DE69317642T2

DE69317642T2 - Vektorkontrollsystem für Induktionsmotor

Info

Publication number: DE69317642T2
Application number: DE69317642T
Authority: DE
Inventors: Yasuhiro Yamamoto
Original assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1993-01-11
Filing date: 1993-12-30
Publication date: 1998-07-09
Anticipated expiration: 2013-12-31
Also published as: US5481173A; EP0608571A3; EP0608571A2; EP0608571B1; KR940019052A; DE69317642D1; KR0138730B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen ein einstellbares Geschwindigkeitsansteuerungssystem für einen Induktionsmotor und insbesondere ein Vektorregelungssystem mit einer Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung.
Bei dem Vektorregelsystem, das das Schlupffrequenzregelungsverfahren verwendet, wird ein Sekundärwiderstand des Induktionsmotors zum Berechnen einer Schlupffrequenz verwendet, so daß eine Veränderung der Temperatur des Sekundärwiderstandes eine Verschlechterung der Drehmomentregeleigenschaft hervorruft.
Es sind einige Kompensationsverfahren einer Veränderung des Sekundärwiderstandes vorgeschlagen worden. Eines ist derart, daß eine Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung ausgeführt wird, indem Konstanten des Induktionsmotors bestimmt werden und eine Differenz zwischen einer Ausgangsspannung eines Modells des Induktionsmotors, das diese Konstanten verwendet, und einer tatsächlichen Ausgangsspannung als eine Veränderung aufgrund einer Veränderung der Temperatur der Sekundärkonstanten berücksichtigt wird.
Bei diesem Verfahren unterscheidet sich jedoch ein Befehlswert in Verbindung mit einer Primärspannung aufgrund einer Totzeit eines Inverters oder eines Spannungsabfalls von Hauptschaltkreiselementen manchmal von einem tatsächlichen Wert, so daß es eine Grenze bezüglich eines Erlangens einer hohen Drehmomentregelgenauigkeit gibt. Außerdem kann dieses Verfahren nicht einer Änderung der Temperatur eines Primärwiderstandes entsprechen.
Ein anderes Verfahren ist derart, daß eine Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung auf der Basis der Tatsache ausgeführt wird, daß auf den γ-δ-Achsen, bei denen ein Primärstrom als Bezugsachse festgelegt ist, eine Spannungskomponente der 6-Achse, die normal zu dem Primärstrom steht, nicht durch den Primärwiderstand beeinflußt wird.
Dieses Verfahren ermöglicht eine Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung, die gegenüber einer Änderung des Primärwiderstandes robust ist, weil ein Stromregelungssystem auf den d-q-Achsen aufgebaut ist, bei denen ein Sekundärmagnetfluß als eine Bezugsachse festgelegt ist, und eine Komponente einer Primärspannungsveränderung auf der δ-achse durch ein Pulsbreitenmodulations-(PWM)-Signal detektiert wird. Für weitere Information siehe beispielsweise Schrift D, Band 112, Nr.2, Seiten 107-116, 1993 von Electric Society veröffentlicht, oder JP-A 3-253288.
Bei dem letzteren Verfahren hat jedoch aufgrund einer Energiequellenspannung usw. das einstellbare Geschwindigkeitsansteuerungssystem eine obere Grenze einer möglichen Ausgangsspannung, so daß, wenn ein Stromregelverstärker (nachstehend als ACR-Verstärker bezeichnet) einen Spannungsbefehl oberhalb der oberen Grenze ausgibt (die im allgemeinen Spannungssättigung genannt wird), ein Fehler zwischen einem Strombefehl und einem durch den Induktionsmotor tretenden Strom erzeugt wird. In Hinblick auf diesen Fehler ist das letztere Verfahren nur in einem Bereich ohne Spannungssättigung verfügbar. Wenn ferner ein PWM-Inverter von einem Spannungstyp in einem Spannungsregelteil verwendet wird, wird ein Impuismangel erzeugt, wenn die PWM-Impulsbreite kleiner als die Totzeit wird, was zu einer Verschlechterung einer Stromgenauigkeit in der Amplitude und Phase führt. In diesem Fall weist eine Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung einen Fehler auf.
Außerdem leidet dieses Verfahren an einem Einfluß eines Spannungsfehlers, obwohl das letztere Verfahren eine Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung ermöglicht, die robust gegenüber einer Änderung des Primärwiderstandes ist, wenn Sollwerte einer Erregungsinduktivität M' (= M²/L&sub2;, wobei L&sub2; eine Sekundärinduktivität ist) und einer äquivalenten Streumduktivität L einen Fehler aufweisen.
Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Vektorregelungssystem für einen Induktionsmotor zu schaffen, das eine genauere Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung ermöglicht.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein Vektorregelungssystem geschaffen, wie in den Ansprüchen 1 und 4 offenbart.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das eine erste bevorzugte Ausführungsform eines Vektorregelungssystems für einen Induktionsmotor gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2 ist eine Ansicht ahnlich Fig. 1, die eine zweite bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 3 ist ein Vektordiagramm, das eine Formel (5) zeigt;
Fig. 4 ist eine Ansicht ähnlich Fig. 3, die eine Formel (9) zeigt;
Fig. 5 ist eine Ansicht ahnlich Fig. 4 bei Last-Leistungslauf;
Fig. 6 ist eine Ansicht ähnlich Fig. 5 bei Leicht-Last-Leistungslauf;
Fig. 7 ist eine Ansicht ahnlich Fig. 6, die eine E2-Vektorbewegung zeigt;
Fig. 8 ist eine Ansicht ähnlich Fig. 7, die eine δ-Achsenkomponente eines Spannungsfehlers zeigt;
Fig. 9 ist ein charakteristisches Diagramm von Ausgangsspannung über Gewichtsfunktion;
Fig. 10 ist eine Ansicht ahnlich Fig. 9, jedoch von der Rotationsgeschwindigkeit des Induktionsmotors über dessen Klemmenspannung;
Fig. 11 ist eine Ansicht ahnlich Fig. 10, jedoch von Rotationsgeschwindigkeit über Gewichtsfunktion;
Fig. 12 ist eine Ansicht ahnlich Fig. 2, die eine dritte bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 13 ist ein T-I-Ersatzschaltbild des Induktionsmotors;
Fig. 14A ist eine Ansicht ähnlich Fig. 8 bei Leistungslauf;
Fig. 14B ist eine Ansicht ähnlich Fig. 14A bei Regenerierung;
Fig. 15A ist eine Ansicht ähnlich Fig. 14A bei Leistungslauf; und
Fig. 15B ist eine Ansicht ähnlich Fig. 15A bei Regenerierung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Mit Bezug auf die Zeichnungen werden bevorzugte Ausführungsformen eines Vektorregelungssystems für einen Induktionsmotor beschrieben.
Bevor in die Ausführungsform eingetreten wird, wird eine detaillierte Beschreibung in Hinblick auf eine in der JP-A 3-253288 begegneten Unannehmlichkeit vorgenommen.
Wenn ein Ersatzschaltbild vom T-I-Typ verwendet wird (zur Bezugnahme siehe Fig. 13), und in der Form eines Vektorraums gezeigt, ist eine Spannungs-Strom-Gleichung des Induktionsmotors im allgemeinen durch die Formel (1) gegeben:

6

wobei Vi: Primärspannung,
&sub1; Primärstrom,
R&sub1;, R&sub2;¹: Primär- und Sekundärwiderstände,
λ&sub2;: Sekundärmagnetfluß,
M: Erregungsinduktivität,
ω: Primär
ωs: Schlupfwinkelfrequenz,
L : Streumduktivität,
M': = M²/L&sub2;,
P: = d/dt: Differentialoperator.
Unter der Annahme, daß nur stetige Terme in der Formel (1) erhaltlich sind, kann die Formel (1) umgeschrieben werden als eine Formel (2):
In Hinblick auf einen stetigen Zustand, wenn in einem Feather-Vektor gezeigt, wird die Formel (2) durch eine Formel (3) ersetzt:
Wenn eine Stromregelung ausgeführt wird und deshalb ein Vektor &sub1; konstant ist, werden ein Vektor λ&sub2;/M und ein Vektor V&sub1; erhalten.
Aus der Formel (3), zweite Zeile, wird eine Formel (4) erhalten:
wobei α = ωs (M'/R&sub2;').
Zusätzlich wird aus der Formel (3), erste Zeile, und der Formel (4) eine Formel (5) erhalten:
Fig. 3 zeigt ein Vektordiagrarrim der Formel (5).
In der JP-A 3-253288 sind Bedingungen einer Kompensation einer Sekundärwiderstandsveränderung (nachstehend als R&sub2;-Kompensation bezeichnet) wie folgt:
wobei ein Bezugszeichen mit Sternchen ein Datenelement oder einen Zielwert des Induktionsmotors bezeichnet, der in einem Regelsystem gespeichert ist, wohingegen ein Bezugszeichen ohne Sternchen eine Konstante oder einen Wert des tatsächlichen Induktionsmotors bezeichnet. Hier wird nur in der dritten Bedingung (R&sub2;¹* ≠ R&sub2;') eine Widersprüchlichkeit gefunden. Aus den obigen Bedingungen und weil Vektor l* = I&sub1;d* + jI&sub1;q* (wobei I&sub1;d* und I&sub1;q* Zielwerte von d-Achsen- und q-Achsenkomponenten von 1 sind), wird die Schlupfwinkelfrequenz ωs durch eine Formel (7) ausgedrückt:
Wenn α: = ωs (M/R&sub2;') auf die Formel (7) angewendet wird, wird eine Formel (8) erhalten:
Hier wird α mit einem Verhältnis von R&sub2;'*/R&sub2; verändert, jedoch ist der Term von α in der Formel (5) durch eine Formel (9) gegeben:
Aus der Formel (9) ist zu verstehen, daß ohne Rücksicht auf α die Amplitude list und nur das orthogonale Verhältnis geändert wird. Die Formel (9) ist in Fig. 4 schematisch gezeigt. Deshalb wird in Verbindung mit einer Veränderung des Vektors V&sub1;, wenn 0: durch R&sub2;¹ verändert wird, nur ein dritter Term in der Formel (5) geändert. Dieser dritte Term ist durch eine Formel (10) gegeben:
Deshalb ist die Ortskurve einer Sekundärspannung E&sub2; bei Last-Leistungslauf wie in Fig. 5 gezeigt, und bei Leicht-Last-Leistungslauf wie in Fig. 6 gezeigt. In dem Fall, daß eine R&sub2;-Kompensation auf der Basis eines Spannungsfehlers ausgeführt wird, wenn der Spannungsfehler in der Richtung einer Tangente der halbkreisförmigen E&sub2;-Ortskurve extrahiert wird, die sich idealerweise von α = 0 zu α = den Fig. 5 und 6 verändert, sind Komponenten des Spannungsfehlers symmetrisch, ob R&sub2; zum Positiven oder zum Negativen abweicht. Jedoch wird in der Realität der Widerstand R&sub1; ebenso mit der Temperatur verändert. Deshalb ist es in Verbindung mit den Spannungsfehlerkomponenten bevorzugt, eine δ-Achsenkomponente zu verwenden, die normal zu einer Komponente (R&sub1; I&sub1;) steht, um eine Winkelkomponente zu extrahieren, die die E&sub2;-Ortskurve berührt, wie in Fig. 7 gezeigt. Dies wird in Fig. 8 leicht verstanden. Das obige verwendet eine Komponente, die normal zu einem Term von R&sub1; in der Formel (5) steht. Diese Komponente ist durch die Formel (11) gegeben:
Das obige Verfahren ist ein fundamentales Prinzip für die in der JP-A 3-253288 gezeigte R&sub2;-Kompensation. Bei diesem Verfahren wird, weil die Breite des PWM-Impulses verringert wird, während die Spannung sich einer Sättigung nähert, ein Impulsmangel aufgrund einer Schaltverzögerung und Totzeit eines Inverters, und einer Arbeit einer Totzeitkompensation erzeugt. Infolgedessen verursacht ein Stromdetektionsfehler einen Fehler in der Stromregelgenauigkeit. Ferner sollte bei dem obigen Verfahren normal eine Stromregelung ausgeführt werden, so daß ein Strombefehl einem tatsächlichen Strom entspricht. Deshalb verursacht ein Stromfehler eine Fehlfunktion einer R&sub2;-Kompensation.
Als nächstes wird eine Betrachtung mit Hinblick auf einen Einfluß des Stromfehlers auf eine R&sub2;-Kompensation vorgenommen. Wenn der Stromfehler durch eine Amplitudenkomponente und eine Phasenkomponente ausgedrückt wird, wird eine Formel (12) erhalten:
Wenn die Formel (12) auf die Formel (5) angewendet wird, wird die Spannungsfehlerkomponente aufgrund des Stromfehlers durch eine Formel (13) ausgedrückt:
Wenn nur eine j-Komponente in der Formel (13) extrahiert wird, wird eine Spannungsfehlerkomponente auf der δ-Achse aufgrund des Stromfehlers durch eine Formel (14) ausgedrückt:
Hier ist bei fehlender Last (0: = 0) ein Einfluß von ΔI&sub1;γ nur ein Faktor einer Fehifunktion einer R&sub2;-Kompensation, wohingegen bei Last (0: = 0 bis 5) ein Einfluß von ΔI&sub1;δ vergrößert ist. Eine Messung des Stromfehlers bei realem Auftreten eines Impuismangeis deckt auf, daß der Fehler von ΔI&sub1;δ größer als der von ΔI&sub1;γ aufgrund eines Impulsmangels ist, und ein Ausmaß davon ist im wesentlichen konstant ohne Berücksichtigung einer Stromlast, und ein Vorhandensein eines Impulsmangels bestimmt, ob der Stromfehler erzeugt wird oder nicht. Deshalb wird, wenn der Spannungsfehler auf der 6- Achse verwendet wird, bei fehlender Last kein Fehler erzeugt, wohingegen bei Last ein großer Fehler erzeugt wird.
Wenn der Sekundärwiderstand durch die obige Fehlerkomponente falsch abgeändert wird, unterscheidet sich ωs in α = ωs (M'/R&sub2;') von der Vektorregelbedingung, so daß ein Wert von α einen Fehler aufweist, und es wird eine halbkreisförmige E&sub2;-Vektorbewegung erzeugt, wir in Fig. 7 gezeigt. Mit Bezug auf Fig. 7, wenn α zu einem kleinen Wert abgeändert wird, wird ein Radius von E&sub2; größer und eine Spannungssättigung wird weiter beschleunigt, was zu einer weiteren Verringerung von α führt. Wenn der Stromfehler aufgrund eines Impulsmangels erzeugt wird, und sobald α in die verringerte Richtung abgeändert wird, wird infolgedessen eine Spannung durch einen positiven Rückkopplungsvorgang bis zu einer Sättigungsgrenze vergrößert, ein Wert von α wird kleiner und kann nicht aus diesem Zustand zurückkehren. Deshalb ist eine R&sub2;-Kompensation, die die δ-Achse verwendet, in einem Impulsmangelbereich nicht verfügbar, wobei die Strom- und Spannungsgenauigkeit verschlechtert ist.
In der Nähe einer Spannungssättigung ist es vernünftig, eine andere Spannungskomponente als den Spannungsfehler auf der δ-Achse zu verwenden. In dem Fall, daß das Stromregelsystem einen größeren Phasenfehler der Stromgenauigkeit aufweist, wird nur die Amplitude des Vektors in Hinblick auf einen großen Fehler einer Phasenkomponente verwendet. Außerdem ist mit Bezug auf Fig. 7 zu verstehen, daß, wenn α durch eine Veränderung von R&sub2; geändert wird, die Spannungsamplitude bei Last auch geändert wird, so daß eine R&sub2;-Kompensation auf der Basis einer Fehlerkomponente der Spannungsamplitude möglich ist. Jedoch wird bei fehlender Last der Spannungsamplitudenfehler von einer R&sub2;-Veränderung nicht auf die gleiche Weise wie der Spannungsfehler auf der δ-Achse beeinflußt, so daß eine Unterbrechung der R&sub2;-Kompensation benötigt wird.
Mit Bezug auf die Fig. 1 und 3-11 ist eine erste bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt.
Mit Bezug auf Fig. 1 bezeichnet 11 einen Sekundärmagnetflußbefehlsverstärker, der λ&sub2;*/M* in Antwort auf eine Rotorwinkelfrequenz 0)r aus einem Geschwindigkeitsdetektionsteil 43 ausgibt. Es ist anzumerken, daß ein Bezugszeichen mit Sternchen einen Zielwert bezeichnet. Der Befehlsverstärker 11 gibt λ2do*/M aus, bis (0r einen vorbestimmten Wert überschreitet. Wenn ωr den vorbestimmten Wert überschreitet und einen Feldregelbereich betritt, wird λ2d*/M* gemaß ωr kleiner.
1&sub2; bezeichnet einen Operationsteil, der eine Operation von λ&sub2;*/M*{1 + (L&sub2;*/R&sub2;'*) P} ausführt.
5&sub1; bezeichnet einen ersten Koordinatentransformationsteil, der dazu dient, gemäß Zielwerten I&sub1;d*, I&sub1;q* von d- und q-Achsenkomponenten des Primärstroms I&sub1; des Induktionsmotors IM eine Phasendifferenz ψ zwischen einem Zielwert I&sub1;γ* und den d- und γ-Achsen in den y-δ-Koordinaten zu verarbeiten, bei denen ein Primärstrom I&sub1; als eine Bezugsachse festgelegt ist.
5&sub2; bezeichnet einen Idealspannungsoperationsteil, der einen Zielwert der Primärspannung V&sub1; verarbeitet. Der Operationsteil 5&sub2; gibt ein: sin ψ, I&sub1;, cos ψ, die von dem ersten Koordinatentransformationsteil 5&sub1; abgeleitet werden, und λ&sub2;*/ M*, der von dem Sekundärmagnetfluß-Befehlsverstärker 11 abgeleitet wird, und die Energiequellenwinkelfrequenz, und verarbeitet diese, um Zielwerte V&sub1;γ*, V&sub1;δ* zu erhalten.
6 bezeichnet einen zweiten Koordinatentransformationsteil, der den Primärstrom I&sub1; des Induktionsmotors IM detektiert und Detektionswerte IU, IW in γ- und δ-Achsenkomponenten I&sub1;γ, I&sub1;ö in den y-ö-Koordinaten transformiert. Die Komponenten I&sub1;γ, I&sub1;ö werden jeweils mit Zielwerten I&sub1;γ*, I&sub1;δ* (=0) verglichen, und Abweichungen davon werden in Proportional-Integral-(PI)- Verstärker 7, 8 eingegeben, die als ein ACR-Verstärker dienen.
Die PI-Verstärker 7, 8 geben jeweils Fehlerveränderungen ΔV&sub1;γ, ΔV&sub1;δ aus, die zu von dem Idealspannungsoperationsteil 52 abgeleiteten Zielwerten ΔV&sub1;γ*, ΔV&sub1;δ* addiert werden und in einen Polarkoordinatentransformationsteil 9 eingegeben werden. Gemaß Eingangswerten gibt der Polarkoordinatentransformationsteil 9 eine Größe V&sub1; des Vektors V&sub1; der Primärspannung und dessen Phasenwinkel Φ mit der y-Achse aus. Der Phasenwinkel Φ wird zur Phasendifferenz Ψ und θ(ω&sub0;t) addiert, wie später beschrieben wird, welche in einen PWM-Schaltkreis 4&sub1; zusammen mit der Größe V&sub1; eingegeben und in einen Primärspannungsbefehlswert transformiert wird, der der U-, V- und W-Phase entspricht, wodurch eine Spannung eines Inverters 4&sub2; geregelt wird.
11 bezeichnet einen Schlupfwinkelfrequenzoperationsteil, der λ&sub2;d*/M* und I&sub1;q* empfängt, um eine Schlupfwinkelftequenz ωs auf dessen Ausgangsseite zu erhalten.
12 bezeichnet einen Identifikationsschaltkreisteil, der dazu dient, bei fehlender Last ΔV&sub1;γ und I&sub1;d* einzugeben, um eine Veränderung des Primärwiderstandes zur Identifikation von R&sub1; zu berechnen&sub1;und auch AV&sub1;d, ω und λ2d*/M* zu empfangen, um eine Veränderung der Erregungsinduktivität M zur Identifikation von M (=M²/L&sub2;) zu berechnen.
Hier werden eine Bestimmung, ob ein Keine-Last-Lauf wirksam ist oder nicht und eine Ansteuerungszeitabstimmung des Identifikationsschaltkreisteils 12 durch einen Ausgang eines Komparators 13 ausgeführt. In dem Fall, daß beispielsweise ein bewerteter Drehmomentstrom 100 % beträgt, und ein Wert von 5 % davon ein Sollwert ist, falls ein Vergleich aufdeckt, daß der Sollwert kleiner als I&sub1;q* ist, bestimmt der Komparator 13, daß ein Keine-Last-Lauf wirksam ist und steuert den Identifikationsschaltkreisteil 12 an.
14 bezeichnet einen Pl-Verstärker, der als ein Regelverstärker für einen Spannungsveränderungsteil dient, und empfängt auf dessen Eingangsseite eine Fehlerspannung AV, die zur R&sub2;-Kompensation verwendet wird, wie später beschrieben wird. Auf der Ausgangsseite des Pl-Verstärkers 14 addiert ein erster Addierer (nicht Zahl) eine Veränderung Δωs der Schlupfwinkelftequenz zu dem Zielwert Ws* der Schlupfwinkelfrequenz durch einen Schaitteil 16, um einen neuen Zielwert ωs* davon auf der Ausgangsseite des Addierers zu erhalten. In einem zweiten Addierer (nicht Zahl) wird dieser neue Zielwert ü)s* zur Rotorwinkelfrequenz ωr addiert, um eine Primärwinkelfrequenz ω&sub0; als einen addierten Ausgang zu erhalten. Die Primärwinkelfrequenz ω&sub0; wird dem Idealspannungsoperationsteil 5&sub2; und auch einem Integrator 15 geliefert, um θ zu erhalten.
17 bezeichnet einen ersten Operationsteil, der die Ausgänge V1γ*, V&sub1;δ* des Idealspannungsoperationsteils 5&sub2; zur Polarkoordinatentransformation empfängt. Als ein Ausgang des ersten Operationsteils 17 wird eine Amplitudenkomponente V&sub1;* der Primärspannung erhalten. Ein zweiter Operationsteil 18 empfängt die Amplitudenkomponente V1* an dessen positiver Klemme und den Ausgang V&sub1; des Polarkoordinatentransformationsteils 9 an dessen negativer Klemme. Als ein Ausgang des zweiten Operationsteils 18 wird ein Fehler Δ V&sub1; der beiden (d.h. Fehlerkomponente der Spannungsamplitude) erhalten. Dieser Ausgang Δ V&sub1; wird einem dritten Operationsteil 19 geliefert, der eine Gewichtsfunktion für eine Rotationsgeschwindigkeit aufweist.
20 bezeichnet einen vierten Operationsteil, der eine Gewichtsfunktion für eine Rotationsgeschwindigkeit aufweist. Der vierte Operationsteil 20 empfängt auf dessen Eingangsseite eine Abweichung bezüglich der 6-Achsen- Fehlerkomponenten ΔV&sub1;δ, AV&sub1;δ* (=0), die von dem PI-Verstärker 8 abgeleitet werden. Ausgänge der dritten und vierten Operationsteile 19, 20 werden in einem Addierer 21 addiert, der einen addierten Ausgang ΔV (d.
h. eine Fehlerspannung, die zur R&sub2;-Kompensation verwendet wird) liefert, um an den PI-Verstärker 14 geliefert zu werden.
Der Grund dafür, daß den dritten und vierten Operationsteilen 19, 20 die Gewichtsfunktion für die Rotationsgeschwindigkeit gegeben wird, ist wie folgt: Mit Bezug auf die Fig. 9-11 werden, wenn einfach durch einen Schalter umgewechselt wird, gewöhnlich beide Ausgangsspannungen (d. h. Amplituden und δ-Achsenkomponenten) der dritten und vierten Operationsteile 19, 20 nicht kontinuierlich geändert. Deshalb ist für ein glattes Schalten bevorzugt, die Gewichtsfunktion K zu verwenden. Wenn den dritten und vierten Operationsteilen 19, 20 die Gewichtsfunktion K gegeben wird, ist die Fehlerspannung ΔV, die zur R&sub2;-Kompensation verwendet wird, durch eine Formel (15) gegeben:
Fig. 9 zeigt graphisch die Beziehung, die durch die Formel (15) gegeben ist. In einem charakteristischen Diagramm der Gewichtsfunktion K, das in Fig. 9 gezeigt ist, wird die Ausgangsspannung V auf der x-Achse genommen, welche jedoch eine große Änderung aufweist, weil sie auch mit der Last schwankt. Andererseits, wie in Fig. 10 zu sehen, wird die Klemmenspannung des Induktionsmotors IM im wesentlichen proportional zu dessen Rotationsgeschwindigkeit vergrößert. Indem dies verwendet wird, kann die Rotationsgeschwindigkeit auf der x-Achse genommen werden, wie in Fig. 11 gezeigt. In der ersten Ausführungsform, wie in Fig. 1 gezeigt, weisen die dritten und vierten Operationsteile 19, 20 jeweils die auf eine solche Weise definierte Gewichtsfunktion auf.
Mit Bezug auf Fig. 2 ist eine zweite bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Es ist ein Spannungsdetektor 22 angeordnet, um eine Ausgangsspannung des Inverters 42 zu detektieren. Eine Spannung, die von dem Detektor 22 detektiert wird, wird der negativen Klemme des zweiten Operationsteus 18 geliefert. Gemäß dieser Ausführungsform wird die Spannungsgenauigkeit des PWM-Schaltkreises 4i bei der Regelgenauigkeit nicht betroffen, was zu deren Verbesserung führt.
Mit Bezug auf die Fig. 12- 15B ist eine dritte bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt.
Wenn durch Zwei-Achsen auf den Drehkoordinaten ausgedrückt, und unter Verwendung eines Ersatzschaltbildes vom T-I-Typ, wie in Fig. 13 gezeigt, ist eine Gleichung des Induktionsmotors im allgemeinen durch eine Formel (1') gegeben:
wobei
V&sub1;d, V&sub1;q: d- und q-Achsenkomponenten einer Primärspannung,
I&sub1;d, I&sub1;q: d- und q-Achsenkomponenten eines Primärstromes,
R&sub1;, R&sub2;: Primär- und Sekundärspulenwiderstände,
L&sub1;, L&sub2;: Primär- und Sekundärinduktivitäten,
M: primäre und sekundäre wechselseitige Induktivitäten,
ω&sub1;: Primärwinkelfrequenz,
ωs: Schlupfwinkelfrequenz,
L : L1 - M²/L&sub2;,
M¹: M²/L&sub2;,
R&sub2;': (M/L&sub2;)² R&sub2;,
λ&sub2;d/M: I&sub1;d + (L&sub2;/M) I&sub2;d,
λ&sub2;q/M: I&sub1;q + (L&sub2;/M) I&sub2;q.
Hier ist eine Vektorregelbedingung durch eine Formel (2') gegeben:
wobei T ein Drehmoment und POLE die Anzahl von Polen des Induktionsmotors ist.
Durch Aufstellen der Formel (2') wird eine Formel (3') aufgestellt, wobei der Drehmomentstrom I&sub1;q und das Drehmoment T linearisiert erhalten werden.
λ&sub2;q/M = 0
I&sub1;d = λ&sub2;d/M (3')
In diesem Moment ist ein Spannungs-Strom-Vektordiagramm wie in den Fig. 14A und 14B gezeigt. Fig. 14A ist ein Vektordiagramm bei Leistungslauf, wohingegen Fig. 14B ein Vektordiagramm bei Regenerierung ist.
In der Formel (1') wird eine Betrachtung hinsichtlich eines Falls vorgenommen, daß, aufgrund eines Auftretens einer Veränderung des Sekundärwiderstandes, dessen Wert R&sub2;' zu R&sub2;'x geändert wird. Wenn die Vektorregelung bei einer Bedingung ausgeführt wird, daß die anderen Konstanten R&sub1;, L , M' jenen des Modells des Induktionsmotors entsprechen und die Fehler der Frequenz, Spannung und des Stromes vernachlässigt werden, sind I&sub1;d, I&sub1;q und ωs fest, wenn der ACR-Verstärker in Antwort auf einen Befehlswert arbeitet, wohingegen λ&sub2;d/M, λ&sub2;q/M, V&sub1;d, V&sub1;q wegen einer Veränderung des Sekundärwiderstandes R&sub2;¹ verändert werden.
Diese Veränderung erscheint in der Formel (1'), Zeilen 3 und 4, und ist durch eine Formel (4') gegeben:
Wenn ωs der Formel (2') auf die Formel (4') angewendet wird, und eine Änderung von λ&sub2;d und λ&sub2;q zu λ&sub2;dx bzw. λ&sub2;qx vorhanden ist, ist eine Lösung der simultanen Gleichungen in der Formel (4') durch eine Formel (5') gegeben: '
Aus der Beziehung von (x² - ax) = (x - a/2)² - (a/2)² wird die Formel (5') zu einer Formel (6') entwickelt:
Die Formel (6') ist diagrammartig durch einen Kreis gezeigt, der eine Mitte von (1&sub1;d/2, I&sub1;q/2) und einen Radius von {(I&sub1;d/2)² + (I&sub1;q/2)²}1/2 aufweist.
Deshalb ist das Spannungs-Strom-Vektordiagramm, wie in den Fig. 15A und 15B gezeigt, wenn der Sekundärwiderstand R&sub2;' in dem stetigen Zustand verändert wird. Fig. 15A ist ein Vektordiagramm bei Leistungslauf, wohingegen Fig. 15B ein Vektordiagramm bei Regenerierung ist. Wie in den Fig. 15A und 15B gezeigt, wird der Sekundärmagnetfluß λ&sub2;/M in der Richtung einer Tangente Pd eines ersten Kreises mit einer Mitte O geändert, wohingegen die Sekundärspannung E&sub2; in der Richtung einer Tangente Pq eines zweiten Kreises mit einer Mitte O' geändert wird.
Wie aus den Fig. 15A und 15B zu sehen, ist in Verbindung mit der Sekundärspannung E2* des Modells die tatsächliche Sekundärspannung E&sub2; durch eine Formel (7') gegeben:
Wenn eine Fehlerspannung zwischen E2* und E&sub2; erhalten wird, und die Koordinaten der Fehlerspannung in der umgekehrten Richtung einer Phase ψ zwischen der y-Achse des Primärstromes I&sub1; und der d-Achse des Sekundärmagnetflusses transformiert werden, d.h. in die -ψ-Koordinaten, ist die Fehlerspannung in der Richtung der Tangente des zweiten Kreises, wodurch die Koordinaten erhalten werden, was eine wirksame Detektion einer Spannungsveränderung aufgrund des Sekundärwiderstandes R&sub2;' ermöglicht.
Das obige ist wie folgt zusammengefaßt:
1) Die q-Achsenkomponente der Sekundärspannung E2* des Modells wird erhalten:
2) Die d- und q-Achsenkomponenten der tatsächlichen Sekundärspannung E&sub2; werden aus der Ausgangsspannung des Induktionsmotors erhalten:
3) Die Fehlerspannung zwischen E2* und E&sub2; wird erhalten:
4) Die Phase ψ des Primärstromes wird erhalten:
5) Die Koordinaten der Fehlerspannungskomponenten ΔE&sub2;d, ΔE&sub2;q werden in die -ψ-Koordinaten transformiert:
Der Sekundärwiderstand R2* des Modells wird um ΔER&sub2;H korrigiert. Das heißt, wenn AER&sub2;H positiv ist, wird R2* verringert, wohingegen wenn ΔER&sub2;H negativ ist, R2* vergrößert wird.
Mit Bezug auf Fig. 12, in einem Vektorregelteil 101 entnehmen ACR-Verstärker 101A, 101B aus einem Strombefehl I&sub1;d* (= - λ&sub2;d/M) der d-Achse und einem Strombefehl I&sub1;q* der q-Achse und detektierten Stromkomponenten I&sub1;d, I&sub1;q des Primärstromes jeweils d- bzw. q-Achsen-Spannungsbefehle V&sub1;d*, V&sub1;q*. Ein PWM-Schaltkreis 101C liefert Drei-Phasen-Ausgangsspannungen Vu, Vv, Vw, welche als eine Primärspannung des Induktionsmotors 101D dient.
Ein Schlupffrequenzoperationsteil 101E berechnet eine Schlupffrequenz ωs aus den Strombefehlen I&sub1;d*, I&sub1;q* und einer Konstanten R&sub2;¹/M', die zu einer Winkelfrequenz ωr addiert wird, die von einem Geschwindigkeitsdetektor 101F eines Rotors des Induktionsmotors 101D detektiert wird, um eine Primärwinkelfrequenz ω&sub1;1 zu erhalten. Die Primärwinkelfrequenz ω&sub1;1 wird durch einen Integrator 101G integriert, um einen Phasenwinkel zu erhalten, durch den der PWM-Schaltkreis 101C PWM-Signale der Drei-Phasen- Spannungen Vu, Vv, Vw aufweist. Ein Stromumwandlungsteil 101H wandelt Drei-Phasen-Ströme Iu, Iv, Iw in die obigen Stromkomponenten I&sub1;d, I&sub1;q um.
Ein Sekundärwiderstandskompensationsteil mit Elementen 102-109 korrigiert den Sekundärwiderstand R&sub2;' des Schlupffrequenzoperationsteils ble.
Der Detektionsteil für sekundär induzierte Spannung 102 subtrahiert Spannungsabfälle I&sub1;dR&sub1; und I&sub1;qω&sub1;1L des Primärwiderstandes R&sub1; und der Primäräquivalenzstreuinduktivität L aufgrund der Primärstromkomponenten von den Spannungsbefehlsausgängen V&sub1;d*, V&sub1;q* der jeweiligen ACR-Verstärker 101A, 101B, wodurch eine sekundär induzierte Spannung detektiert wird.
Der Sekundärgegenspannungsoperationsteil 103 berechnet aus dem Strombefehl 1&sub1;d* und einer voreingestellten Konstanten ωM' eine Sekundärgegenspannung, wenn man die ideale Vektorregelung hat.
Der Phasenoperationsteil 104 berechnet aus den Strombefehlen I&sub1;d*, I&sub1;q* eine Phase ψ eines Vektors des Primärstromes mit Bezug auf die d-Achse:
Der Fehlerspannungsdetektionsteil 105 subtrahiert eine Spannung des Sekundärgegenspannungsoperationsteils 103 von der detektierten Spannung des Detektionsteus für sekundär induzierte Spannung 102. Dieses Subtraktionsergebnis wird mit Sinus- und Kosinuswellen mit der Phase ψ des Phasenoperationsteus 104 multipliziert, um Koordinatenkomponenten einer negativen Phase der Phase ψ zu berechnen, wodurch eine Fehlerspannung erhalten wird.
Der Korrekturoperationsteil 106 korrigiert die Polarität der Fehlerspannung durch Multiplizieren eines Detektionswertes davon mit +1 oder -1 gemäß einem Vorzeichen des q-Achsen-Strombefehls I&sub1;q*.
Der Korrekturauswahlschaltkreis 107 führt eine Unterbrechung einer Korrektur des Sekundärwiderstandes R&sub2;' auf der Basis einer Fehlerspannungsdetektion aus, wenn ein Schlupfwinkel kleiner als die Phase ψ ist, die von dem Phasenoperationsteil 104 berechnet wird.
Der Sekundärwiderstandskorrekturteil 108, der eine integrale Eigenschaft aufweist, schätzt den Sekundärwiderstand R&sub2;¹ in einem vorbestimmten Verhältnis ab, wenn der Korrekturauswahlschaltkreis 107 die Fehlerspannung auswählt, und korrigiert dadurch einen Sollwert des Sekundärwiderstandes R&sub2;' des Schlupffrequenzoperationsteils 101E.
Der Primärwiderstandsabschätzungsteil 109 schätzt den Primärwiderstand R&sub1;, der in dem Detektionsteil für sekundär induzierte Spannung 102 festgelegt ist, aus einem Temperatursensor 109A ab, der in der Pnmarwicklung des Induktionsmotors 101D eingebettet ist, wodurch ein Sollwert des Primärwiderstandes R&sub1; korrigiert wird.

Claims

1.Vektorregelungssystem für einen Induktionsmotor, der von einem Inverter angesteuert wird, der durch einen Pulsbreitenmodulationsschaltkreis geregelt wird, wobei das System eine Kompensation einer Veränderung eines Sekundärwiderstandes ausführt, umfassend:

ein erstes Mittel zum Berechnen von Zielwerten I&sub1;d* und I&sub1;q* von dund q-Achsenkomponenten eines Primärstromes des Induktionsmotors in d-q-Koordinaten, bei denen ein Sekundärmagnetfluß als eine Bezugsachse festgelegt ist, wobei die d-q-Koordinaten Drehkoordinaten sind, die synchron mit einer Energiequellenwinkelfrequenz des Induktionsmotors rotieren;

einen ersten Koordinatentransformationsteil, der angeordnet ist, um gemäß den Zielwerten I&sub1;d* und I&sub1;q* der d- und q-Achsenkomponen ten einen Zielwert I&sub1;γ* (= I&sub1;) einer γ-Achsenkomponente des Primärstromes und eine Phasendifferenz ψ in γ-δ-Koordinaten zu berechnen, die die Phasendifferenz ψ mit Bezug auf d-q-Achsen aufweisen und bei denen der Primärstrom I&sub1; als eine Bezugsachse festgelegt ist;

ein zweites Mittel zum Berechnen von Zielwerten V&sub1;γ* und V&sub1;δ* von γ- und δ-Achsenkomponenten einer Primärspannung gemäß einem Verhältnis λ&sub2;d*/M* eines Zielwerts λ&sub2;d* des Sekundärmagnetflusses zu einem Zielwert M* einer Erregungsinduktivität, Berechnungsergebnissen des ersten Koordinatentransformationsteils und einem Befehlswert ω&sub0; der Energiequellenwinkelfrequenz;

einen Schlupfwinkelfrequenzoperationsteil, der angeordnet ist, um das Verhältnis λ&sub2;d*/M* und den Zielwert I&sub1;q* der q-Achsenkomponente einzugeben und zu berechnen und somit einen Zielwert (ωs* einer Schlupfwinkelfrequenz auszugeben;

einen zweiten Koordinatentransformationsteil, der angeordnet ist, um einen Detektionswert des Primärstromes in tatsächliche γ- und δ-Achsenkomponenten I&sub1;γ und I&sub1;δ in den γ-δ-Koordinaten zu transformieren;

ein drittes Mittel zum Berechnen einer Veränderung ΔV&sub1;δ mit Bezug auf die V&sub1;δ* der δ-Achsenkomponente der Primärspannung gemäß den Zielwerten I&sub1;γ* und I&sub1;δ* der γ- und δ-Achsenkomponenten des Primärstromes und den tatsächlichen γ- und δ-Achsenkomponenten I&sub1;γ und I&sub1;δ, die von dem zweiten Koordinatentransformationsteil abgeleitet werden;

einen Polarkoordinatentransformationsteil, der angeordnet ist, um die Zielwerte V&sub1;γ* und V&sub1;δ* die von dem zweiten Mittel abgeleitet werden, zu der Veränderung ΔV&sub1;δ zu addieren, die von dem dritten Mittel abgeleitet wird, und somit eine Größe V&sub1; eines Vektors der Primärspannung und dessen Phasenwinkel φ mit Bezug auf eine γ-Achse auszugeben; und

ein viertes Mittel zum Minimieren eines Fehlers hinsichtlich einer Kompensation einer Veränderung des Sekundärwiderstandes, wobei das vierte Mittel umfaßt:

einen ersten Operationsteil, der angeordnet ist, um eine Polarkoordinatentransformation der Zielwerte V&sub1;γ* und V&sub1;δ* des zweiten Mittels auszuführen und somit eine Amplitudenkomponente V&sub1;* auszugeben;

einen zweiten Operationsteil, der angeordnet ist, um eine Abweichung zwischen der Amplitudenkomponente V1* des ersten Operationsteils und der Größe V&sub1; des Vektors der Primärspannung zu berechnen und somit einen Amplitudenveränderungsfehler Δ V&sub1; auszugeben;

dritte und vierte Operationsteile, die angeordnet sind, um den Amplitudenveränderungsfehler Δ V&sub1; , der von dem zweiten Operationsteil abgeleitet wird, und die Veränderung ΔV&sub1;δ, die von dem dritten Mittel abgeleitet wird, einzugeben, und Ausgänge durch Schalten der beiden zu liefern; und

einen dritten Addierer, der angeordnet ist, um die Ausgänge der dritten und vierten Operationsteile zu addieren und somit in den Spannungsveränderungsregelteil einzugeben.

2. Vektorregelungssystem nach Anspruch 1, wobei die dritten und vierten Operationsteile jeweils eine Gewichtsfunktion für eine Rotationsgeschwindigkeit des Induktionsmotors aufweisen.

3. Vektorregelungssystem nach Anspruch 1, ferner umfassend:

einen Spannungsdetektor, der auf der Ausgangsseite des Inverters angeordnet ist, um eine Inverterspannung zu detektieren, wobei die Inverterspannung dem zweiten Operationsteil geliefert wird, um eine Abweichung zwischen einem Ausgang des Spannungsdetektors und einem Ausgang des ersten Operationsteus zu berechnen.

4. Vektorregelungssystem für einen Induktionsmotor, der von einem Inverter angesteuert wird, der durch einen Pulsbreitenmodulationsschaltkreis geregelt wird, wobei das System eine Kompensation einer Veränderung eines Sekundärwiderstandes ausführt, umfassend:

einen ersten Koordinatentransformationsteil, der angeordnet ist, um gemäß den Zielwerten I&sub1;d* und I&sub1;q* der d- und q-Achsenkomponenten einen Zielwert I&sub1;γ* (= I&sub1;) einer γ-Achsenkomponente des Primärstromes und eine Phasendifferenz ψ in γ-δ-Koordinaten zu berechnen, die die Phasendifferenz ψ mit Bezug auf d-q-Achsen aufweisen und bei denen der Primärstrom I&sub1; als eine Bezugsachse festgelegt ist; ein zweites Mittel zum Berechnen von Zielwerten V&sub1;γ* und V&sub1;δ* von y- und δ-Achsenkomponenten einer Primärspannung gemäß einem Verhältnis λ2d*/M* eines Zielwerts λ&sub2;d* des Sekundärmagnetflusses zu einem Zielwert M* einer Erregungsinduktivität, Berechnungsergebnissen des ersten Koordinatentransformationsteils und einem Befehiswert ω&sub0; der Energiequellenwinkelfrequenz;

einen Schlupfwinkelfrequenzoperationsteil, der angeordnet ist, um das Verhältnis λ2d*/M* und den Zielwert I&sub1;q* der q-Achsenkomponente einzugeben und zu berechnen und somit einen Zielwert ωs* der Schlupfwinkelfrequenz auszugeben;

einen zweiten Koordinatentransformationsteil, der angeordnet ist, um einen Detektionswert des Primärstromes in tatsächliche y- und 6-Achsenkomponenten I&sub1;γ und I&sub1;δ in den γ-δ-Koordinaten zu transformieren;

ein drittes Mittel zum Berechnen einer Veränderung ΔV&sub1;6 mit Bezug auf die V&sub1;δ* der δ-Achsenkomponente der Primärspannung gemäß den Zielwerten I&sub1;γ* und I&sub1;δ* der γ- und δ-Achsenkomponenten des Primärstromes und den tatsächlichen γ- und δ-Achsenkomponenten I&sub1;γ und I&sub1;δ, die von dem zweiten Koordinatentransformationsteil abgeleitet werden;

einen Polarkoordinatentransformationsteil, der angeordnet ist, um die Zielwerte V&sub1;γ* und V&sub1;δ*, die von dem zweiten Mittel abgeleitet werden, zu der Veränderung ΔV&sub1;δ zu addieren, die von dem dritten Mittel abgeleitet wird, und somit eine Größe V&sub1; eines Vektors der Primärspannung und dessen Phasenwinkel 4) mit Bezug auf eine γ-Achse auszugeben; und

einen Detektionsteil für sekundär induzierte Spannung, der angeordnet ist,um eine Detektionsspannung zu erhalten, indem ein Spannungsabfall in einem Primärwiderstand R&sub1; und einer Primäräquivalenzstreuinduktivität L aufgrund einer Primärstromkomponente von einer Ausgangsspannung von Stromregelverstärkern von d- und q-Achsen subtrahiert wird;

einen Sekundärgegenspannungsoperationsteil, um gemäß einer voreingestellten Konstante des Induktionsmotors und einem Strombefehlswert eine Sekundärgegenspannung zu berechnen, wenn man eine ideale Vektorregelung hat;

einen Phasenoperationsteil, der angeordnet ist, um eine Phase ψ eines Vektors des Primärstromes mit Bezug auf die d-Achse gemäß dem Strombefehlswert zu berechnen;

einen Fehlerspannungsdetektionsteil, der angeordnet ist, um die Sekundärgegenspannung der Sekundärgegenspannung von der Detektionsspannung des Detektionsteils für sekundär induzierte Spannung zu subtrahieren und somit eine Fehlerspannung zu erhalten, wobei die Fehlerspannung dazu dient, eine Koordinatenkomponente einer Gegenphase der Phase ψ zu berechnen;

einen Korrekturoperationsteil, der angeordnet ist, um eine Polarität der Fehlerspannung des Fehlerspannungsdetektionsteils gemäß einem Vorzeichen eines Strombefehls einer q-Achse zu berechnen; und

einen Sekundärwiderstandskorrekturteil, der unterstromig zu dem Korrekturoperationsteil angeordnet ist, um den Sekundärwiderstand durch die Fehlerspannung abzuschätzen und somit den Sekundärwiderstand zur Berechnung der Schlupfwinkelfrequenz zu korrigieren.