二次
周波数（ω_１−ｎω_ｍ）をω_２とすると次式で与えられ
る。

ここで、λ_{γ Ｍ}とλ_{δ Ｍ}は二次の磁束鎖交数λ_γとλ_δ
を相互インダクタンスＭで割った値、σは漏れ係数（１
−M²/L₁L₂）である。

電動機（２）に励磁電圧ｖ_δ ^＊として（10）式に示す電
圧が加わる場合に、（10）式の電圧ｖ_δ ^＊と（13）式の
第２行に示す電圧ｖ_δが等しいとし、電動機（２）の実
際の一次抵抗値等と制御に用いられる一次抵抗値とを区
別するため、（10）式に示すR₁を をσL₁と表わすと （14）式を整理すると、 また、（13）式の第４行は −R₂i_δ−L₂ω_２λ_{γ Ｍ} ＋（R₂＋L₂P）λ_{δ Ｍ}＝０ …（16） したがって この（17）式を（15）式に代入してＳλ_{δ Ｍ}を消去し、
ω_１＝ｎω_ｍ＋ω_２を代入し、励磁電流設定値ｉ_δ ^＊は
一定に制御する。ここで、 は他の項に比べて小さいから無視し、ｉ_δλ_{δ Ｍ}とす
ると、 −（１−σ）L₁nω_ｍλ_{γ Ｍ} Ｋ（ｉ_γ ^＊−ｉ_δ） …（18） になる。

また、（13）式の第３行より が得られる。

上記（18）式より、λ_{γ Ｍ}は−Ｋ（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）にほ
ぼ比例する。そして、λ_{γ Ｍ}を増加させるためには、
（19）式より二次周波数ω_２を減少させ、逆にλ_{γ Ｍ}を
減少させるためには二次周波数ω_２を増加させれば良い
ことがわかる。

したがって、ベクトル制御によりλ_{γ Ｍ}を零にするため
には、ω_ｍ＞０の場合 −Ｋ（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）＞０のときには二次周波数を増加
し、−Ｋ（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）＜０のときには二次周波数ω
_２を減少するという制御を行えば良い。

そこで、出力周波数ω_１を（12）式の第３項に示す（K_p
＋K_I/P）（ｉ_δ−ｉ_δ ^＊）sgnω_ｍで修正することによ
りベクトル制御を正しく行うことができる。

すなわち、第１図に示す回転方向検出器（92）でω_ｍ≧
０のときに−１、ω_ｍ＜０のときに＋１になる電動機
（２）の回転方向を示す符号関数−sgnω_ｍを求め、こ
の符号関数−sgnω_ｍを乗算器（63）で励磁電流設定値
ｉ_δ ^＊と励磁電流ｉ_δの差（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）に乗算す
る。この乗算した値を比例積分器（82）に送り（ｉ_δ ^＊
−ｉ_δ）に比例した出力周波数の誤差を算出し、算出し
た誤差（K_P＋K_I/P）（ｉ_δ−ｉ_δ ^＊）sgnω_ｍを加算器
（45）に送る。そして、加算器（45）から電動機（２）
の実際の抵抗値に応じて修正した出力周波数ω_１を送り
出し、修正した出力周波数ω_１でトルク電圧ｖ_γ ^＊と励
磁電圧ｖ_δ ^＊及び電圧位相θ_１を算出して、電圧座標変
換器（７）に送る。

電圧座標変換器（７）は送られたトルク電圧ｖ_γ ^＊等に
より三相の出力電圧v_u,v_v,v_wを算出し、この出力電圧に
よりPWM制御器（８）でインバータ（１）のスイッチン
グ素子のオン・オフ信号を作り出す。

第２図はこの発明のもう一つの実施例に係る演算器
（６）のブロック線図を示す。第２図において、第１図
に示す実施例と同一の構成は同一符号を付して重複した
構成の説明を省略する。（101）は速度設定値ω_ｍ ^＊の
変化量検出器、（102）は変化量検出器（101）が検出し
た変化量を制限する制限器、（103）は速度設定値の変
化量に制限を加えた値から時間積分を行ない、速度設定
値が連続となるようにする積分器、（104）は速度設定
値ω_ｍ ^＊から発生したトルクに関係した電流指令値を算
出する積分手段、（105）は微分器（104）の電流指令値
と、比例積分手段（93）の出力周波数の補正値とを加算
する加算器である。この加算器（105）と増幅器（51）
でトルク電流指令値を算出するトルク電流指令値演算手
段（106）を構成している。

次に、この実施例の動作について説明する。

まず、第２図における基本則を示すと次の４式となる。

ｖ_γ ^＊＝Ｋ（ｉ_γ ^＊−ｉ_γ） ＋R₁i_γ＋L₁ω₁i_δ ^＊ …（20） ｖ_δ ^＊＝Ｋ（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ） ＋R₁i_δ−σL₁ω₁i_γ …（21） ω_１＝ｎω_ｍ ^＊＋R₂i_γ／（L₂i_δ ^＊） ＋（K_P＋K_I/P）（Ｉ_δ−ｉ_δ ^＊）sgnω_ｍ ^＊ …（22） この式によれば、（22）式の第３項のＰ−Ｉ制御器は、
二次鎖交磁束のうち、λ_γ′→０とするようにω_１が変
化し、最終的に電動機の速度は設定値になり、この状態
では理想的なベクトル制御λ_γ′＝0,λ_δ′＝ｉλ_δ ^＊
が行なわれる。R₁やR₂に若干の推定誤差があっても実用
上問題のないことは、第１図に示す実施例と同様であ
る。

次にトルク電流指令値ｉ_γ ^＊は次式にて与える。

ｉ_γ ^＊＝K_m［Δｉ_τ ^＊−ａ（K_P＋Ｋ_τ/P）・ （ｉ_δ−ｉ_δ ^＊）sgnω_ｍτ］ …（23） この式を行なっているのが、第２図の（101）〜（104）
及び（45）である。

（23）式でΔｉ_τ ^＊は発生トルクτに関係した電流指令
で、電動機が正のトルクを発生すべき時はΔｉ_τ ^＊を正
の値に、負のトルクに対してはΔｉ_τ ^＊を負の値に選
ぶ。なお、速度設定値ω_ｍ ^＊は電動機が十分追従可能な
ように変化量検出器（101）で変化率を制限器（102）で
制限した後に、積分器（103）で連続的に変化するよう
に戻されている。

（23）式では、発生トルクが必要とする値よりも大き過
ぎ二次磁束が回転磁界の磁軸δよりも進むとき（時計方
向を正とする）には、λ_γ′＞０である。逆に、λ_γ′
＜０は発生トルクが不足する場合に生じる。

したがって、λ_γ′＞０の時はトルク電流ｉ_γを減少さ
せるように、逆の場合はｉ_γを増加させるように動作さ
せている。

また、実施例では、速度設定値ω_ｍ ^＊に制限を設けてい
るが、 としており、加速トルクが必要な場合にｉ_γ ^＊を増加さ
せるようにしている。これによりω_ｍ＝０の近傍では、
（ｉ_δ ^＊−ｉ_δ）からはλ_γ′の推定は不可能となる点
を補っている。

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明は誘導電動機のシュミレ
ータを用いず、速度推定値の代わりに速度設定値を用い
るようにしたので、誘導電動機シュミレータを用いたと
きの電動機定数のズレに起因する系の不安定性などの問
題を生じさせず、更に速度設定値を微分して発生トルク
に関係した電流指令値を算出し、その電流指令値を励磁
電流設定値と励磁電流の差に比例する誤差を算出する比
例積分手段の出力に関係づけた値として与え、誘導電動
機の発生トルクが必要とする値よりも大き過ぎるときは
トルク電流を減少させるようにし、逆の場合はトルク電
流を増加させるように動作させるようにしたから、速度
設定値を用いるだけで、誘導電動機の速度制御を高精度
かつ高応答で行うことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示すブロック線図、第２図
はもう一つの発明の実施例を示すブロック線図、第３図
は従来のインバータの制御装置を示すブロック図、第４
図は同従来例を示すブロック線図、第５図はもう一つの
従来のインバータの制御装置を示すブロック図、第６図
は同従来例を示すブロック線図である。 （１）……インバータ、（２）……電動機、（３）……
速度検出器、（４）……電流検出器、（５）……電流座
標交換器、（６）……演算器、（７）……電圧座標変換
器、（８）……PWM制御器、（31）〜（34）……減算
器、（41）〜（45）……加算器、（51）〜（59）……増
幅器、（61）〜（63）……乗算器、（71）……割算器、
（81）……積分器、（82）……比例積分器、（91）……
励磁電流設定器、（92）……回転方向検出器、（93）…
…比例積分手段、（101）……変化量検出器、（102）…
…制限器、（103）……積分器、（104）……微分器、
（105）……加算器、（106）……トルク電流指令値演算
手段。 なお、各図中同一符号は同一又は相当部分を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 特許法第30条第１項適用申請有り 「誘導電動機のセン サレス速度制御法」Ｐ．152 電気学会東海支部 電子 通信学会東海支部 照明学会東海支部 テレビジョン学 会東海支部 日本音響学会東海支部 情報処理学会中部 支部 (56)参考文献 特開 平１−206888（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−87192（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導電動機を駆動するインバータの出力電
   流のうち二相の電流を検出する電流検出器と、 上記電流検出器で検出した電流をトルク電流成分と励磁
   電流成分に変換する電流座標変喚器と、 速度設定値から発生トルクに関係した電流指令値を算出
   する微分手段と、 速度設定値に基づいて励磁電流値を設定する励磁電流設
   定器と、 上記速度設定値と電流座標変喚器からのトルク電流成分
   と励磁電流設定器からの励磁電流設定値とによりインバ
   ータの出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算
   手段と、 速度設定値に基づき励磁電流設定値と励磁電流の差に比
   例する誤差を算出する比例積分手段と、 上記比例積分手段が算出した誤差と上記インバータ出力
   周波数演算手段が演算した出力周波数とに基づいて出力
   周波数の補正値を算出する補正手段と、 上記比例積分手段が算出した誤差と上記微分手段が算出
   した電流指令値に基づいてトルク電流指令値を算出する
   トルク電流指令値演算手段と、 上記トルク電流指令値演算手段が算出したトルク電流指
   令値と上記励磁電流設定器が設定した励磁電流設定値と
   上記電流座標変喚器からの電流成分と上記補正手段が算
   出した出力周波数の補正値とにより、上記出力周波数の
   補正値に同期した出力電圧のトルク電圧成分と励磁電圧
   成分とを算出する演算器と、 上記演算器で算出した２軸の電圧成分をインバータの出
   力周波数の三相交流電圧に変換する電圧座標変換器と、 上記電圧座標変換器で変換した三相交流電圧よりインバ
   ータの各スイッチング波形を生成するPWM制御器とを 備えたことを特徴とするインバータの制御装置。