DE68915029T2

DE68915029T2 - Flussvektorregelung für einen Asynchronmotor.

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Publication number: DE68915029T2
Application number: DE68915029T
Authority: DE
Inventors: Tadashi Ashikaga; Masakatsu Nomura
Original assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1988-02-23
Filing date: 1989-02-22
Publication date: 1994-08-25
Anticipated expiration: 2009-02-23
Also published as: JPH01214287A; KR890013871A; ES2056131T3; EP0330188A1; JP2780263B2; US4967135A; EP0330188B1; DE68915029D1; KR960003009B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Diese Erfindung betrifft ein Verfahren und ein Gerät zum Steuern eines Elektromotors einstellbarer Geschwindigkeit und insbesondere ein Verfahren bzw. ein Gerät für eine Vektorsteuerung eines Induktionsmotors nach dem Oberbegriff der Ansprüche 1 bzw. 7.
Elektrische Leistungskonverter oder -inverter sind für die Anwendung von Antriebsorganen einstellbarer Geschwindigkeit unter Verwendung von Wechselstrommotoren eingesetzt worden. Ein typischer Konverter schließt einen Gleichstrom-(DC-)Gleichrichter ein, der eine Dreiphasen-AC-Eingangsspannung gleichrichtet und das resultierende Gleichstrom-(DC-)Buspotential einem Inverter zuführt. Der Inverter umfaßt eine Vielzahl von Paaren von in Serie geschalteten Schaltelementen, um einen einstellbaren Frequenzausgang zu erzeugen. In vielen Anwendungen wird solch eine Frequenzeinstellung durch einen Steuerungsschaltkreis bewirkt, der eine Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Steuerungstechnik beim Erzeugen von Torsteuerpulsen variabler Frequenz einsetzt, um periodisch die jeweiligen Schaltelemente zu schalten und somit den Motor bei einer variablen Geschwindigkeit zu betreiben. Der Motor kann wie gewünscht angetrieben (Motormodus) oder verzögert (Bremsmodus) werden, indem näherungsweise die Frequenz und die Amplitude der Erregung variiert werden, die der Inverter an den Motor anlegt.
Die tatsächliche Motorgeschwindigkeit wird wahrgenommen und mit einer geforderten Motorgeschwindigkeit verglichen. Ein Geschwindigkeitsfehlersignal, das von der Differenz zwischen den tatsächlichen und gewünschten Motorgeschwindigkeitswerten abhängt, wird abgeleitet und an einen Proportional-plus-Integral-Steuerungsschaltkreis angelegt, der es in ein Drehmomentbefehlssignal konvertiert. Der Steuerungsschaltkreis spricht auf das Drehmomentbefehlssignal an, indem der Betrieb des Inverters gesteuert wird, um als eine Funktion des Drehmomentbefehlssignals die Amplitude der dem Motor vom Inverter zugeführten Spannungen zu variieren.
Um eine genauere Motorsteuerung und lineare Motordrehmomentsteuerung für Variationen in einem geforderten Drehmoment zu schaffen, ist eine Vektorsteuerung vorgeschlagen und eingesetzt worden. Eine solche Vektorsteuerung benutzt eine Sekundärflußrotationsgeschwindigkeit zusammen mit dem Drehmomentbefehlssignal, um die momentanen Werte der Frequenz und der Amplitude des Statorstroms des Motors zu steuern. Es ist gegenwärtige Praxis, die Sekundärflußrotationsgeschwindigkeit zu berechnen, indem die wahrgenommene tatsächliche Motorgeschwindigkeit zu einer Schlupffrequenz addiert wird, die als eine Funktion des Drehmomentbefehlssignals berechnet wird.
Demnach erfordert die herkömmliche Vektorsteuerung einen nahe dem Motor positionierten Geschwindigkeitssensor, um die Motorrotationsfrequenz wahrzunehmen. Außerdem ist, da sich der Inverter-Steuerungsschaltkreis normalerweise unter einem großen Abstand vom Motor befindet, ein langer Code erforderlich, um den Geschwindigkeitssensor mit dem Invertersteuerungsschaltkreis zu verbinden. So ist die herkömmliche Vektorsteuerung Gegenstand einer Induktionsinterferenz von Motorströmen oder dergleichen.
Aus der DE-A-32 21 906 ist ein Vektorsteuerungsverfahren bekannt, worin eine PI-Orientierungssteuerungsvorrichtung verwendet wird, um die Motorflußorientierung durch eine Frequenzeinstellung in dem Fall nachzuregeln, daß eine fehlangepaßte Flußorientierung auftaucht, wodurch sich ein von Null verschiedener Kreuzflußwert ergibt. Die Statorfrequenz w&sub1; wird bestimmt, indem die mechanische Rotorfrequenz wn, die mittels eines Tachogenerators gemessen wird, und die berechnete Rotorfrequenz w&sub2; aufaddiert werden. Der Tachogenerator kann nur im Fall geringerer Anforderung bezüglich der Qualität der Geschwindigkeitssteuerung weggelassen werden.
Ein solcher Geschwindigkeitssensor muß nahe dem Motor positioniert sein, und, wie bereits erwähnt, ist, da sich der Steuerungsschaltkreis üblicherweise unter einem großen Abstand vom Motor befindet, die herkömmliche Vektorsteuerung Gegenstand einer Induktionsinterferenz von Motorströmen oder dergleichen.
Die EP-B-0 105 511 offenbart ein Verfahren zum Steuern eines Induktionsmotors ohne die Verwendung eines Geschwindigkeitsdetektors. Das Induktionsmotorsteuerungsverfahren verwendet einen Detektor für eine erste Spannungskomponente, der eine fundamentale Wellenkomponente der Motorspannung nachweist, welche eine 90º-Phase verschoben von einer Erregungsstromkomponente aufweist, die in einem gesteuerten System bestimmt wird. Ein Detektor für eine zweite Spannungskomponente weist eine In-Phase-Komponente der Motorspannung nach, die in Phase mit dem Erregerstromphasenreferenzsignal ist. Angenommen, eine der Achsen in den ortogonalen Rotationsmagnetfeldkoordinaten ist eine d-Achse, während die andere eine q-Achse ist, dann wird die Geschwindigkeit des Induktionsmotors gesteuert, indem die Frequenz des primären Stroms auf eine Weise gesteuert wird, daß die Primärspannungskomponente der d-Achse Null wird und zur gleichen Zeit der primäre Strom zu einer Differenz der Primärspannungskomponente der q-Achse bezüglich eines erforderlichen Induktionsmotorgeschwindigkeitssignals gesteuert wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Ein Hauptziel der Erfindung ist es, ein verbessertes Vektorsteuerungsverfahren und -gerät zu schaffen, die eine genauere Motorsteuerung schaffen können, ohne die Motorrotationsfrequenz wahrzunehmen.
Dieses Ziel wird durch das Verfahren nach Anspruch 1 und durch das Gerät nach Anspruch 7 erzielt.
Nach der Erfindung wird ein tatsächlicher Wert für die Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit abgeschätzt als eine Funktion des primären Stroms und der primären Spannung, die angelegt sind, um den Induktionsmotor anzutreiben. Daher ist es möglich, die Notwendigkeit zu einem Tachometergenerator oder zu anderen Geschwindigkeitssensoren, die beim Messen der bestehenden Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit verwendet werden, zu beseitigen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die Merkmale dieser Erfindung, die für neu gehalten werden, sind ausführlich in den beigefügten Ansprüchen dargelegt. Die Erfindung zusammen mit ihren weiteren Zielen und Vorteilen kann jedoch am besten anhand der folgenden Beschreibung verstanden werden, die in Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen vorgenommen wird, in denen gleiche Bezugsziffern gleiche Komponenten in den einzelnen Figuren identifizieren und in denen:
Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm ist, das ein Vektorsteuerungsgerät vom Steuerungsstromquellen-(SSC-)Typ des Standes der Technik zeigt;
Fig. 2 ein schematisches Blockdiagramm ist, das ein Vektorsteuerungsgerät vom Steuerungsspannungsquellen-(CVS-)Typ des Standes der Technik zeigt;
Fig. 3 ein Diagramm ist, das einen äquivalenten elektrischen Schaltkreis des Induktionsmotors zeigt;
Fig. 4 drei Graphen enthält, die unter der CCS-Typ-Vektorsteuerung gelieferte Charakteristiken zeigt;
Fig. 5 drei Graphen enthält, die unter der CVS-Typ-Vektorsteuerung gelieferte Charakteristiken zeigt; und
Fig. 6 ein schematisches Blockdiagramm ist, das ein Induktionsmotor-Vektorsteuerungsgerät zeigt, welches das Verfahren und das Gerät der Erfindung verkörpert.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Vor der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Vektorsteuerungsgeräte des Standes der Technik der Fig. 1 und 2 kurz beschrieben.
Die Vektorsteuerungsgeräte sind so angeordnet, daß sie Erregerströme ia, ib und ic steuern, die eine PWM/INV-Einheit 10 an einen Induktionsmotor IM anlegt, indem Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β* benutzt werden, die in einem synchron mit dem Rotor des Motors IM rotierenden Koordinatensystem ausgedrückt sind. Die PWM/INV-Einheit 10 enthält einen Pulsbreitenmodulations-(PWM-)Wellenformgenerator, einen Dreieckswellenformgenerator, einen Torsteuerschaltkreis und einen Inverter. Der Inverter schließt eine Vielzahl paralleler Paare von in Serie geschalteten Schaltelementen ein, die so angeordnet sind und gesteuert werden, daß sie eine DC-Eingangsleistung in eine AC-Ausgangsleistung umwandeln, die einen einstellbaren Frequenz- und Spannungsbetrag aufweist. Der PWM-Wellenformgenerator empfängt ein Dreieckswellensignal vom Dreieckswellengenerator und steuert den Torsteuerschaltkreis, um Torsteuerpulse zu erzeugen und somit periodisch die jeweiligen Schaltelemente des Inverters in einer vorbestimmten Reihenfolge und bei einer gewünschten Frequenz zu schalten. Der AC-Ausgang wird dem Dreiphasen-Induktionsmotors IM durch drei Ausgangsleiter zugeführt. Der Induktionsmotor IM besitzt Dreiphasen-Statorwicklungen, die durch den Ausgang des Inverters erregt werden, und einen Rotor, der gekoppelt ist, um eine mechanische Last zu treiben.
Fig. 1 zeigt ein Vektorsteuerungsgerät des Steuerungsstromquellen-(CCS-)Typs, welcher die Motorfluß- und Motordrehmoment-Befehlsstromsignale i1α* und i1β* in Dreiphasen-Erregerstrombefehlssignale ia*, ib* und ic* umwandelt und Erregerstromrückkopplungssignale benutzt, um sicherzustellen, daß die Erregerströme ia, ib und ic korrekt sind, um mit den jeweiligen Erregerstrombefehlssignalen ia*, ib* und ic* zusammenzufallen. Fig. 2 zeigt ein Vektorsteuerungsgerät des Steuerungsspannungsquellen-(CVS-)Typs, welches Werte für Erregerspannungsbefehlssignale va*, vb* und vc* als eine Funktion der Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β* berechnet und die berechneten Werte benutzt, um Erregerströme ia, ib und ic zu erzeugen, wie es durch die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β* gefordert wird.
Nach Fig. 1 schließt das herkömmliche Vektorsteuerungsgerät vom CCS-Typ einen Geschwindigkeitssensor 12 ein, wie beispielsweise einen Tachometergenerator, der die tatsächliche Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Motors IM wahrnimmt. Der Geschwindigkeitssensor 12 erzeugt ein Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr, welches den wahrgenommenen Wert der Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Motors IM anzeigt. Das Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr wird an eine Subtrahiervorrichtung 14 angelegt, die einen weiteren Eingang von einer Stromquelle aufweist, welche ein Geschwindigkeitsbefehlssignal wr* erzeugt, das einen geforderten Wert für die Motorgeschwindigkeit anzeigt. Die Subtrahiervorrichtung 14 subtrahiert das Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr vom Geschwindigkeitsbefehlssignal wr*, um ein Geschwindigkeitsfehlersignal zu schaffen, das die Differenz zwischen den Tatsächliche-Geschwindigkeit- und Geschwindigkeitsbefehlssignalen wr und wr* anzeigt. Das Geschwindigkeitsfehlersignal wird von der Subtrahiervorrichtung 14 in einen Proportional-plus-Integral-Steuerungsschaltkreis 16 gespeist, der es in ein Motordrehmomentbefehlsstromsignal i1β* umwandelt, das einen geforderten Wert für das Motordrehmoment ausgedrückt im sich drehenden Koordinatensystem anzeigt. Das Motordrehmomentbefehlsstromsignal i1β* wird in einen Schlupfberechnungsschaltkreis 18 gespeist, der einen weiteren Eingang von einer Stromquelle aufweist, die ein Motorflußbefehlsstromsignal i1α* erzeugt, das einen geforderten Wert für den Motorfluß ausgedrückt im sich drehenden Koordinatensystem anzeigt.
Der Schlupfberechnungsschaltkreis 18 berechnet einen Wert ws für eine Schlupffrequenz nach ws = i1β*/(i1α* x t2), wobei t2 eine sekundäre Zeitkonstante ist. Der Schlupfberechnungsschaltkreis 18 erzeugt ein Schlupffrequenzsignal ws, das den berechneten Schlupffrequenzwert anzeigt. Das Schlupffrequenzsignal ws wird in einen Summierschaltkreis 20 gespeist, der es hinzufügt zum Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr, welches dorthinein vom Geschwindigkeitssensor 12 gespeist wird, und erzeugt ein Winkelfrequenzsignal wo, welches eine primäre Winkelfrequenz anzeigt. Das Winkelfrequenzsignal wo wird an einen Koordinatenkonverter 22 gelegt, der außerdem das Motordrehmomentbefehlsstromsignal i1β* und das Motorflußbefehlsstromsignal i1α* empfängt. Der Koordinatenkonverter 22 benutzt das Winkelfrequenzsignal wo, um die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β* in Zweiphasen-Erregerstrombefehlssignale ia* und ic* umzuwandeln.
Das Erregerstrombefehlssignal ia* wird an eine Subtrahiervorrichtung 24 gelegt, die einen weiteren Eingang von einem Stromtransformator 36 aufweist. Der Stromtransformator 36 ist an einen der Ausgangsleiter gekoppelt, um ein Erregerstromrückkopplungssignal zu schaffen. Die Subtrahiervorrichtung 24 subtrahiert das Erregerstromrückkopplungssignal vom Erregerstrombefehlssignal ia*, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Dieses Fehlersignal wird an die PWM/INV-Einheit 10 gelegt durch einen Proportional-plus-Integral-Steuerungsschaltkreis 28, welcher das Fehlersignal in ein Erregerspannungsbefehlssignal va* umwandelt. Auf ähnliche Weise wird das Erregerstrombefehlssignal ic* an eine Subtrahiervorrichtung 26 gelegt, die einen weiteren Eingang von einem Stromtransformator 38 aufweist. Der Stromtransformator 38 ist an einen weiteren Ausgangsleiter gekoppelt, um ein Erregerstromrückkopplungssignal zu schaffen. Die Subtrahiervorrichtung 26 subtrahiert das Erregerstromrückkopplungssignal vom Erregerstrombefehlssignal ic*, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Dieses Fehlersignal wird an die PWM/INV-Einheit 10 gelegt durch einen Proportional-plus- Integral-Steuerungsschaltkreis 30, welcher das Fehlersignal in ein Erregerspannungsbefehlssignal vc* umwandelt. Die Erregerspannungsbefehlssignale va* und vc* werden außerdem an einen Summierschaltkreis 32 gelegt, welcher sie addiert und ein addiertes Signal erzeugt. Dieses addierte Signal wird an einen invertierenden Verstärker 34 gelegt, welcher das Eingangssignal in ein Erregerspannungsbefehlssignal vb* invertiert. Das Erregerspannungsbefehlssignal vb* wird an die PWM/INV-Einheit 10 gelegt. Die PWM/INV-Einheit 10, welche die Erregerspannungsbefehlssignale va*, vb* und vc* empfängt, variiert die Leistung zum Induktionsmotor IM. Die Erregerstromrückkopplungssignale werden verwendet, um sicherzustellen, daß die Erregerströme ia, ib und ic korrekt sind, um mit den jeweiligen Erregerstrombefehlssignalen ia*, ib* und ic* zusammenzufallen und somit eine 90º-Phasendifferenz zwischen den Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignalen i1α* und i1β* aufrechtzuerhalten.
Nach Fig. 2 schließt das herkömmliche Vektorsteuerungsgerät vom CVS-Typ einen Geschwindigkeitssensor 12 ein, wie beispielsweise einen Tachometergenerator, der die tatsächliche Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Motors IM nachweist. Der Geschwindigkeitssensor 12 erzeugt ein Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr, das den wahrgenommenen Wert der Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Motors IM anzeigt. Das Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr wird an eine Subtrahiervorrichtung 14 gelegt, die einen weiteren Eingang von einer Stromquelle aufweist, welche ein Geschwindigkeitsbefehlssignal wr* erzeugt, das einen geforderten Wert für die Motorgeschwindigkeit anzeigt. Die Subtrahiervorrichtung 14 subtrahiert das Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr vom Geschwindigkeitsbefehlssignal wr*, um ein Geschwindigkeitsfehlersignal zu schaffen, das die Differenz zwischen den Tatsächliche-Geschwindigkeit- und Geschwindigkeitsbefehlssignalen wr und wr* anzeigt. Das Geschwindigkeitsfehlersignal wird von der Subtrahiervorrichtung 14 in einen Proportional-plus-Integral-Steuerungsschaltkreis 16 gespeist, der das Geschwindigkeitsfehlersignal in ein Motordrehmomentbefehlsstromsignal i1β* umwandelt, welches einen geforderten Wert für das Motordrehmoment ausgedrückt im sich drehenden Koordinatensystem anzeigt. Das Motordrehmomentbefehlsstromsignal i1β* wird in einen Schlupfberechnungsschaltkreis 18 gespeist, der einen weiteren Eingang von einer Stromquelle aufweist, welche ein Motorflußbefehlsstromsignal i1α* erzeugt, das einen geforderten Wert für den Motorfluß ausgedrückt im sich drehenden Koordinatensystem anzeigt.
Der Schlupfberechnungsschaltkreis 18 berechnet einen Wert ws für eine Schlupffrequenz nach ws = i1β*/(i1α* x t2), wobei t2 eine sekundäre Zeitkonstante ist. Der Schlupfberechnungsschaltkreis 18 erzeugt ein Schlupffrequenzsignal ws, das den berechneten Schlupffrequenzwert anzeigt. Das Schlupffrequenzsignal ws wird in einen Summierschaltkreis 20 gespeist, welcher es hinzufügt zum Signal der tatsächlichen Geschwindigkeit wr, welches dorthinein vom Geschwindigkeitssensor 12 gespeist wird, und erzeugt ein Winkelfrequenzsignal wo, das eine primäre Winkelfrequenz anzeigt. Das Winkelfrequenzsignal wo wird an einen Nicht-Interferenz-Berechnungsschaltkreis 40 und außerdem an einen Koordinatenkonverter 42 gelegt.
Der Nicht-Interferenz-Berechnungsschaltkreis 40 wandelt die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β* in Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* um, indem geforderte Werte für die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* berechnet werden gemäß:
v1α* = r1 x i1α* + wo x L x i1β* ... (1)
v1β* = (r1 + L P) x i1β* - wo x L1 x i1α* ... (2)
wobei r1 der primäre Widerstand, L die äquivalente Streuinduktivität, L1 die primäre Induktivität, P der differenzierende Operator (d/dt) ist. Da der Wert von L /r1 sehr klein ist, kann 1/(r1 + L P) als 1/r1 angenähert werden. Somit kann Gleichung (2) vereinfacht werden gemäß:
v1β* = r1 x i1β* - wo x L1 x i1α* ... (3)
Diese Gleichungen können durch ein Studium des Diagramms der Fig. 3 erhalten werden, welches einen äquivalenten Schaltkreis des unter der Vektor-(oder Nicht-Interferenz-)Steuerung des Motortreibschaltkreises arbeitenden Induktionsmotors IM zeigt. Es ist festzuhalten, daß der Nicht-Interferenz-Berechnungsschaltkreis 40 die geforderten Werte für die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* so berechnet, daß die Interferenzkomponente wo x L zwischen den Stromsignalen i1α und i1β und die Interferenzkomponente wo x L1 zwischen den Spannungssignalen v1α und v1β aufgehoben werden.
Die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* werden an den Koordinantenkonverter 42 gelegt, welcher das Winkelfrequenzsignal wo benutzt, um die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* in Dreiphasen-Erregerspannungsbefehlssignale va*, vb* und vc* umzuwandeln. Die Dreiphasen-Erregerspannungsbefehlssignale va*, vb* und vc* werden an die PWM/INV-Einheit 10 gelegt, welche dadurch die Leistung zum Induktionsmotor IM gemäß den Erregerspannungsbefehlssignalen variiert.
Das Prinzip, auf welches die herkömmlichen Vektorsteuerungsgeräte gestützt sind, wird beschrieben. Eine Induktionsmotorspannungsgleichung ausgedrückt in einem zwei-dimensionalen Koordinatensystem (d, q), welches bezüglich des Stators des Induktionsmotors fixiert ist, ist gegeben gemäß:
wobei vid die primäre Spannung der d-Achse, v1q die primäre Spannung der q-Achse, i1d der primäre Strom der d-Achse, i1q der primäre Strom der q-Achse, λ2d der sekundäre Fluß der d-Achse, λ2q der sekundäre Fluß der q-Achse, wr die Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Motors, P der differenzierende Operator, r1 der primäre Widerstand, r2 der sekundäre Widerstand, L1 die primäre Induktivität, L2 die sekundäre Induktivität, M die Erregerinduktivität und L die äquivalente Streuinduktivität ist.
Gleichung (4) kann zu Gleichung (5) modifiziert werden, die in einem weiteren zwei-dimensionalen Koordinatensystem (α, β) ausgedrückt ist, welches sich bei der gleichen Winkelgeschwindigkeit wie die Winkelgeschwindigkeit wo des Rotors des Induktionsmotors dreht, gemäß:
wobei v1α die primäre Spannung der α-Achse, v1β die primäre Spannung der β-Achse, i1α der primäre Strom der α-Achse, i1β der primäre Strom der β-Achse, λ2α der sekundäre Fluß der α-Achse und λ2β der sekundäre Fluß der β-Achse ist.
Nunmehr angenommen, daß die zwei Bedingungen in Gleichung (5) erfüllt sind, das heißt, wenn wo - wr = ws, wobei ws die Schlupffrequenz ausgedrückt gemäß ws = (i1β/i1α) x (1/t2) und t2 die sekundäre Zeitkonstante gegeben als t2 = L2/r2 ist, und wenn der primäre Strom der α-Achse i1α konstant ist, wird eine gute Induktionsmotorvektorsteuerung erzielt, bei der keine Interferenz zwischen dem sekundären Fluß und dem sekundären Strom vorhanden ist. Beim Vorliegen der zwei Bedingungen werden der sekundäre Fluß der α-Achse λ2α und der sekundäre Fluß der β-Achse λ2β ausgedrückt gemäß:
λ2α= M x i1α ... (6)
λ2β = 0 ... (7)
und das Motordrehmoment T wird ausgedrückt gemäß:
T = (M/L2) x (λ2α x i1β - λ2β x i1α) = (M²/L2) x i1α x i1β ... (8)
Um den zwei Bedingungen für eine Induktionsmotorvektorsteuerung zu genügen, erfordern die herkömmlichen Vektorsteuerungsgeräte ein geeignetes Mittel, um die Winkelgeschwindigkeit wr des Rotors des Induktionsmotors zu messen und somit den Bedingungen für eine Vektorsteuerung zu genügen.
Gemäß der Erfindung wird die Winkelgeschwindigkeit wr des Rotors des Induktionsmotors abgeschätzt als:
wx = ki x λ2β + km x λ2β dt ... (9)
wobei ki und km konstant sind. Der abgeschätzte Wert wx für die Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Induktionsmotors wird verwendet, um den Gleichungen (6) und (7) zu genügen. Das Prinzip der Erfindung wird ausführlicher beschrieben.
Der sekundäre Fluß der β-Achse λ2β, der in Gleichung (9) verwendet wird, wird aus den ersten und zweiten Zeilen der Gleichung (4) berechnet gemäß
P x λ2d = (L2/M) x {V1d-(r1 x i1d + L x P x i1d}
P x λ2d = (L2/M) x {V1q-(r1 x i1q + L x P x i1q}
Somit gilt
λ2d = (L2/M) x { (v1d-r1 x i1d)dt - L x i1d) ... (10)
λ2q = (L2/M) x { (v1q-r1 x i1q)dt - L x i1q} ... (11)
Der sekundäre Fluß der α-Achse λ2α und der sekundäre Fluß der β-Achse λ2β werden durch eine Koordinatenkonvertierung vom fixierten Koordinatensystem (d, q) zum sich drehenden Koordinatensystem (α, β) erhalten gemäß:
wobei θ = wo dt ist. Es ist ersichtlich aus den Gleichungen (10), (11) und (12), daß der sekundäre Fluß der β-Achse bestimmt ist durch die primäre Spannung der d-Achse v1d, der primären Spannung der q-Achse v1q, den primären Strom der d-Achse i1d und den primären Strom der q-Achse. Demgemäß kann die Winkelgeschwindigkeit wr des Rotors des Induktionsmotors aus dem primären Strom und der primären Spannung abgeschätzt werden, und zwar ohne die Verwendung irgendwelcher Mittel zum Wahrnehmen der Rotorwinkelgeschwindigkeit wr. Um eine genaue Vektorsteuerung gemäß der Erfindung zu schaffen, ist es vorzuziehen, daß der sekundäre Fluß λ2 konstant gehalten wird. Der Grund dafür wird in Verbindung mit den Fig. 4 und 5 beschrieben.
Fig. 4 enthält drei Graphen, die Motorcharakteristiken zeigen, welche geliefert werden, wenn der Motor unter der Vektorsteuerung vom CVS-Typ in Betrieb ist. Diese Graphen werden erhalten, indem der zweite Widerstand r2 variiert wird, während die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β* konstant gehalten werden. Wie durch ein Studium der Fig. 4 zu erkennen ist, bleibt der sekundäre Fluß λ2 konstant im wesentlichen unabhängig vom sekundären Widerstand, wohingegen der primäre Motorstrom i1 und das Motordrehmoment T mit steigendem sekundären Widerstand abnehmen.
Fig. 5 enthält drei Graphen, die Motorcharakteristiken zeigen, die geliefert werden, wenn der Motor unter der Vektorsteuerung vom CCS-Typ in Betrieb ist. Diese Graphen werden erhalten, indem der zweite Widerstand variiert wird, während die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β konstant gehalten werden. Wie anhand Fig. 5 zu erkennen ist, steigen der sekundäre Fluß λ2 und das Motordrehmoment T mit zunehmendem sekundären Widerstand an, wohingegen der primäre Motorstrom i1 konstant bleibt im wesentlichen unabhängig vom sekundären Widerstand.
Falls der beim Berechnen des Schlupffaktors verwendete sekundäre Widerstandswert sich vom tatsächlichen sekundären Widerstand unterscheidet, wird ein Fehler in die berechnete Schlupffrequenz eingeführt, wodurch sich eine ungenaue Motorvektorsteuerung ergibt. Mit einer Vektorsteuerung des CCS-Typs, bei der der sekundäre Fluß mit Variationen im sekundären Widerstand variiert, ist es schwierig, wenn nicht unmöglich, eine stabile Motorwinkelgeschwindigkeitsabschätzung ohne ein geeignetes Mittel, das den sekundären Fluß λ2 konstant steuert, zu schaffen. Aus diesem Grund ist es vorzuziehen, daß die Erfindung auf eine Vektorsteuerung des CVS-Typs angewendet wird, bei der der sekundäre Fluß λ2 unabhängig vom sekundären Widerstand konstant gehalten wird.
In Fig. 6 ist ein Vektorsteuerungsgerät vom CVS-Typ dargestellt, welches das Verfahren und das Gerät der Erfindung verkörpert. Das Vektorsteuerungsgerät schließt einen Winkelgeschwindigkeitsabschätzungsschaltkreis ein, im allgemeinen durch die Ziffer 50 bezeichnet, welcher die Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Induktionsmotors IM abschätzt. Der Abschätzungsschaltkreis 50 erzeugt ein abgeschätztes Geschwindigkeitssignal , das einen abgeschätzten Wert der Winkelgeschwindigkeit wr anzeigt.
Das abgeschätzte Geschwindigkeitssignal wird an eine Subtrahiervorrichtung 14 gelegt, die einen weiteren Eingang von einer Stromquelle aufweist, die ein Geschwindigkeitsbefehlssignal wr* erzeugt, das einen geforderten Wert für die Motorgeschwindigkeit anzeigt. Die Subtrahiervorrichtung 14 subtrahiert das abgeschätzte Geschwindigkeitssignal vom Geschwindigkeitsbefehlssignal wr*, um ein Geschwindigkeitsfehlersignal zu schaffen, welches die Differenz zwischen den Abgeschätzte-Geschwindigkeit- und Geschwindigkeitsbefehlssignalen und wr* anzeigt. Das Geschwindigkeitsfehlersignal wird von der Subtrahiervorrichtung 14 in einen Proportional-plus-Integral-Steuerungsschaltkreis 16 gespeist, welcher das Geschwindigkeitsfehlersignal in ein Motordrehmomentbefehlsstromsignal i1β* umwandelt, das einen geforderten Wert für das Motordrehmoment ausgedrückt im sich drehenden Koordinatensystem anzeigt. Das Motordrehmomentbefehlsstromsignal i1β* wird in einen Schlupfberechnungsschaltkreis 18 gespeist, der einen weiteren Eingang von einer Stromquelle aufweist, welche ein Motorflußbefehlsstromsignal i1α* erzeugt, das einen geforderten Wert für den Motorfluß ausgedrückt im sich rotierenden Koordinatensystem anzeigt.
Der Schlupfberechnungsschaltkreis 18 berechnet einen Wert ws für eine Schlupffrequenz gemäß ws = i1β*/(i1α* x t2), wobei t2 eine sekundäre Zeitkonstante ist, die gegeben ist gemäß t2 = r2/L2. Der Schlupfberechnungsschaltkreis 18 erzeugt ein Schlupffrequenzsignal ws, das den berechneten Schlupffrequenzwert anzeigt. Das Schlupffrequenzsignal ws wird in einen Summierschaltkreis 20 gespeist, der es hinzufügt zum abgeschätzten Geschwindigkeitssignal , das dorthinein vom Winkelgeschwindigkeitsabschätzungsschaltkreis 50 gespeist wird, und erzeugt ein Winkelfrequenzsignal wo, das eine primäre Winkelfrequenz anzeigt. Das Winkelfrequenzsignal wo wird an einen integrierenden Schaltkreis 60 gelegt, welcher das Winkelfrequenzsignal wo integriert, um ein abgeschätztes Winkelpositionssignal θ zu erzeugen, das den abgeschätzten Wert der Winkelposition des sekundären Flusses anzeigt.
Das Winkelfrequenzsignal wo wird außerdem an einen Nicht-Interferenz-Berechnungsschaltkreis 40 gelegt. Der Nicht-Interferenz-Berechnungsschaltkreis 40 wandelt die Motorflußund Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β* in Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* um, indem geforderte Werte für die Spannungssignale v1α* und v1β* aus den Gleichungen (1) und (3) berechnet werden. Wie zuvor beschrieben, berechnet der Nicht-Interferenz-Berechnungsschaltkreis 40 die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* derart, daß die Interferenzkomponente wo x L zwischen den Stromsignalen i1α und i1β und die Interferenzkomponente wo x L1 zwischen den Spannungssignalen v1α und v1β aufgehoben werden.
Die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* werden an einen Konverter 70 gelegt, welcher das Winkelpositionssignal θ benutzt, um die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1α* und v1β* in Dreiphasen-Erregerspannungsbefehlssignale va*, vb* und vc* umzuwandeln. Zu diesem Zweck schließt der Konverter 70 einen Koordinatenkonverter 71 und einen 2-Phasen/3-Phasen-Konverter 72 ein.
Der Koordinatenkonverter 71 benutzt das Winkelpositionssignal θ, um die Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsstromsignale i1α* und i1β*, die in dem sich drehenden Koordinatensystem (α, β) ausgedrückt sind, in Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungssignale v1d* und v1q* ausgedrückt im fixierten Koordinatensystem (d, q) umzuwandeln. Diese Konvertierung wird gemäß der folgenden Konvertierungsgleichung durchgeführt:
wobei θ = wo dt. Die konvertierten Befehlsspannungssignale v1d* und v1q* werden an den 2-Phasen/3-Phasen-Konverter 72 gelegt, der sie in Drei-Phasen-Erregerspannungsbefehlssignale va*, vb* und vc* umwandelt. Diese Konvertierung wird gemäß der folgenden Konvertierungsgleichung durchgeführt:
Die Erregerspannungsbefehlssignale va*, vb* und vc* werden an eine PWM/INV-Einheit 10 gelegt, welche die Leistung zum Induktionsmotor IM gemäß dieser Eingänge variiert.
Der Winkelgeschwindigkeitsabschätzungsschaltkreis 50 schließt einen Konverter 51 mit Eingängen von zwei Stromtransformatoren ein. Der erste Stromtransformator ist an einen der Drei-Phasen-Ausgangsleiter gekoppelt, um ein Erregerstromrückkopplungssignal zu schaffen, daß den a-Phasen-Erregerstrom ia anzeigt. Der zweite Stromtransformator ist an einen weiteren Ausgangsleiter gekoppelt, um ein Erregerstromrückkopplungssignal zu schaffen, daß den c-Phasen-Erregerstrom ic anzeigt. Der Konverter 51 mißt den b-Phasen-Erregerstrom ib, der auf diese Erregerstromrückkopplungssignale gestützt ist, und erzeugt primäre Stromsignale i1d und i1q, welche die primären d- und q-Achsen-Stromwerte anzeigen, die im fixierten Koordinatensystem (d, q) ausgedrückt sind. Zu diesem Zweck berechnet der Konverter 51 die primären d- und q-Achsen-Stromwerte aus der folgenden Gleichung:
Die primären Stromsignale i1d und i1q werden in einen sekundären Flußberechnungsschaltkreis 52 gespeist. Dieser Berechnungsschaltkreis empfängt auch die Befehlsspannungssignale v1d* und v1q* vom Koordinatenkonverter 71. Die Befehlsspannungssignale v1d* und v1q* werden anstelle von Messungen der tatsächlichen primären Spannungswerte verwendet, da die PWM/INV-Einheit 10 die Eigenschaft besitzt, daß sie Sinuswellenausgangsspannungen erzeugt, und zwar korrekt, wie es durch die Befehlsspannungssignale v1d* und v1q* gefordert wird. Der sekundäre Flußberechnungsschaltkreis 52 schätzt die sekundären d- und q-Achsen-Flußwerte und aus Gleichung (10) und (11) ab und erzeugt abgeschätzte sekundäre Flußsignale und , welche die abgeschätzten sekundären d- und q-Achsen-Flußwerte zu einem Koordinatenkonverter 53 anzeigen. Der Koordinatenkonverter 53 benutzt das Winkelpositionssignal θ, um die abgeschätzten sekundären Flußsignale und in abgeschätzte sekundäre Flußsignale und umzuwandeln, die im sich drehenden Koordinatensystem (α, β) ausgedrückt sind. Diese Konvertierung wird gemäß Gleichung (12) durchgeführt.
Das abgeschätzte sekundäre Flußsignal , welches den abgeschätzten sekundären β-Achsen-Fluß anzeigt, wird an einen Berechnungsschaltkreis gelegt, der im allgemeinen durch die Ziffer 54 bezeichnet ist. Der Berechnungsschaltkreis 54 berechnet einen abgeschätzten Wert für die Winkelgeschwindigkeit wr des Rotors des Induktionsmotors IM. Diese Berechnung wird als eine Funktion des abgeschätzten sekundären β-Achsen-Flusses aus Gleichung (9) durchgeführt. Zu diesem Zweck schließt der Berechnungsschaltkreis 54 einen Proportionalverstärker 55 und einen integrierenden Verstärker 56 ein. Der Proportionalverstärker 55 empfängt das abgeschätzte sekundäre β-Achsen-Flußsignal und erzeugt ein Ausgangssignal mit einem Betrag (ki x ) proportional zum Betrag des abgeschätzten sekundären β-Achsen-Flußsignals . Der integrierende Verstärker 56 empfängt das abgeschätzte sekundäre β-Achsen-Flußsignal und erzeugt ein Ausgangssignal mit einem Betrag (Km x ) proportional zum Integral des Betrags des abgeschätzten sekundären β-Achsen-Flußsignals . Die von den verstärkenden Schaltkreisen 55 und 56 ausgegebenen Signale werden in einen Summierschaltkreis 57 gespeist, wo sie addiert werden, um das abgeschätzte Geschwindigkeitsignal zu erzeugen, das die abgeschätzte Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Induktionsmotors IM anzeigt.
Gemäß dieser Erfindung wird ein tatsächlicher Wert für die Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit als eine Funktion eines primären Stroms und einer primären Spannung abgeschätzt, die angelegt sind, um den Induktionsmotor anzutreiben. Es ist daher möglich, die Notwendigkeit zu einem Tachometergenerator oder zu anderen Geschwindigkeitssensoren, die beim Messen der bestehenden Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit verwendet werden, zu beseitigen.
Während diese Erfindung in Verbindung mit einer spezifischen Ausführungsform davon beschrieben worden ist, ist deutlich, daß viele Alternativen, Modifizierungen und Variationen für Fachleute ersichtlich sind. Demgemäß ist beabsichtigt, alle Alternativen, Modifizierungen und Variationen, die innerhalb des Rahmens der beigefügten Ansprüche fallen, zu umfassen.

Claims

1. Ein Verfahren für eine Vektorsteuerung eines Induktionsmotors (IM) einstellbarer Geschwindigkeit mit einem sekundären Widerstand r2, einer sekundären Induktivität L2 und einer sekundären Zeitkonstante t2, die im allgemeinen gleich dem sekundären Widerstand r2 dividiert durch die sekundäre Induktivität L2 ist, und mit Mitteln zum Anlegen eines primären Stroms und einer primären Spannung ia, ib, ic; va*, vb* vc*, um den Induktionsmotor (IM) anzutreiben,

welches die Schritte einschließt, daß:

ein gewünschtes Motordrehmoment i1β* eingestellt wird,

ein gewünschter Motorfluß i1α* eingestellt wird;

der primäre Strom und die primäre Spannung ia, ib, ic; va*, vb*, vc* wahrgenommen werden;

eine Schlupffrequenz ws* berechnet wird, die auf das gewünschte Motordrehmoment i1β*, den gewünschten Motorfluß i1α* und die sekundäre Zeitkonstante t2 gestützt ist, die berechnete Schlupffrequenz ws* zu einem Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert addiert wird, um eine Winkelfrequenz wo zu berechnen, und

die Motorantriebsmittel gesteuert werden, gestützt auf das gewünschte Motordrehmoment i1β*, den gewünschten Motorfluß i1α* und die berechnete Winkelfrequenz wo, um den primären Strom und die primäre Spannung ia, ib, ic; va*, vb*, vc* zu variieren und somit den Induktionsmotor (IM) mit keinem sekundären β-Achsen-Fluß anzutreiben, wobei das Verfahren durch den Schritt gekennzeichnet ist, daß:

der Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeitswert als eine Funktion des wahrgenommenen primären Stroms und der wahrgenommenen primären Spannung ia, ib, ic; va*, vb*, vc* abgeschätzt wird, wobei die Abschätzung bestimmt ist durch

wx = ki x λ2β + km x λ2β dt

worin ki und km konstant sind und λ2ß der sekundäre β-Achsen-Fluß ist, der lediglich von ia, ib, ic; va*, vb*, vc* abhängt.

2. Das Verfahren wie in Anspruch 1 beansprucht, worin der Winkelgeschwindigkeitsabschätzungsschritt die Schritte einschließt, daß ein Wert λ2ß für den sekundären β-Achsen-Fluß als eine Funktion des primären Stroms und der primären Spannung abgeschätzt wird und der abgeschätzte Winkelgeschwindigkeitswert wx berechnet wird gemäß:

wx = ki x λ2β + Km x λ2β dt

wobei ki und km Konstanten sind.

3. Das Verfahren wie in Anspruch 2 beansprucht, worin der Einstellschritt für das gewünschte Motordrehmoment die Schritte einschließt, daß ein gewünschter Motorwinkelgeschwindigkeitswert eingestellt wird, ein Fehler zwischen den gewünschten und abgeschätzten Motorwinkelgeschwindigkeitswerten berechnet wird und ein gewünschter Wert für das Motordrehmoment als eine Funktion des berechneten Fehlers berechnet wird.

4. Das Verfahren wie in Anspruch 2 beansprucht, worin der Induktionsmotor (IM) einen primären Widerstand r1, eine primäre Induktivität L1 und eine äquivalente Streuinduktivität L aufweist und worin die Schritte des Steuerns der Motorantriebsmittel die Schritte einschließen, daß:

Werte v1α* und v1β* für Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungen berechnet werden gemäß

v1α* = r1 x i1α* + wo x L x i1β*

v1β* = r1 x i1β* - wo x L1 x i1α*

wobei i1α* der gewünschte Motorfluß, i1β* das gewünschte Motordrehmoment und wo die berechnete Winkelfrequenz ist; und die berechneten Werte v1α* und v1β* in 3-Phasen-Erregerspannungen va*, vb*, vc* umgewandelt werden, um den Induktionsmotor (IM) anzutreiben.

5. Das Verfahren wie in Anspruch 4 beansprucht, worin der Schritt des Umwandelns der berechneten Werte v1α* und v1β* die Schritte einschließt, daß:

die berechneten Werte v1α* und v1β* in Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungswerte v1d* und v1q* umgewandelt werden und die berechneten Werte v1d* und v1q* in 3-Phasen-Erregerspannungen umgewandelt werden.

6. Das Verfahren wie in Anspruch 5 beansprucht, worin der Induktionsmotor eine Erregerinduktivität M und eine sekundäre Induktivität L2 aufweist und worin der Schritt des Berechnens des abgeschätzten Winkelgeschwindigkeitswerts wx die Schritte einschließt, daß:

primäre d- und q-Achsen-Stromwerte i1d und i1q als eine Funktion primärer Ströme zum Induktionsmotor berechnet werden; sekundäre p- und q-Achsen-Flußwerte λ2d und λ2q berechnet werden gemäß:

λ2d = (L2/M) x { (v1d* - r1 x i1d)dt-L x i1d}

λ2q = (L2/M) x { (v1q* - r1 x i1q)dt-L x i1q}

und die berechneten Werte λ2d und λ2q in den sekundären β-Achsen-Flußwert λ2ß unter Verwendung der berechneten Winkelfrequenz umgewandelt werden.

7. Ein Gerät für eine Vektorsteuerung eines Induktionsmotors (IM) einstellbarer Geschwindigkeit mit einem sekundären Widerstand r2, einer sekundären Induktivität L2 und einer sekundären Zeitkonstante t2, die im allgemeinen gleich dem sekundären Widerstand r2 dividiert durch die sekundäre Induktivität L2 ist, und mit Mitteln zum Anlegen eines primären Stroms und einer primären Spannung ia, ib, ic; va*, vb* vc*, um den Induktionsmotor (IM) anzutreiben, einer ersten Quelle zum Erzeugen eines Drehmomentbefehlssignals i1β*, das ein gewünschtes Motordrehmoment anzeigt, einer zweiten Quelle zum Erzeugen eines Flußbefehlssignals i1α*, das einen gewünschten Motorfluß anzeigt, Sensormitteln zum Wahrnehmen des primären Stroms und der primären Spannung ia, ib, ic; va*, vb*, vc*; Mitteln (18) zum Berechnen einer Schlupffrequenz, gestützt auf das Drehmomentbefehlssignals i1β*, das Flußbefehlssignal i1α* und die sekundäre Zeitkonstante t2, um ein Schlupffrequenzsignal ws* zu erzeugen, das die berechnete Schlupffrequenz anzeigt, Mitteln (20) zum Addieren des berechneten Schlupffrequenzsignals ws* zu einem Geschwindigkeitssignal , um ein Winkelfrequenzsignal wo zu erzeugen, und einem Steuerungsschaltkreis (40, 70, 10), der anspricht auf das Drehmomentbefehlssignal i1β*, das Flußbefehlssignal i1α* und das Winkelfrequenzsignal wo zum Steuern der Motorantriebsmittel, um den primären Strom und die primäre Spannung ia, ib, ic; va*, vb*, vc* zu variieren und somit den Induktionsmotor (IB) mit keinem sekundären β-Achsenfluß anzutreiben, wobei das Gerät gekennzeichnet ist durch

Mittel (50), die an die Sensormittel gekoppelt sind, um einen Wert für eine Induktionsmotorwinkelgeschwindigkeit als eine Funktion des wahrgenommenen primären Stroms und der wahrgenommenen primären Spannung ia, ib, ic; va*, vb*, vc* abzuschätzen und somit das Geschwindigkeitssignal zu erzeugen, das die abgeschätzte Motorwinkelgeschwindigkeit anzeigt, wobei wr gegeben ist durch:

wx = ki x λ2β + km x λ2β dt

worin ki und km konstant sind und λ2β der sekundäre β-Achsen-Fluß ist, der lediglich von ia, ib, ic; va*, vb*, vc* abhängt.

8. Das Gerät wie Anspruch 7 beansprucht, worin die Winkelgeschwindigkeitsabschätzungsmittel einen Schaltkreis zum Abschätzen eines Werts λ2β für den sekundären β-Achsen-Fluß als eine Funktion des primären Stroms und der primären Spannung und Mittel einschließen, welche den abgeschätzten Winkelgeschwindigkeitswert wx berechnen gemäß:

wx = Ki x λ2β + Km x λ2β dt

wobei ki und km Konstanten sind.

9. Das Gerät wie in Anspruch 8 beansprucht, worin die erste Quelle Mittel zum Erzeugen eines Geschwindigkeitsbefehlssignals, das eine gewünschte Motorgeschwindigkeit anzeigt, Mittel zum Berechnen einer Differenz zwischen dem Geschwindigkeitsbefehlssignal und dem abgeschätzten Geschwindigkeitssignal, um ein Geschwindigkeitsfehlersignal zu erzeugen, das die berechnete Differenz anzeigt, und einen Proportional-plus-Integral-Schaltkreis einschließt, der das Geschwindigkeitsfehlersignal empfängt, um das Geschwindigkeitsfehlersignal in das Drehmomentbefehlssignal umzuwandeln.

10. Das Gerät wie in Anspruch 8 beansprucht, worin der Induktionsmotor (IM) einen primären Widerstand r1, eine primäre Induktivität L1 und eine äquivalente Streuinduktivität L aufweist und worin der Steuerungsschaltkreis (40, 70, 10) Mittel (40), die Werte v1α* und v1β* für Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungen berechnen gemäß

v1α* = r1 x i1α* + wo x L x i1β*

v1β* = r1 x i1β* - wo x L1 x i1α*

wobei i1α* der gewünschte Motorfluß, i1β* das gewünschte Motordrehmoment und wo die berechnete Winkelfrequenz ist, und Mittel (70) einschließt, welche die berechneten Werte v1α* und v1β* in 3-Phasen-Erregerspannungen va*, vb*, vc* umwandeln, um den Induktionsmotor (IM) anzutreiben.

11. Das Gerät wie in Anspruch 10 beansprucht, worin das Mittel zum Umwandeln der berechneten Werte v1α* und v1β* Mittel zum Umwandeln der berechneten Werte v1α* und v1β* in Motorfluß- und Motordrehmomentbefehlsspannungswerte v1d* und v1q* und Mittel zum Umwandeln der berechneten Werte v1d* und v1q* in 3-Phasen- Erregerspannungen einschließt.

12. Das Gerät wie in Anspruch 11 beansprucht, worin der Induktionsmotor eine Erregerinduktivität M und eine sekundäre Induktivität L2 aufweist und worin das Mittel zum Berechnen des abgeschätzten Winkelgeschwindigkeitswerts wx Mittel zum Berechnen von primären d- und q-Achsen-Stromwerten i1d und i1q als eine Funktion primärer Ströme zum Induktionsmotor, Mittel zum Berechnen sekundärer p- und q-Achsen-Flußwerte λ2d und λ2q gemäß:

λ2d = (L2/M) x { (v1d* - r1 x i1d)dt-L x i1d}

λ2q = (L2/M) x { (v1q* - r1 x i1q)dt-L x i1q}

und Mittel einschließt, die auf das Winkelfrequenzsignal ansprechen, um die berechneten Werte λ2d und λ2q in den sekundären β-Achsen-Flußwert λ2β umzuwandeln.