JPH07123799A - 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 - Google Patents
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式Info
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- JPH07123799A JPH07123799A JP5266107A JP26610793A JPH07123799A JP H07123799 A JPH07123799 A JP H07123799A JP 5266107 A JP5266107 A JP 5266107A JP 26610793 A JP26610793 A JP 26610793A JP H07123799 A JPH07123799 A JP H07123799A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 磁束演算器による電動機２次磁束の推定誤差
をなくし、該２次磁束推定値に基づいて推定する電動機
実速度を正確に推定できる推定部を有する誘導電動機の
速度センサレスベクトル制御方式を得る。 【構成】 電動機速度制御指令値と電動機実速度とを比
較し、該比較誤差信号により電流非干渉化制御のベクト
ル制御を行なうデジタル電流制御器の出力である電動機
１次電圧指令値と電動機１次電流検出値、及び電動機実
速推定値を入力とした最小次元磁束オブザーバを用いて
電動機２次磁束を推定し、該２次磁束推定値から電動機
実速度値を推定する。
をなくし、該２次磁束推定値に基づいて推定する電動機
実速度を正確に推定できる推定部を有する誘導電動機の
速度センサレスベクトル制御方式を得る。 【構成】 電動機速度制御指令値と電動機実速度とを比
較し、該比較誤差信号により電流非干渉化制御のベクト
ル制御を行なうデジタル電流制御器の出力である電動機
１次電圧指令値と電動機１次電流検出値、及び電動機実
速推定値を入力とした最小次元磁束オブザーバを用いて
電動機２次磁束を推定し、該２次磁束推定値から電動機
実速度値を推定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御方式に係り、特に、速度センサを使用しない誘導電
動機のベクトル制御方式に関するものである。
制御方式に係り、特に、速度センサを使用しない誘導電
動機のベクトル制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
てベクトル制御方式が普及し、これを速度センサ無しで
制御する速度センサレスベクトル制御方式が知られてい
る。
てベクトル制御方式が普及し、これを速度センサ無しで
制御する速度センサレスベクトル制御方式が知られてい
る。
【０００３】図３は、従来の誘導電動機の速度センサレ
スベクトル制御方式の制御システムの構成を示すもので
ある。
スベクトル制御方式の制御システムの構成を示すもので
ある。
【０００４】従来の誘導電動機の速度センサレスベクト
ル制御方式において、誘導電動機の速度を速度センサを
用いないで検出するために、図３に示すように、誘導電
動機１の１次電流（相電流）ｉu,ｉv,ｉw を検出し３相
−２相相数変換器１４により相数変換して固定子座標
（d-q軸）上の１次電流ｉ1（ｉ1d,ｉ1q）とし、磁束演
算器４において該１次電流ｉ1と電動機１次電圧指令値
ｖ1*（ｖ1d*,ｖ1q*）とにより誘導電動機１の２次磁束
λ2（λ2d,λ2q）を求め、該２次磁束λ2（λ2d ，λ
2q）を座標変換器１０により同期回転座標（a-b軸）上
に座標変換した２次磁束λ2（λ2a,λ2b）のトルク軸成
分λ2bを比例積分器７により演算（下記(７)式、参照）
して回転角周波数ωr#を求め誘導電動機１の速度ωrの
検出としている。
ル制御方式において、誘導電動機の速度を速度センサを
用いないで検出するために、図３に示すように、誘導電
動機１の１次電流（相電流）ｉu,ｉv,ｉw を検出し３相
−２相相数変換器１４により相数変換して固定子座標
（d-q軸）上の１次電流ｉ1（ｉ1d,ｉ1q）とし、磁束演
算器４において該１次電流ｉ1と電動機１次電圧指令値
ｖ1*（ｖ1d*,ｖ1q*）とにより誘導電動機１の２次磁束
λ2（λ2d,λ2q）を求め、該２次磁束λ2（λ2d ，λ
2q）を座標変換器１０により同期回転座標（a-b軸）上
に座標変換した２次磁束λ2（λ2a,λ2b）のトルク軸成
分λ2bを比例積分器７により演算（下記(７)式、参照）
して回転角周波数ωr#を求め誘導電動機１の速度ωrの
検出としている。
【０００５】ここで、誘導電動機１の速度（回転角周波
数ωr）の推定について説明をする。 誘導電動機１の
電圧方程式は、電源角周波数（ω0）で回転する同期回
転座標系からの諸量を観測するａ−ｂ軸で表わすと、次
式（１）で与えられる。
数ωr）の推定について説明をする。 誘導電動機１の
電圧方程式は、電源角周波数（ω0）で回転する同期回
転座標系からの諸量を観測するａ−ｂ軸で表わすと、次
式（１）で与えられる。
【０００６】
【数２】
【０００７】但し、 ｖ1a，ｖ1b ‥‥ 同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁
軸電圧，１次トルク軸電圧(V) ｉ1a，ｉ1b ‥‥ 同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁
軸電流，１次トルク軸電流(A) λ2a，λ2b ‥‥ 同期回転座標（a-b軸）上の２次励磁
軸磁束，２次トルク軸磁束(Wb) ω0 ‥‥‥‥‥ 電源角周波数(rad/sec) ωr ‥‥‥‥‥ 電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ωs ‥‥‥‥‥ すべり角周波数(rad/sec) Ｒ1，Ｒ2 ‥‥‥ １次、２次抵抗(Ω) Ｌ1，Ｌ2 ‥‥‥ １次、２次インダクタンス(H) Ｍ ‥‥‥‥‥ 相互（励磁）インダクタンス(H) Ｌσ‥‥‥‥‥ 等価漏れインダクタンス(H)（Ｌσ ＝
(Ｌ1Ｌ2−Ｍ2)／Ｌ2） ｓ ‥‥‥‥‥ 時間微分子（d/dt） そして、電源角周波数（ω0）、電動機速度（ωr）、す
べり角周波数（ωs*）の関係、及びすべり角周波数（ω
s*）の算出は次式（２）で表わされる。 ω0 ＝ ωr ＋ ωs* ωs* ＝ ｉ1b*／（ｉ1a*・τ2）‥‥‥‥‥（２） 但し、τ2 ‥‥‥‥‥‥‥２次時定数（τ2 ＝Ｌ2／
Ｒ2） 添字(＊)‥‥‥‥‥指令値あるいは設定値を表わす。
いま、 ｉ1a* ＝ 一定 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ （３） とし、上記（１）式において、（２），（３）式の条件
のもとに同期回転座標系（ａ−ｂ軸）の１次電圧指令値
（ｖ1ａ*，ｖ2ｂ*）をデジタル電流制御器３の構成式で
ある下記（４）式で与えると、
軸電圧，１次トルク軸電圧(V) ｉ1a，ｉ1b ‥‥ 同期回転座標（a-b軸）上の１次励磁
軸電流，１次トルク軸電流(A) λ2a，λ2b ‥‥ 同期回転座標（a-b軸）上の２次励磁
軸磁束，２次トルク軸磁束(Wb) ω0 ‥‥‥‥‥ 電源角周波数(rad/sec) ωr ‥‥‥‥‥ 電動機速度（回転角周波数，rad/sec) ωs ‥‥‥‥‥ すべり角周波数(rad/sec) Ｒ1，Ｒ2 ‥‥‥ １次、２次抵抗(Ω) Ｌ1，Ｌ2 ‥‥‥ １次、２次インダクタンス(H) Ｍ ‥‥‥‥‥ 相互（励磁）インダクタンス(H) Ｌσ‥‥‥‥‥ 等価漏れインダクタンス(H)（Ｌσ ＝
(Ｌ1Ｌ2−Ｍ2)／Ｌ2） ｓ ‥‥‥‥‥ 時間微分子（d/dt） そして、電源角周波数（ω0）、電動機速度（ωr）、す
べり角周波数（ωs*）の関係、及びすべり角周波数（ω
s*）の算出は次式（２）で表わされる。 ω0 ＝ ωr ＋ ωs* ωs* ＝ ｉ1b*／（ｉ1a*・τ2）‥‥‥‥‥（２） 但し、τ2 ‥‥‥‥‥‥‥２次時定数（τ2 ＝Ｌ2／
Ｒ2） 添字(＊)‥‥‥‥‥指令値あるいは設定値を表わす。
いま、 ｉ1a* ＝ 一定 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ （３） とし、上記（１）式において、（２），（３）式の条件
のもとに同期回転座標系（ａ−ｂ軸）の１次電圧指令値
（ｖ1ａ*，ｖ2ｂ*）をデジタル電流制御器３の構成式で
ある下記（４）式で与えると、
【０００８】
【数３】
【０００９】同期回転座標（a-b軸）上の１次電流ｉ1は
その指令値ｉ1*（ｉ1a*，ｉ1b*）どおりの電流が流れ、
同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）
は、 λ2a ＝ Ｍｉ1a（一定） λ2b ＝ ０ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ （５） に保たれる。
その指令値ｉ1*（ｉ1a*，ｉ1b*）どおりの電流が流れ、
同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）
は、 λ2a ＝ Ｍｉ1a（一定） λ2b ＝ ０ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ （５） に保たれる。
【００１０】これにより、誘導電動機１のトルク（Ｔ）
は、
は、
【００１１】
【数４】
【００１２】となり、同期回転座標（a-b軸）上の２次
磁束λ2（λ2a，λ2b）と２次電流ｉ2（ｉ2a，ｉ2b）に
は無関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
磁束λ2（λ2a，λ2b）と２次電流ｉ2（ｉ2a，ｉ2b）に
は無関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
【００１３】ところで、上記（２）式から明らかなよう
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数ωs
が設定されていても電動機速度ωrが未知であるから、
電源角周波数ω0を決定することができないが、該電源
角周波数ω0で回転する同期回転座標（a-b軸）上の２次
磁束λ2（λ2a，λ2b）が上記（５）式を満足するよう
に、該電源角周波数ω0を制御することにより、同様
に、非干渉化制御のベクトル制御を実現することができ
る。すなわち、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2
のトルク軸成分（λ2b）を入力とする比例積分器７によ
り下記（７）式に基づき電動機実速度ωrを推定（ω
r#）し、上記（２）式（ω0 ＝ ωr# ＋ ωs*）により
電源角周波数ω0を求め、該電源角周波数ω0によりデジ
タル電流制御器３を制御することによって非干渉化制御
のベクトル制御を実現することができる。
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数ωs
が設定されていても電動機速度ωrが未知であるから、
電源角周波数ω0を決定することができないが、該電源
角周波数ω0で回転する同期回転座標（a-b軸）上の２次
磁束λ2（λ2a，λ2b）が上記（５）式を満足するよう
に、該電源角周波数ω0を制御することにより、同様
に、非干渉化制御のベクトル制御を実現することができ
る。すなわち、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2
のトルク軸成分（λ2b）を入力とする比例積分器７によ
り下記（７）式に基づき電動機実速度ωrを推定（ω
r#）し、上記（２）式（ω0 ＝ ωr# ＋ ωs*）により
電源角周波数ω0を求め、該電源角周波数ω0によりデジ
タル電流制御器３を制御することによって非干渉化制御
のベクトル制御を実現することができる。
【００１４】 ωr# ＝ Ｋrpλ2ｂ ＋ Ｋri∫λ2ｂ・dt ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（７） Ｋrp：比例定数 Ｋri：積分定数 添字 #：推定値
を表わす。そして、電動機実速度（ωr#）を求めるため
の上記（７）式における同期回転座標（a-b軸）上の２
次磁束λ2のトルク軸成分（λ2b）は、まず、電圧方程
式である上記（１）式の１，２行目を変形して次式
（８）とし、
を表わす。そして、電動機実速度（ωr#）を求めるため
の上記（７）式における同期回転座標（a-b軸）上の２
次磁束λ2のトルク軸成分（λ2b）は、まず、電圧方程
式である上記（１）式の１，２行目を変形して次式
（８）とし、
【００１５】
【数５】
【００１６】次式（９）に示すとおり
【００１７】
【数６】
【００１８】固定子座標（d-q軸）上の１次電流ｉ1（ｉ
1d，ｉ1q）、及び１次電圧ｖ1（ｖ1d，ｖ1q）から電動機
固定子に固定された固定子座標（d-q軸）の２次磁束λ2
（λ2d，λ2q）を求めることができる。
1d，ｉ1q）、及び１次電圧ｖ1（ｖ1d，ｖ1q）から電動機
固定子に固定された固定子座標（d-q軸）の２次磁束λ2
（λ2d，λ2q）を求めることができる。
【００１９】以上のように、速度センサを用いない場合
は、電動機実速度ωr#を推定するための固定子座標（d-
q軸）上の２次磁束λ2（λ2d，λ2q）の磁束演算（磁束
演算器４）には、１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）と
１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）を用い、上記
（９）式に示すよう１次電流検出値(ｉ1d，ｉ1q）のオ
フセット等を考慮して「一次遅れ」を用いて近似させて
いる。
は、電動機実速度ωr#を推定するための固定子座標（d-
q軸）上の２次磁束λ2（λ2d，λ2q）の磁束演算（磁束
演算器４）には、１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）と
１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）を用い、上記
（９）式に示すよう１次電流検出値(ｉ1d，ｉ1q）のオ
フセット等を考慮して「一次遅れ」を用いて近似させて
いる。
【００２０】以下、２次磁束演算器４を上記（９）式で
示すように「１次遅れ」で近似した従来の誘導電動機の
速度センサレスベクトル制御方式について説明する。図
３（制御システム構成）において、速度制御部（ＡＳ
Ｒ）は誘導電動機１の速度指令値ωr*と実速度推定値ω
r#との比較誤差信号を比例積分制御して同期回転座標(a
-b軸)上の１次トルク軸電流指令値ｉ1b#を得る速度制御
器６、及び同期回転座標(a-b軸)上の１次トルク軸電流
指令値ｉ1b#と１次励磁軸電流指令値ｉ1a*とからすべり
角周波数指令値ωs*を得るすべり算出器５から構成さ
れ、また、電流制御部（ＡＣＲ）はＰＷＭ制御インバー
タ２を制御して誘導電動機１の速度指令値ωr*に速度制
御するための同期回転座標(a-b軸)上の１次電圧指令値
ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）を得るデジタル電流制御器３で構
成されており、それら速度制御部（ＡＳＲ）と電流制御
部（ＡＣＲ）はそれぞれ異なる計算周期（サンプリング
周期）をもって制御されている。
示すように「１次遅れ」で近似した従来の誘導電動機の
速度センサレスベクトル制御方式について説明する。図
３（制御システム構成）において、速度制御部（ＡＳ
Ｒ）は誘導電動機１の速度指令値ωr*と実速度推定値ω
r#との比較誤差信号を比例積分制御して同期回転座標(a
-b軸)上の１次トルク軸電流指令値ｉ1b#を得る速度制御
器６、及び同期回転座標(a-b軸)上の１次トルク軸電流
指令値ｉ1b#と１次励磁軸電流指令値ｉ1a*とからすべり
角周波数指令値ωs*を得るすべり算出器５から構成さ
れ、また、電流制御部（ＡＣＲ）はＰＷＭ制御インバー
タ２を制御して誘導電動機１の速度指令値ωr*に速度制
御するための同期回転座標(a-b軸)上の１次電圧指令値
ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b*）を得るデジタル電流制御器３で構
成されており、それら速度制御部（ＡＳＲ）と電流制御
部（ＡＣＲ）はそれぞれ異なる計算周期（サンプリング
周期）をもって制御されている。
【００２１】図４は、電流制御部（ＡＣＲ）におけるデ
ジタル電流制御器３の内部構成を示すものであって、該
デジタル電流制御器３は誘導電動機１の電流非干渉化制
御を行なうための干渉補償手段（干渉補償項 ω0Ｌ1,ω
0Ｌσ）を含み、同期回転座標(a-b軸)上の１次励磁軸電
流指令値（ｉ1a*）と同検出値（ｉ1a），電動機１次ト
ルク軸電流指令値（ｉ1b*）と同検出値（ｉ1b）とを比
較制御して、それらが等しく（ｉ1a*＝ｉ1a，ｉ1b*＝ｉ
1b）なるようにＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期
回転座標(a-b軸)上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b
*）を演算するものである。
ジタル電流制御器３の内部構成を示すものであって、該
デジタル電流制御器３は誘導電動機１の電流非干渉化制
御を行なうための干渉補償手段（干渉補償項 ω0Ｌ1,ω
0Ｌσ）を含み、同期回転座標(a-b軸)上の１次励磁軸電
流指令値（ｉ1a*）と同検出値（ｉ1a），電動機１次ト
ルク軸電流指令値（ｉ1b*）と同検出値（ｉ1b）とを比
較制御して、それらが等しく（ｉ1a*＝ｉ1a，ｉ1b*＝ｉ
1b）なるようにＰＷＭ制御インバータ２を制御する同期
回転座標(a-b軸)上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1a*，ｖ1b
*）を演算するものである。
【００２２】そこで、図３（制御システム）における動
作を説明すると、いま、電動機速度指令（ωr*）を速度
制御部（ＡＳＲ）に与えると、前記速度指令値（ωr*）
と電動機実速度推定値（ωr#）とが比較され、その比較
誤差信号が速度制御器６により比例積分（ＰＩ）制御さ
れ、誘導電動機１の同期回転座標（a-b軸）上の１次電
流指令値ｉ1*のトルク軸成分である１次トルク軸電流指
令値（ｉ1b*）に変換される。次に、電流制御部（ＡＣ
Ｒ）におけるデジタル電流制御器３（図４、参照）にお
いて、ＰＷＭ制御インバータ２を制御する誘導電動機１
の同期回転座標（a-b軸）上の１次電圧指令値ｖ1（ｖ1a
*，ｖ1b*）が、前記１次電流指令値ｉ1*と１次電流検出
値ｉ1が等しく(ｉ1a*＝ｉ1a，ｉ1b*＝ｉ1b）なるよう
に、非干渉化制御を可能とする条件式である上記（４）
式を基に演算される。そして、該１次電圧指令値ｖ1*
（ｖ1a*，ｖ1b*）は、座標変換器９により固定子座標
（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）に
変換された後、２相−３相相数変換器１５により相数変
換されてＰＷＭ制御インバ−タ２の三相各相の出力電圧
制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換され該ＰＷＭ制御イ
ンバ−タ２の三相各相の出力電圧を制御する。その結
果、誘導電動機１は所望の上記速度設定値（ωr*）に応
じて速度制御される。
作を説明すると、いま、電動機速度指令（ωr*）を速度
制御部（ＡＳＲ）に与えると、前記速度指令値（ωr*）
と電動機実速度推定値（ωr#）とが比較され、その比較
誤差信号が速度制御器６により比例積分（ＰＩ）制御さ
れ、誘導電動機１の同期回転座標（a-b軸）上の１次電
流指令値ｉ1*のトルク軸成分である１次トルク軸電流指
令値（ｉ1b*）に変換される。次に、電流制御部（ＡＣ
Ｒ）におけるデジタル電流制御器３（図４、参照）にお
いて、ＰＷＭ制御インバータ２を制御する誘導電動機１
の同期回転座標（a-b軸）上の１次電圧指令値ｖ1（ｖ1a
*，ｖ1b*）が、前記１次電流指令値ｉ1*と１次電流検出
値ｉ1が等しく(ｉ1a*＝ｉ1a，ｉ1b*＝ｉ1b）なるよう
に、非干渉化制御を可能とする条件式である上記（４）
式を基に演算される。そして、該１次電圧指令値ｖ1*
（ｖ1a*，ｖ1b*）は、座標変換器９により固定子座標
（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）に
変換された後、２相−３相相数変換器１５により相数変
換されてＰＷＭ制御インバ−タ２の三相各相の出力電圧
制御指令電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換され該ＰＷＭ制御イ
ンバ−タ２の三相各相の出力電圧を制御する。その結
果、誘導電動機１は所望の上記速度設定値（ωr*）に応
じて速度制御される。
【００２３】また、電源角周波数ω0で回転する同期回
転座標（a-b軸）と誘導電動機１の固定子に固定された
固定子座標（d-q軸）との間の変換を行なう座標変換器
８，９，１０に使用される単位ベクトル（Ｓinθ0，Ｃo
sθ0）を作り出すための位相角θ0（θ0＝ω0ｔ）は、
すべり算出器５により上記（２）式に示すように、同期
回転座標（a-b軸）上の１次励磁電流ｉ1a、１次トルク
電流ｉ1b及び誘導電動機１の２次時定数τ2（＝Ｌ2／Ｒ
2）によって求められるすべり角周波数指令値（ωs#）
と、「１次遅れ」で近似されている磁束演算器４の演算
出力である２次磁束λ2により上記（７）式により求め
られる電動機実速度推定値（ωr#）とから得られる電源
角周波数（ω0）を積分器１１で積分することによって
求めることができる。
転座標（a-b軸）と誘導電動機１の固定子に固定された
固定子座標（d-q軸）との間の変換を行なう座標変換器
８，９，１０に使用される単位ベクトル（Ｓinθ0，Ｃo
sθ0）を作り出すための位相角θ0（θ0＝ω0ｔ）は、
すべり算出器５により上記（２）式に示すように、同期
回転座標（a-b軸）上の１次励磁電流ｉ1a、１次トルク
電流ｉ1b及び誘導電動機１の２次時定数τ2（＝Ｌ2／Ｒ
2）によって求められるすべり角周波数指令値（ωs#）
と、「１次遅れ」で近似されている磁束演算器４の演算
出力である２次磁束λ2により上記（７）式により求め
られる電動機実速度推定値（ωr#）とから得られる電源
角周波数（ω0）を積分器１１で積分することによって
求めることができる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
速度センサレスベクトル制御方式は、磁束演算器４を
「１次遅れ」で近似しているため、誘導電動機１の低速
度域においては磁束演算器４における積分演算を正確に
行なうことができず、同期回転座標（a-b軸）上の２次
磁束λ2（λ2a,λ2b）の推定、すなわち電動機実速度の
推定値（ωr#）に誤差が生じてしまい電動機１をその速
度指令値（ωr*）に一致した速度に制御することができ
ないという問題がある。
速度センサレスベクトル制御方式は、磁束演算器４を
「１次遅れ」で近似しているため、誘導電動機１の低速
度域においては磁束演算器４における積分演算を正確に
行なうことができず、同期回転座標（a-b軸）上の２次
磁束λ2（λ2a,λ2b）の推定、すなわち電動機実速度の
推定値（ωr#）に誤差が生じてしまい電動機１をその速
度指令値（ωr*）に一致した速度に制御することができ
ないという問題がある。
【００２５】本発明は、誘導電動機の速度を正確に推定
する推定部を有する速度センサレスベクトル制御方式を
提供するものである。
する推定部を有する速度センサレスベクトル制御方式を
提供するものである。
【００２６】
【課題を解決するための手段、作用】本発明は、上記課
題を解決するために、誘導電動機をベクトル制御する無
センサベクトル制御方式において、前記誘導電動機の速
度（ωr）を推定するための２次磁束を推定するため
に、非干渉化制御のベクトル制御を行なう電流制御部
（ＡＣＲ）におけるデジタル電流制御器３の出力である
固定子座標（d-q軸）上の二相１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1
d*，ｖ1q*）と、１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）、及
び誘導電動機の実速度推定値（ωr#）を入力とする最小
次元磁束オブザーバにより同期回転座標上の２次磁束λ
2（λ2a，λ2b）を推定し、該２次磁束推定値λ2#のト
ルク軸成分（λ2b#）を用いて誘導電動機の速度（ωr）
を推定するものである。なお、添字「#」 は推定値を表わ
す。
題を解決するために、誘導電動機をベクトル制御する無
センサベクトル制御方式において、前記誘導電動機の速
度（ωr）を推定するための２次磁束を推定するため
に、非干渉化制御のベクトル制御を行なう電流制御部
（ＡＣＲ）におけるデジタル電流制御器３の出力である
固定子座標（d-q軸）上の二相１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1
d*，ｖ1q*）と、１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）、及
び誘導電動機の実速度推定値（ωr#）を入力とする最小
次元磁束オブザーバにより同期回転座標上の２次磁束λ
2（λ2a，λ2b）を推定し、該２次磁束推定値λ2#のト
ルク軸成分（λ2b#）を用いて誘導電動機の速度（ωr）
を推定するものである。なお、添字「#」 は推定値を表わ
す。
【００２７】ここで、本発明における最小次元磁束オブ
ザーバについて説明をする。
ザーバについて説明をする。
【００２８】誘導電動機の状態方程式は、固定子座標
（d-q軸）から諸量を観察すると次式（10）で与えられ
る。
（d-q軸）から諸量を観察すると次式（10）で与えられ
る。
【００２９】
【数７】
【００３０】但し、
【００３１】
【数８】
【００３２】 ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）：固定子座標（d-q軸）上の１次電流
(A) λ2（λ2d，λ2q）：固定子座標（d-q軸）上の２次磁束
(wd) ｖ1（ｖ1d，ｖ1q）：固定子座標（d-q軸）上の１次電圧
(v) Ｒ1，Ｒ2 ：１次、２次抵抗(Ω) Ｌ1，Ｌ2 ：１次、２次インダクタンス(H) Ｍ ：相互（励磁）インダクタンス(H) Ｌσ ：等価漏れインダクタンス(H) ｓ ：時間微分子（d/dt） また、出力方程式は、次式（11）となる。
(A) λ2（λ2d，λ2q）：固定子座標（d-q軸）上の２次磁束
(wd) ｖ1（ｖ1d，ｖ1q）：固定子座標（d-q軸）上の１次電圧
(v) Ｒ1，Ｒ2 ：１次、２次抵抗(Ω) Ｌ1，Ｌ2 ：１次、２次インダクタンス(H) Ｍ ：相互（励磁）インダクタンス(H) Ｌσ ：等価漏れインダクタンス(H) ｓ ：時間微分子（d/dt） また、出力方程式は、次式（11）となる。
【００３３】
【数９】
【００３４】この（11）式により、固定子座標（d-q
軸）上の１次電流ｉ1は直接観測することができるの
で、固定子座標（d-q軸）の２次磁束λ2のみをオブザー
バによって推定すると、該２次磁束λ2の推定値を「λ2
#」として、オブザーバは次式で構成される。
軸）上の１次電流ｉ1は直接観測することができるの
で、固定子座標（d-q軸）の２次磁束λ2のみをオブザー
バによって推定すると、該２次磁束λ2の推定値を「λ2
#」として、オブザーバは次式で構成される。
【００３５】 sλ2#＝Ａ21ｉ1 ＋Ａ22λ2# ＋Ｇ［sｉ1−（Ａ11ｉ1＋Ａ12λ2#＋Ｂ1ｖ1）］‥‥‥（12） 但し、オブザーバゲイン(Ｇ)は、誘導電動機の実速度推
定値(ωr#)により調整される。 更に、上式（12）を変
形して次式（13）を得る。
定値(ωr#)により調整される。 更に、上式（12）を変
形して次式（13）を得る。
【００３６】 sλ2#＝（Ａ22−ＧＡ12）λ2# ＋（Ａ21−ＧＡ11）ｉ1 −ＧＢ1ｖ1 ＋Ｇsｉ1 ‥‥‥‥（13） 但し、ｓ：時間微分子（d/dt） そして、（13）式からなる方程式をブロック図で表わす
と図５構成図のとおりとなり、これが最小次元磁束オブ
ザーバの構成となる。
と図５構成図のとおりとなり、これが最小次元磁束オブ
ザーバの構成となる。
【００３７】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明をする。
【００３８】図１，２は、いずれも本発明の一実施例で
ある制御システムの構成を示すものである。図１，２に
示す制御システムの構成のうち、図３に示す従来の制御
システムの構成と同一部分は、その動作においても同一
であるのでその説明を省略する。
ある制御システムの構成を示すものである。図１，２に
示す制御システムの構成のうち、図３に示す従来の制御
システムの構成と同一部分は、その動作においても同一
であるのでその説明を省略する。
【００３９】［実施例１］‥図１、参照 誘導電動機１をＰＷＭ制御インバータ２により制御する
とき、電流非干渉化制御のベクトル制御成立時には、
（５）,（６）式から明らかなように、同期回転座標（a
-b軸）上の２次磁束λ2のトルク軸成分（λ2b）は零と
なる。
とき、電流非干渉化制御のベクトル制御成立時には、
（５）,（６）式から明らかなように、同期回転座標（a
-b軸）上の２次磁束λ2のトルク軸成分（λ2b）は零と
なる。
【００４０】したがって、電流非干渉化制御のベクトル
制御を成立させるためには、上記（７）式に基づいて同
期回転座標(a-b軸)上の２次磁束トルク軸成分（λ2b）
を演算し、該２次磁束トルク軸成分（λ2b）が零になる
ように電動機実速度値（ωr）を推定すればよいが、上
記（７）式から明らかなように、電動機実速度推定値
（ωr#）は前記２次磁束トルク軸成分（λ2b）を比例積
分（ＰＩ）して求めるものであるから、電動機実速度推
定値（ωr#）を実速度値（ωr）と等しくするためには
上記２次磁束トルク軸成分（λ2b）が正確なものでなけ
ればならない。
制御を成立させるためには、上記（７）式に基づいて同
期回転座標(a-b軸)上の２次磁束トルク軸成分（λ2b）
を演算し、該２次磁束トルク軸成分（λ2b）が零になる
ように電動機実速度値（ωr）を推定すればよいが、上
記（７）式から明らかなように、電動機実速度推定値
（ωr#）は前記２次磁束トルク軸成分（λ2b）を比例積
分（ＰＩ）して求めるものであるから、電動機実速度推
定値（ωr#）を実速度値（ωr）と等しくするためには
上記２次磁束トルク軸成分（λ2b）が正確なものでなけ
ればならない。
【００４１】本実施例においては、図５に示す「最小次
元磁束オブザーバ」、すなわち、誘導電動機１の固定子
座標（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q
*）と１次電流検出器ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）及び電動機実速
度推定値（ωr#）を入力とする「最小次元磁束オブザー
バ」を用い、該最小次元オブザーバ４により固定子座標
（d-q軸）上の２次磁束λ2#（λ2d#，λ2q#）を推定
し、座標変換（１０）をした後の同期回転座標（a-b
軸）上の２次磁束トルク軸成分（λ2b）を上記（７）式
に代入して電動機実速度値（ωr）を推定するものであ
る。
元磁束オブザーバ」、すなわち、誘導電動機１の固定子
座標（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q
*）と１次電流検出器ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）及び電動機実速
度推定値（ωr#）を入力とする「最小次元磁束オブザー
バ」を用い、該最小次元オブザーバ４により固定子座標
（d-q軸）上の２次磁束λ2#（λ2d#，λ2q#）を推定
し、座標変換（１０）をした後の同期回転座標（a-b
軸）上の２次磁束トルク軸成分（λ2b）を上記（７）式
に代入して電動機実速度値（ωr）を推定するものであ
る。
【００４２】［実施例２］‥図２、参照 誘導電動機１の電圧方程式は、電源角周波数（ω0）で
回転する同期回転座標（a-b軸）から諸量を観測する
と、上記（１）式で与えられる。
回転する同期回転座標（a-b軸）から諸量を観測する
と、上記（１）式で与えられる。
【００４３】また、誘導電動機１のすべり角周波数（ω
s），電源角周波数（ω0）及び誘導電動機１の実速度
（ωr）との関係は、上記（２）式のとおりである。
s），電源角周波数（ω0）及び誘導電動機１の実速度
（ωr）との関係は、上記（２）式のとおりである。
【００４４】そして、上記(１)式の下側二式及び上記
(２)式から、すべり角周波数(ωs)を求めると、次式
となる。
(２)式から、すべり角周波数(ωs)を求めると、次式
となる。
【００４５】
【数１０】
【００４６】但し、ｓ：時間微分子を表わす。この式
から明らかなように、誘導電動機１の同期回転座標（a-
b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）と、それらの微分
値（sλ2a，sλ2b）及び同座標（a-b軸）上の１次電流
ｉ1(ｉ1a，ｉ1b)が既知であれば、すべり角周波数(ωs)
が求められる。
から明らかなように、誘導電動機１の同期回転座標（a-
b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）と、それらの微分
値（sλ2a，sλ2b）及び同座標（a-b軸）上の１次電流
ｉ1(ｉ1a，ｉ1b)が既知であれば、すべり角周波数(ωs)
が求められる。
【００４７】そして、すべり角周波数（ωs）が求めら
れれば、上記（２）式に基づき電源角周波数（ω0）か
らすべり角周波数（ωs）を減算することにより誘導電
動機１の実速度値（ωr）を求めることができる。
れれば、上記（２）式に基づき電源角周波数（ω0）か
らすべり角周波数（ωs）を減算することにより誘導電
動機１の実速度値（ωr）を求めることができる。
【００４８】しかしながら、上記式によって、すべり
角周波数(ωs)を求めるためには、検出することができ
ない誘導電動機１の同期回転座標（a-b軸）上の２次磁
束λ2（λ2a，λ2b）を知らなければならない。
角周波数(ωs)を求めるためには、検出することができ
ない誘導電動機１の同期回転座標（a-b軸）上の２次磁
束λ2（λ2a，λ2b）を知らなければならない。
【００４９】本実施例においては、先に説明をした「最
小次元磁束オブザーバ」、すなわち、誘導電動機１の固
定子座標（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*(ｖ1d*，ｖ1
q*）と１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）、及び電動機
実速度推定値（ωr#）を入力とする「最小次元磁束オブ
ザーバ４」を用い、該最小次元磁束オブザーバ４により
誘導電動機１の固定子座標（d-q軸）上の２次磁束λ
2（λ2d，λ2q）を推定し、座標変換（１０）して同期
回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）とそ
の微分値sλ2（sλ2a，sλ2b）を得るものである。
小次元磁束オブザーバ」、すなわち、誘導電動機１の固
定子座標（d-q軸）上の１次電圧指令値ｖ1*(ｖ1d*，ｖ1
q*）と１次電流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）、及び電動機
実速度推定値（ωr#）を入力とする「最小次元磁束オブ
ザーバ４」を用い、該最小次元磁束オブザーバ４により
誘導電動機１の固定子座標（d-q軸）上の２次磁束λ
2（λ2d，λ2q）を推定し、座標変換（１０）して同期
回転座標（a-b軸）上の２次磁束λ2（λ2a，λ2b）とそ
の微分値sλ2（sλ2a，sλ2b）を得るものである。
【００５０】なお、前記２次磁束微分値sλ2（sλ2a ，
sλ2b）は、微分器７において、下記式に示すよう
に、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束推定値λ2#
（λ2a#，λ2b#）の今回値から前回値を減算して電流制
御部（ＡＣＲ）の計算周期であるサンプリング時間Ｔs
で除算することによって求めることができる。
sλ2b）は、微分器７において、下記式に示すよう
に、同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束推定値λ2#
（λ2a#，λ2b#）の今回値から前回値を減算して電流制
御部（ＡＣＲ）の計算周期であるサンプリング時間Ｔs
で除算することによって求めることができる。
【００５１】 sλ2# ＝ ［λ2#(n)−λ2#(n-1)］／Ｔs ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥ これら、推定した同期回転座標（a-b軸）上の２次磁束
推定値（λ2#）とその微分値（sλ2#）、及び同期回転
座標（a-b軸）上の１次電流検出値ｉ1（ｉ1a，ｉ1b）を
すべり算出器１６において上記式に示すように、すべ
り角周波数（ωs）の推定値ωs#を算出し、そのときの
電源角周波数ω0からすべり角周波数推定値（ωs#）を
減算して電動機実速度（ωr）を推定するものである。
推定値（λ2#）とその微分値（sλ2#）、及び同期回転
座標（a-b軸）上の１次電流検出値ｉ1（ｉ1a，ｉ1b）を
すべり算出器１６において上記式に示すように、すべ
り角周波数（ωs）の推定値ωs#を算出し、そのときの
電源角周波数ω0からすべり角周波数推定値（ωs#）を
減算して電動機実速度（ωr）を推定するものである。
【００５２】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、速度セ
ンサを使用しないで誘導電動機の実速度を推定するため
に、検出ができない誘導電動機の２次磁束を推定する磁
束オブザーバとして、誘導電動機１の固定子座標（d-q
軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）と１次電
流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）、及び電動機実速度推定値
（ωr#）を入力とし、上記（13）式で表わされる「最小
次元磁束オブザーバ」を使用することにより、たとい２
次磁束推定値に初期誤差を有していても２次磁束推定値
は正しい値に収束するので、該２次磁束推定値から得ら
れる誘導電動機の実速度推定値は、常に、実速度（真
値）を推定することができる。
ンサを使用しないで誘導電動機の実速度を推定するため
に、検出ができない誘導電動機の２次磁束を推定する磁
束オブザーバとして、誘導電動機１の固定子座標（d-q
軸）上の１次電圧指令値ｖ1*（ｖ1d*，ｖ1q*）と１次電
流検出値ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）、及び電動機実速度推定値
（ωr#）を入力とし、上記（13）式で表わされる「最小
次元磁束オブザーバ」を使用することにより、たとい２
次磁束推定値に初期誤差を有していても２次磁束推定値
は正しい値に収束するので、該２次磁束推定値から得ら
れる誘導電動機の実速度推定値は、常に、実速度（真
値）を推定することができる。
【図１】 本発明の実施例である制御システムの構成図
【図２】 本発明の他の実施例である制御システムの構
成図
成図
【図３】 従来の制御システムの構成図
【図４】 制御システムにおけるデジタル電流制御器の
ブロック図
ブロック図
【図５】 最小次元磁束オブザーバの構成図
１ ： 誘導電動機 ２ ： ＰＷＭ制御インバータ ３ ： デジタル電流制御器 ４ ： 磁束演算器，最小次元磁束オブザーバ ５ ： すべり算出器 ６ ： 速度制御器 ７ ： 比例積分器 ω0： 電源角周波数 ωr： 電動機実速度（回転角速度） ωs： 電動機すべり角周波数
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年１月６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
Claims (3)
- 【請求項１】 誘導電動機(１)の速度指令値(ωr*)と実
速度推定値(ωr#)とを比較した比較誤差信号に基づいて
速度制御を行ない該誘導電動機の同期回転座標上の１次
トルク軸電流指令値(ｉ1b*)を得る速度制御器(６)と、 前記誘導電動機(１)の同期回転座標上の１次励磁軸電流
指令値(ｉ1a*)と前記１次トルク軸電流指令値(ｉ1b*)、
１次励磁軸電流検出値(ｉ1d)と１次トルク軸電流検出値
(ｉ1q)及び電源角周波数(ω0)を入力し該誘導電動機の
電流非干渉化制御を行ない同期回転座標上の１次励磁軸
電圧指令値(ｖ1a*)と前記１次トルク軸電圧指令値(ｖ1b
*)を出力するデジタル電流制御器(３)と、 前記デジタル電流制御器(３)の出力である同期回転座標
上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1a*)と１次トルク軸電圧
指令値(ｖ1b*)を座標変換した誘導電動機の固定子座標
上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1d*)と１次トルク軸電圧
指令値(ｖ1q*)により誘導電動機を速度制御する電力変
換器(２)と、 前記誘導電動機(１)の固定子座標上の１次励磁軸電流検
出値(ｉ1d)と１次トルク軸電流検出値(ｉ1q)、固定子座
標上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1d*）と１次トルク軸電
圧指令値(ｖ1q*)、及び実速度推定値(ωr#）をそれぞれ
入力し誘導電動機(１)の固定子座標上の２次磁束(λ2)
を推定する最小次元磁束オブザーバ(４)と、 前記最小次元磁束オブザーバ(４)の出力である誘導電動
機(１)の固定子座標上の２次磁束推定値(λ2#)を座標変
換した誘導電動機(１)の同期回転座標上の２次トルク軸
磁束推定値(λ2b#)を比例積分制御して前記実速度推定
値(ωr#）を得る比例積分器(７)と、 を備えることを特徴とした誘導電動機の速度センサレス
ベクトル制御方式。 - 【請求項２】 誘導電動機(１)の速度指令値(ωr*)と実
速度推定値（ωr#）とを比較した比較誤差信号に基づい
て速度制御を行ない該誘導電動機の同期回転座標上の１
次トルク軸電流指令値(ｉ1b*)を得る速度制御器(６)
と、 前記誘導電動機(１)の同期回転座標上の１次励磁軸電流
指令値(ｉ1a*）と１次トルク軸電流指令値(ｉ1b*)、及
び電源角周波数(ω0)を入力し該誘導電動機の電流非干
渉化制御を行ない同期回転座標上の１次励磁軸電圧指令
値(ｖ1a*）と１次トルク軸電圧指令値(ｖ1b*)を出力す
るデジタル電流制御器(３)と、 前記デジタル電流制御器(３)の出力である前記同期回転
座標上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1a*)と１次トルク軸
電圧指令値(ｖ1b*)を座標変換した誘導電動機の固定子
座標上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1d*)と１次トルク軸
電圧指令値(ｖ1q*)により電力制御を行ない誘導電動機
(１)を速度制御する電力変換器(２)と、 前記誘導電動機(１)の固定子座標上の１次励磁軸電流検
出値(ｉ1d)と１次トルク軸電流検出値(ｉ1q)、固定子座
標上の１次励磁軸電圧指令値(ｖ1d*）と１次トルク軸電
圧指令値(ｖ1q*)、及び実速度推定値(ωr#）をそれぞれ
入力し誘導電動機(１)の固定子座標上の２次磁束(λ2)
を推定する最小次元磁束オブザーバ(４)と、 前記最小次元磁束オブザーバ(４)の出力である誘導電動
機(１)の固定子座標上の２次磁束推定値(λ2#)を座標変
換した誘導電動機(１)の同期回転座標上の２次磁束(λ2
#)を微分制御して誘導電動機(１)の同期回転座標軸上の
２次磁束推定微分値(sλ2#)を得る微分器(７)と、 前記同期回転座標上の２次磁束推定値(λ2#)と前記微分
器(７)の出力である２次磁束微分推定値(sλ2#)、及び
誘導電動機(１)の同期回転座標上の１次電流検出値
(ｉ1)を入力とし該電動機のすべり角周波数(ωs)を算出
するすべり算出器（16）と、 前記すべり角周波数(ωs)と電源角周波数(ω0)とを加算
して実速度推定値(ωr#)を得る加算器とを備えることを
特徴とした誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方
式。 - 【請求項３】 前記最小次元磁束オブザーバ(４)は、実
速度推定値(ωr#)により制御されるオブザーバゲイン
(Ｇ)を含む次の構成式からなることを特徴とした請求項
１，２記載の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御
方式。 sλ2#＝（Ａ22−ＧＡ12）λ2# ＋（Ａ21−ＧＡ11）ｉ1 −ＧＢ1ｖ1 ＋Ｇsｉ1 但し、 【数１】 ｉ1（ｉ1d，ｉ1q）：固定子座標（d-q軸）上の１次電流
(A) λ2（λ2d，λ2q）：固定子座標（d-q軸）上の２次磁束
(wd) ｖ1（ｖ1d，ｖ1q）：固定子座標（d-q軸）上の１次電圧
(v) Ｒ1，Ｒ2 ：１次、２次抵抗(Ω) Ｌ1，Ｌ2 ：１次、２次インダクタンス(H) Ｍ ：相互（励磁）インダクタンス(H) Ｌσ ：等価漏れインダクタンス(H) ｓ ：時間微分子（d/dt） Ｇ ：オブザ−バゲイン 添字 # ：推定値を表わす。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5266107A JPH07123799A (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5266107A JPH07123799A (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07123799A true JPH07123799A (ja) | 1995-05-12 |
Family
ID=17426420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5266107A Pending JPH07123799A (ja) | 1993-10-25 | 1993-10-25 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123799A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002041486A1 (fr) * | 2000-11-20 | 2002-05-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Procede de controle d'un moteur a induction |
| JP2002330600A (ja) * | 2001-04-27 | 2002-11-15 | Fuji Electric Co Ltd | 速度センサを持たない誘導モータドライブの制御システム、オブザーバ及び制御方法 |
| KR20040000161A (ko) * | 2002-06-24 | 2004-01-03 | 학교법인 포항공과대학교 | 유도모터의 고정자 자속 추정 장치 및 그 방법 |
| KR100421373B1 (ko) * | 2001-06-20 | 2004-03-06 | 엘지전자 주식회사 | 동기 릴럭턴스 모터의 회전 속도 제어장치 |
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| JP2019088077A (ja) * | 2017-11-06 | 2019-06-06 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | 誘導電動機のオブザーバ制御装置 |
-
1993
- 1993-10-25 JP JP5266107A patent/JPH07123799A/ja active Pending
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|---|---|---|---|---|
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