JPH06319285A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH06319285A JPH06319285A JP5104156A JP10415693A JPH06319285A JP H06319285 A JPH06319285 A JP H06319285A JP 5104156 A JP5104156 A JP 5104156A JP 10415693 A JP10415693 A JP 10415693A JP H06319285 A JPH06319285 A JP H06319285A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ３相電圧指令を３相／２相変換して得た誘導
電動機の１次電圧と１次電圧指令の偏差分が零となるよ
うにすべり周波数を補償することにより制御性能に秀れ
た誘導電動機のベクトル制御装置を得る。 【構成】 誘導電動機１の３相電圧指令ｅu，ｅv，ｅw
を３相／２相回転座標変換部１７により１次電圧ｖ
1d（ｖ1q）を検出するとともに、電圧指令演算部１６に
より１次電圧指令ｉ1q＊と励磁指令（λ2d＊／Ｍ＊）を
基に演算して１次電圧指令ｖ1d＊（ｖ1q＊）を得、これ
らの１次電圧指令と１次電圧の偏差分Δｖ1d（Δｖ1q）
を基にすべり角周波数の変動分Δωsが零となるように
制御して２次抵抗補償する。
電動機の１次電圧と１次電圧指令の偏差分が零となるよ
うにすべり周波数を補償することにより制御性能に秀れ
た誘導電動機のベクトル制御装置を得る。 【構成】 誘導電動機１の３相電圧指令ｅu，ｅv，ｅw
を３相／２相回転座標変換部１７により１次電圧ｖ
1d（ｖ1q）を検出するとともに、電圧指令演算部１６に
より１次電圧指令ｉ1q＊と励磁指令（λ2d＊／Ｍ＊）を
基に演算して１次電圧指令ｖ1d＊（ｖ1q＊）を得、これ
らの１次電圧指令と１次電圧の偏差分Δｖ1d（Δｖ1q）
を基にすべり角周波数の変動分Δωsが零となるように
制御して２次抵抗補償する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機の制御装置に
係り、特にすべり周期数制御方式による誘導電動機のベ
クトル制御における二次抵抗補償に関するものである。
係り、特にすべり周期数制御方式による誘導電動機のベ
クトル制御における二次抵抗補償に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】制御電流源ベクトル制御は、ベクトル制
御演算が容易であり、また電流制御系を三相電流フィー
ドバックによるアナログ回路で構成することから現在広
く用いられている。このベクトル制御は、３相誘導電動
機の場合二軸法を用いたベクトル制御条件と２次抵抗変
化時の２次磁束と１次電圧変化分を用いて演算制御する
ものである。
御演算が容易であり、また電流制御系を三相電流フィー
ドバックによるアナログ回路で構成することから現在広
く用いられている。このベクトル制御は、３相誘導電動
機の場合二軸法を用いたベクトル制御条件と２次抵抗変
化時の２次磁束と１次電圧変化分を用いて演算制御する
ものである。
【０００３】１．直交２軸ｄ，ｑの座標系（ｄ−ｑ）軸
でのベクトル制御条件 電源角周波数ω0と同一速度で回転するｄ−ｑ座標上で
の二次磁束を用いて表した電圧方程式は次式で表すこと
ができる。
でのベクトル制御条件 電源角周波数ω0と同一速度で回転するｄ−ｑ座標上で
の二次磁束を用いて表した電圧方程式は次式で表すこと
ができる。
【０００４】
【数１】
【０００５】ただしωs＝ω−ωr Ｌσ＝（Ｌ1Ｌ2−Ｍ
2）／Ｌ2である。
2）／Ｌ2である。
【０００６】ここでｖ1d，ｖ1qは夫々１次電圧のｄ，ｑ
軸成分、ｉ1d，ｉ1qは夫々１次電流のｄ，ｑ軸成分、λ
2d，λ2qは夫々２次磁束のｄ，ｑ軸成分、Ｒ1，Ｒ2は夫
々１次，２次抵抗、Ｌ1，Ｌ2，Ｍは夫々１次，２次，励
磁インダクタンス、ω，ωr，ωsは夫々１次電源角速
度、回転子角速度、すべり角速度、Ｐはｄ／ｄｔを表す
ものである。
軸成分、ｉ1d，ｉ1qは夫々１次電流のｄ，ｑ軸成分、λ
2d，λ2qは夫々２次磁束のｄ，ｑ軸成分、Ｒ1，Ｒ2は夫
々１次，２次抵抗、Ｌ1，Ｌ2，Ｍは夫々１次，２次，励
磁インダクタンス、ω，ωr，ωsは夫々１次電源角速
度、回転子角速度、すべり角速度、Ｐはｄ／ｄｔを表す
ものである。
【０００７】また、二次磁束は次の関係がある。
【０００８】
【数２】λ2d＝Ｍｉ1d＋Ｌ2ｉ2d λ2q＝Ｍｉ1q＋Ｌ2ｉ2q ………（２） いま、ｄ軸を二次磁束上にとればλ２ｑ＝０となる。こ
のとき、λ2d＝一定、ｉ2d＝０、ｉ2q＝ｉ2となり、直
流機と同様なトルクと磁束の直交制御が可能となる。
のとき、λ2d＝一定、ｉ2d＝０、ｉ2q＝ｉ2となり、直
流機と同様なトルクと磁束の直交制御が可能となる。
【０００９】定常状態では、ベクトル制御条件によりｉ
2d＝０よりλ2d＝Ｍi1dとなる。また、λ2q＝０よりｉ
1q＝−Ｌ2／Ｍｉ2qとなり、ｉ1qはトルク電流に比例す
る。
2d＝０よりλ2d＝Ｍi1dとなる。また、λ2q＝０よりｉ
1q＝−Ｌ2／Ｍｉ2qとなり、ｉ1qはトルク電流に比例す
る。
【００１０】次に、（１）式４行目よりすべり周波数の
条件を求める。
条件を求める。
【００１１】
【数３】
【００１２】
【数４】
【００１３】界磁制御を行うときのλ2dとｉ1dの関係を
求めると次のようになる。（１）式３行目より次式の関
係が得られる。
求めると次のようになる。（１）式３行目より次式の関
係が得られる。
【００１４】
【数５】
【００１５】
【数６】
【００１６】（６）式より、界磁制御時には、一次電流
のｄ軸成分ｉ1dは２次磁束のｄ軸成分λ2dの変化に対し
て一次進みで制御されることが分かる。つまり、界磁指
令λ2d＊が変化しているときはλ2d＝Ｍｉ1dは成立しな
いことになる。そのため、λ2d／Ｍとｉ1dは区別して使
用する必要がある。ただし、界磁制御領域でも、λ2d＊
一定の定常状態ではλ2d＝Ｍｉ1dとして扱ってよい。
のｄ軸成分ｉ1dは２次磁束のｄ軸成分λ2dの変化に対し
て一次進みで制御されることが分かる。つまり、界磁指
令λ2d＊が変化しているときはλ2d＝Ｍｉ1dは成立しな
いことになる。そのため、λ2d／Ｍとｉ1dは区別して使
用する必要がある。ただし、界磁制御領域でも、λ2d＊
一定の定常状態ではλ2d＝Ｍｉ1dとして扱ってよい。
【００１７】定常状態ではωsは次のように表すことが
できる。
できる。
【００１８】
【数７】
【００１９】２．ｄ−ｑ軸での理想電圧 （１）式の１，２行目より次式が得られる。
【００２０】
【数８】
【００２１】ベクトル制御成立時はλ2q＝０となり、そ
して、電流制御が理想的に実行されているとするとｉ1d
＝ｉ1d＊，ｉ1q＝ｉ1q＊となる。また、Ｐの付いている
項は無視して考えると次のようになる。
して、電流制御が理想的に実行されているとするとｉ1d
＝ｉ1d＊，ｉ1q＝ｉ1q＊となる。また、Ｐの付いている
項は無視して考えると次のようになる。
【００２２】
【数９】
【００２３】
【数１０】
【００２４】
【数１１】
【００２５】定常状態ではλ2d＊＝Ｍi1d＊となるため
ｖ1q＊は次のようになる。
ｖ1q＊は次のようになる。
【００２６】
【数１２】
【００２７】以上より、界磁制御を行うときはｖ1q＊は
ｉ1d＊とλ2d＊／Ｍの項に分けて演算する必要があるこ
とが分かる。
ｉ1d＊とλ2d＊／Ｍの項に分けて演算する必要があるこ
とが分かる。
【００２８】図３はベクトル制御を行うための従来の回
路構成を示す図である。目標値を＊を付して表すと、回
転子の角速度の目標値である速度指令値ωr＊と誘導電
動機１の速度（回転子の角速度）検出値ωrとの偏差分
を突き合わせ回路４ａで取り出し、速度アンプ５を介し
て１次電流のｑ軸成分の目標値ｉ1q＊を得、この値と励
磁指令である１次電流のｄ軸成分の目標値ｉ1d＊とにも
とづいてスカラー量演算部６でｉ1d＊，ｉ1q＊の合成ベ
クトルのスカラー量Ｉ1を求める。一方ｉ1d＊とｉ1q＊
とにもとづいて位相演算部７にて前記合成ベクトルのｄ
軸に対する角度φ即ち位相を演算すると共に、すべり角
速度演算部８にて（７）式の演算を実行してすべり角速
度ωsを求める。そして突き合わせ回路４ｂで速度検出
値ωrとωsとを加算して１次電源角速度ωを求め、φと
ωとにもとづいて正弦波発生回路９よりｓｉｎ（ωt＋
φ）、ｓｉｎ（ωt＋φ−２／３π）、ｓｉｎ（ωt＋φ
−４／３π）で夫々表される３つの正弦波を出力し、前
記スカラー量Ｉ1とこれら正弦波とにもとづきＤ／Ａ
（デジタル／アナログ）変換器１０にて３相電源例えば
ＰＷＭインバータの各相の電流指令値ｉu＊、ｉv＊、ｉ
w＊を求める。これら電流指令値は突き合わせ回路４ｃ
で電流検出値ｉu，ｉv，ｉwと突き合わされ、その偏差
分がアンプ１１を介してコンパレータ１２に導かれ、三
角波発生回路１３よりの搬送波と比較されてＰＷＭイン
バータ１４のゲート信号が得られる。図中２（ＰＧ）は
回転数検出部、３は速度演算部である。
路構成を示す図である。目標値を＊を付して表すと、回
転子の角速度の目標値である速度指令値ωr＊と誘導電
動機１の速度（回転子の角速度）検出値ωrとの偏差分
を突き合わせ回路４ａで取り出し、速度アンプ５を介し
て１次電流のｑ軸成分の目標値ｉ1q＊を得、この値と励
磁指令である１次電流のｄ軸成分の目標値ｉ1d＊とにも
とづいてスカラー量演算部６でｉ1d＊，ｉ1q＊の合成ベ
クトルのスカラー量Ｉ1を求める。一方ｉ1d＊とｉ1q＊
とにもとづいて位相演算部７にて前記合成ベクトルのｄ
軸に対する角度φ即ち位相を演算すると共に、すべり角
速度演算部８にて（７）式の演算を実行してすべり角速
度ωsを求める。そして突き合わせ回路４ｂで速度検出
値ωrとωsとを加算して１次電源角速度ωを求め、φと
ωとにもとづいて正弦波発生回路９よりｓｉｎ（ωt＋
φ）、ｓｉｎ（ωt＋φ−２／３π）、ｓｉｎ（ωt＋φ
−４／３π）で夫々表される３つの正弦波を出力し、前
記スカラー量Ｉ1とこれら正弦波とにもとづきＤ／Ａ
（デジタル／アナログ）変換器１０にて３相電源例えば
ＰＷＭインバータの各相の電流指令値ｉu＊、ｉv＊、ｉ
w＊を求める。これら電流指令値は突き合わせ回路４ｃ
で電流検出値ｉu，ｉv，ｉwと突き合わされ、その偏差
分がアンプ１１を介してコンパレータ１２に導かれ、三
角波発生回路１３よりの搬送波と比較されてＰＷＭイン
バータ１４のゲート信号が得られる。図中２（ＰＧ）は
回転数検出部、３は速度演算部である。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】上述のベクトル制御は
速応性等の点で直流負荷も優る性能を発揮するが、トル
ク特性については劣っている。即ち、ベクトル制御では
電動機の内部パラメータ（等価回路の定数）を用いてい
るため制御精度はこれらパラメータに依存し、特にすべ
り角速度ωsの演算に用いる２次抵抗は周囲温度及び回
転子の自己発熱などの温度変化により抵抗値が変化し、
これにより発生トルクが変化して制御のロバスト性（頑
強性）を損なうという欠点がある。
速応性等の点で直流負荷も優る性能を発揮するが、トル
ク特性については劣っている。即ち、ベクトル制御では
電動機の内部パラメータ（等価回路の定数）を用いてい
るため制御精度はこれらパラメータに依存し、特にすべ
り角速度ωsの演算に用いる２次抵抗は周囲温度及び回
転子の自己発熱などの温度変化により抵抗値が変化し、
これにより発生トルクが変化して制御のロバスト性（頑
強性）を損なうという欠点がある。
【００３０】また、すべり周波数の演算に誘導電動機の
二次時定数（τ2＝Ｌ2／Ｒ2）を用いているために二次
抵抗変化によりトルク制御性能が悪化するという欠点が
ある。
二次時定数（τ2＝Ｌ2／Ｒ2）を用いているために二次
抵抗変化によりトルク制御性能が悪化するという欠点が
ある。
【００３１】本発明は上記従来の問題点に鑑みてなされ
たもので、その目的は３相電圧指令を３相／２相変換し
て得た誘導電動機の１次電圧と１次電圧指令の偏差分が
零となるようにすべり周波数を補償することにより制御
性能に秀れた誘導電動機のベクトル制御装置を提供する
ことである。
たもので、その目的は３相電圧指令を３相／２相変換し
て得た誘導電動機の１次電圧と１次電圧指令の偏差分が
零となるようにすべり周波数を補償することにより制御
性能に秀れた誘導電動機のベクトル制御装置を提供する
ことである。
【００３２】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、誘導電動機における直交２軸座標系の１
次電流の一方の軸成分に相当する励磁分電流の指令値と
他方の軸成分に相当するトルク分電流の指令値と２次時
定数の設定値とにもとづいてすべり角速度を演算するす
べり角速度演算部を備えたベクトル制御装置において、
３相電圧指令を３相／２相変換して前記誘導電動機の１
次電圧を検出する回転座標変換手段と、前記直交２軸座
標系の１次電流指令と励磁電流指令を基に演算して前記
誘導電動機の１次電圧指令を算出する電圧指令演算手段
と、前記１次電圧指令と１次電圧との偏差分を基にすべ
り角速度の変動分を検出する２次抵抗補償手段によって
構成したことを特徴とする。
成するために、誘導電動機における直交２軸座標系の１
次電流の一方の軸成分に相当する励磁分電流の指令値と
他方の軸成分に相当するトルク分電流の指令値と２次時
定数の設定値とにもとづいてすべり角速度を演算するす
べり角速度演算部を備えたベクトル制御装置において、
３相電圧指令を３相／２相変換して前記誘導電動機の１
次電圧を検出する回転座標変換手段と、前記直交２軸座
標系の１次電流指令と励磁電流指令を基に演算して前記
誘導電動機の１次電圧指令を算出する電圧指令演算手段
と、前記１次電圧指令と１次電圧との偏差分を基にすべ
り角速度の変動分を検出する２次抵抗補償手段によって
構成したことを特徴とする。
【００３３】さらに具体的には、前記回転座標変換手段
が前記３相電圧指令と直交２軸ｄ−ｑ軸の座標系におけ
る１次電圧を検出する３相／２相回転座標変換部であ
り、前記電圧指令変換手段が直交２軸ｄ−ｑ軸の座標系
における１次電流指令と励磁電流指令を基に１次電圧指
令を算出する電圧指令演算部であることを特徴とする。
が前記３相電圧指令と直交２軸ｄ−ｑ軸の座標系におけ
る１次電圧を検出する３相／２相回転座標変換部であ
り、前記電圧指令変換手段が直交２軸ｄ−ｑ軸の座標系
における１次電流指令と励磁電流指令を基に１次電圧指
令を算出する電圧指令演算部であることを特徴とする。
【００３４】
【作用】以下に、二次抵抗変化時の二次磁束と一次電圧
変化分についての詳細を述べる。 ３．二次抵抗変化時
のｄ−ｑ軸での電圧変動 （Ａ）二次磁束変動 （１）式の３，４行目より次式が得られる。
変化分についての詳細を述べる。 ３．二次抵抗変化時
のｄ−ｑ軸での電圧変動 （Ａ）二次磁束変動 （１）式の３，４行目より次式が得られる。
【００３５】
【数１３】 −（Ｒ2／Ｌ2）Ｍｉ1d＋｛（Ｒ2／Ｌ2）＋Ｐ｝λ2d−ωsλ2q＝０ …（１３ ）
【００３６】
【数１４】 −（Ｒ2／Ｌ2）Ｍｉ1q＋ωsλ2d＋｛(Ｒ2／Ｌ2)+Ｐ｝λ2q＝０ ……（１４ ）
【００３７】
【数１５】（１３）式×Ｌ2／Ｒ2は次のようになる。
【００３８】 −Ｍｉ1q＋（Ｌ2／Ｒ2）ωsλ2d＋｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝λ2q＝０ …（１５ ） （１５）式×Ｌ2／Ｒ2は次のようになる。
【００３９】
【数１６】 −Ｍｉ1q＋（Ｌ2／Ｒ2）ωsλ2d＋｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝λ2q＝０ …（１６ ） 次に（１５），（１６）式よりλ2dを求める。まず、
（１５）式×｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝は次式となる。
（１５）式×｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝は次式となる。
【００４０】
【数１７】 −Ｍ｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝ｉ1d＋｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝2λ2d −（Ｌ2／Ｒ2）ωs｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝λ2q＝０ ………（１７） （１６）式×（Ｌ2／Ｒ2）ωsは次式となる。
【００４１】
【数１８】 −Ｍ・(Ｌ2／Ｒ2)ωsｉ1q＋｛(Ｌ2／Ｒ2)ωs｝2λ2d＋（Ｌ2／Ｒ2）ωs｛１＋ (Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝λ2q＝０ ………（１８） （１７）式＋（１８）式よりλ2dを求めると次のように
なる。
なる。
【００４２】
【数１９】
【００４３】次に（１５），（１６）式よりλ2qを求め
る。まず、（１５）式×（Ｌ2／Ｒ2）ωsは次式とな
る。
る。まず、（１５）式×（Ｌ2／Ｒ2）ωsは次式とな
る。
【００４４】
【数２０】 −Ｍ・(Ｌ2／Ｒ2)ωsｉ1d＋(Ｌ2／Ｒ2)ωs｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝λ2d−｛(Ｌ2 ／Ｒ2)ωs｝2λ2q＝０ ………（２０） （１６）式×｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝は次式となる。
【００４５】
【数２１】 −Ｍ・｛１＋（Ｌ2／Ｒ2)Ｐｉ1q＋(Ｌ2／Ｒ2)ωs｛１＋(Ｌ2／Ｒ2)Ｐ｝2λ2q ＝０ ………（２１） （２１）式−（２０）式より２次磁束のｑ軸成分λ2qを
求めると次のようになる。
求めると次のようになる。
【００４６】
【数２２】
【００４７】ここで、次の仮定をおく。
【００４８】（ａ）電流は指令値通り流れるように制御
されているとしてｉ1d＊＝ｉ1d，ｉ1q＊＝ｉ1qとする。
されているとしてｉ1d＊＝ｉ1d，ｉ1q＊＝ｉ1qとする。
【００４９】（ｂ）二次抵抗変化分をＫとすると（１
９），（２２）式にある（Ｌ2／Ｒ2）ωsは次のように
表すことができる。ただし、＊は各設定値を示す。
９），（２２）式にある（Ｌ2／Ｒ2）ωsは次のように
表すことができる。ただし、＊は各設定値を示す。
【００５０】
【数２３】
【００５１】（ｃ）励磁電流は（６）式で示されるよう
に制御されているとする。
に制御されているとする。
【００５２】
【数２４】 ｉ1d＊＝（λ2d＊／Ｍ＊）｛１＋（Ｌ2＊／Ｒ2＊）Ｐ ………（２４） （ｄ）二次抵抗補償を行うものとして１＋Ｌ2／Ｒ2Ｐの
過渡項の時定数Ｌ2／Ｒ2＝Ｌ2＊／Ｒ2＊と仮定する。そ
のため、次式が成立する。
過渡項の時定数Ｌ2／Ｒ2＝Ｌ2＊／Ｒ2＊と仮定する。そ
のため、次式が成立する。
【００５３】
【数２５】
【００５４】以上の関係式を（１９），（２２）式に代
入して変形すると次のようになる。まず、２次磁束のｄ
軸成分λ2dを求める。
入して変形すると次のようになる。まず、２次磁束のｄ
軸成分λ2dを求める。
【００５５】
【数２６】
【００５６】また、２次磁束のｑ軸成分λ2qは次のよう
になる。
になる。
【００５７】
【数２７】
【００５８】（２６），（２７）式より二次磁束変動分
Δλ2d，Δλ2qは次のように表すことができる。
Δλ2d，Δλ2qは次のように表すことができる。
【００５９】
【数２８】
【００６０】
【数２９】
【００６１】（２）１次電圧変動 ２次磁束が変動したときの１次電圧は（９）式より次の
ように表すことができる。
ように表すことができる。
【００６２】
【数３０】
【００６３】１次電圧の理想値は（１０）式で表される
ので、電圧変動分Δｖ1d，Δｖ1qは次のようになる。
ので、電圧変動分Δｖ1d，Δｖ1qは次のようになる。
【００６４】
【数３１】
【００６５】
【数３２】
【００６６】前述の数式的説明（１次電圧変動）より２
次抵抗が変化すると１次電圧変動Δｖ1d，Δｖ1qが発生
することが分かる。ここで、電流アンプ出力である三相
電圧指令ｅu，ｅv，ｅwが変動することになる。よっ
て、本方式ではこのｅu，ｅv，ｅwを３相／２相回転座
標変換することによりｖ1d，ｖ1qを検出し、その誤差電
圧Δｖ1d，Δｖ1qを求めてこの変動分が零となるように
すべり周波数を補償して二次抵抗変動補償を行う。
次抵抗が変化すると１次電圧変動Δｖ1d，Δｖ1qが発生
することが分かる。ここで、電流アンプ出力である三相
電圧指令ｅu，ｅv，ｅwが変動することになる。よっ
て、本方式ではこのｅu，ｅv，ｅwを３相／２相回転座
標変換することによりｖ1d，ｖ1qを検出し、その誤差電
圧Δｖ1d，Δｖ1qを求めてこの変動分が零となるように
すべり周波数を補償して二次抵抗変動補償を行う。
【００６７】
【実施例】以下に本発明の実施例を図１〜図２を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
【００６８】図１は本発明の実施例による誘導電動機の
ベクトル制御装置を示すもので、図３のものと同一又は
相当部分には同一符号が付されている。
ベクトル制御装置を示すもので、図３のものと同一又は
相当部分には同一符号が付されている。
【００６９】本実施例が図３のものと異なる点は、 ａ．励磁指令（λ2d＊／Ｍ＊）をｄ，ｑ軸のｄ軸１次電
流指令値ｉ1d＊に変換する一次進み要素１５を設けたこ
と ｂ．一次電流のｄ，ｑ軸指令値ｉ1d＊，ｉ1q＊を入力と
して１次電圧のｄ軸分指令値ｖ1d＊を算出する電圧指令
演算部１６を設けたこと ｃ．電源であるＰＷＭインバータ１２の各相の入力電圧
ｅu，ｅv，ｅwを３相／２相座標変換して一次電圧のｄ
軸成分ｖ1dを求める座標変換部１７を設けたこと ｄ．電圧指令演算部１６の一次電圧指令値ｖ1d＊と座標
変換部１７の１次電圧ｖ1dと入力とし加減算して１次電
圧のｄ軸変動分Δｖ1dを算出する加減算部４ｄを設けた
こと ｅ．加減算部４ｄの演算出力であるΔｖ1dを基に二次抵
抗補償してすべり周波数変動分Δωsを出力する二次抵
抗補償アンプ１８を設けたこと ｆ．二次抵抗補償アンプ１８に得られたすべり周波数変
動分Δωsとすべり角速度演算部の演算出力ωs＊を加減
算する加減算部４ｅを設けたことにある。
流指令値ｉ1d＊に変換する一次進み要素１５を設けたこ
と ｂ．一次電流のｄ，ｑ軸指令値ｉ1d＊，ｉ1q＊を入力と
して１次電圧のｄ軸分指令値ｖ1d＊を算出する電圧指令
演算部１６を設けたこと ｃ．電源であるＰＷＭインバータ１２の各相の入力電圧
ｅu，ｅv，ｅwを３相／２相座標変換して一次電圧のｄ
軸成分ｖ1dを求める座標変換部１７を設けたこと ｄ．電圧指令演算部１６の一次電圧指令値ｖ1d＊と座標
変換部１７の１次電圧ｖ1dと入力とし加減算して１次電
圧のｄ軸変動分Δｖ1dを算出する加減算部４ｄを設けた
こと ｅ．加減算部４ｄの演算出力であるΔｖ1dを基に二次抵
抗補償してすべり周波数変動分Δωsを出力する二次抵
抗補償アンプ１８を設けたこと ｆ．二次抵抗補償アンプ１８に得られたすべり周波数変
動分Δωsとすべり角速度演算部の演算出力ωs＊を加減
算する加減算部４ｅを設けたことにある。
【００７０】図１のベクトル制御装置において、一次進
み要素１５は励磁指令（λ2d＊／Ｍ＊）を入力としてｄ
軸成分の１次電流指令ｉ1d＊を得る。位相演算部７は一
次進み要素１５の出力指令ｉ1d＊と速度アンプ５の出力
である一次電流ｑ軸成分ｉ1q＊を入力として演算し位相
角φを得る。すべり角速度演算部８は励磁指令（λ2d＊
／Ｍ＊）とｉ1q＊を入力として（１／τ2＊）・｛ｉq＊
／（λ2d＊／Ｍ＊）｝の演算を行い、すべり角速度指令
ωs＊を算出する。加減算部４ｅはωs＊と後述する２次
抵抗補償アンプ１８の出力であるすべり角速度変動分Δ
ωsを加減算して電源角周波数ω0を得る。
み要素１５は励磁指令（λ2d＊／Ｍ＊）を入力としてｄ
軸成分の１次電流指令ｉ1d＊を得る。位相演算部７は一
次進み要素１５の出力指令ｉ1d＊と速度アンプ５の出力
である一次電流ｑ軸成分ｉ1q＊を入力として演算し位相
角φを得る。すべり角速度演算部８は励磁指令（λ2d＊
／Ｍ＊）とｉ1q＊を入力として（１／τ2＊）・｛ｉq＊
／（λ2d＊／Ｍ＊）｝の演算を行い、すべり角速度指令
ωs＊を算出する。加減算部４ｅはωs＊と後述する２次
抵抗補償アンプ１８の出力であるすべり角速度変動分Δ
ωsを加減算して電源角周波数ω0を得る。
【００７１】また、図１のベクトル制御装置において、
電圧指令演算部１６はｄ軸成分の１次電流指令ｉ1d＊と
ｑ軸成分の１次電流指令ｉ1q＊および電流角周波数ω0
を入力としてｖ1d＊＝Ｒ1・ｉ1d＊−Ｌσ＊ω0ｉ1q＊の
演算を行ってｄ軸成分の１次電圧指令ｖ1d＊を算出す
る。３相／２相回転座標変換部１７は３相電圧ｅU，
ｅV，ｅWを３相／２相変換することによりｄ軸成分の１
次電圧ｖ1dを検出する。電圧指令演算部１６によって算
出された１次電圧指令ｖ1d＊と座標変換部１７によって
検出された１次電圧ｖ1dは加減算部４ｄにおいて加減算
され、ｄ軸成分の１次電圧変動分Δｖ1dが得られる。２
次抵抗補償アンプ１８は１次電圧変動分Δｖ1dを補償し
てすべり角速度変動分Δωsを出力する。このΔωsとす
べり角速度演算部の出力であるωs＊を加減算してすべ
り角速度ωsを得、このωsと速度演算部３の演算出力で
ある回転子角速度ωrを加減算して電源角周波数ω0を得
る。
電圧指令演算部１６はｄ軸成分の１次電流指令ｉ1d＊と
ｑ軸成分の１次電流指令ｉ1q＊および電流角周波数ω0
を入力としてｖ1d＊＝Ｒ1・ｉ1d＊−Ｌσ＊ω0ｉ1q＊の
演算を行ってｄ軸成分の１次電圧指令ｖ1d＊を算出す
る。３相／２相回転座標変換部１７は３相電圧ｅU，
ｅV，ｅWを３相／２相変換することによりｄ軸成分の１
次電圧ｖ1dを検出する。電圧指令演算部１６によって算
出された１次電圧指令ｖ1d＊と座標変換部１７によって
検出された１次電圧ｖ1dは加減算部４ｄにおいて加減算
され、ｄ軸成分の１次電圧変動分Δｖ1dが得られる。２
次抵抗補償アンプ１８は１次電圧変動分Δｖ1dを補償し
てすべり角速度変動分Δωsを出力する。このΔωsとす
べり角速度演算部の出力であるωs＊を加減算してすべ
り角速度ωsを得、このωsと速度演算部３の演算出力で
ある回転子角速度ωrを加減算して電源角周波数ω0を得
る。
【００７２】図２は本発明の他の実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、図１のものと構成は同じで
あるが、図１のものがｄ−ｑ軸のｄ軸成分の１次電圧ｖ
1dとｄ軸成分の１次電圧指令ｖ1d＊との誤差分により周
波数を制御することにより２次抵抗変動補償するものに
対して、ｑ軸成分の１次電圧ｖ1qとｑ軸成分の１次電圧
指令ｖ1q＊との誤差分により周波数を制御することによ
り２次抵抗変動補償を行うものである。
機の制御装置を示すもので、図１のものと構成は同じで
あるが、図１のものがｄ−ｑ軸のｄ軸成分の１次電圧ｖ
1dとｄ軸成分の１次電圧指令ｖ1d＊との誤差分により周
波数を制御することにより２次抵抗変動補償するものに
対して、ｑ軸成分の１次電圧ｖ1qとｑ軸成分の１次電圧
指令ｖ1q＊との誤差分により周波数を制御することによ
り２次抵抗変動補償を行うものである。
【００７３】すなわち、電圧指令演算部１６は、ｑ軸成
分の１次電流指令ｉ1q＊とｑ軸成分の１次電流指令ｉ1q
＊および電源角周波数ω0を入力としてｖ1q＊＝Ｌσ＊
ω0ｉ1d＊＋Ｒ1ｉ1q＊＋（Ｍ＊／Ｌ2＊）・ω0・（λ2d
＊／Ｍ＊）の演算を行ってｑ軸成分の１次電圧指令ｖ1q
＊を算出する。３相／２相回転座標変換部１７は３相電
圧ｅu，ｅv，ｅwを３相／２相変換することによりｑ軸
成分の１次電圧ｖ1qを検出する。電圧指令演算部１６に
よって算出された１次電圧指令ｖ1q＊と座標変換部１７
によって検出された１次電圧ｖ1qは加減算部４ｄにおい
て加減算され、ｑ軸成分の１次電圧変動分Δｖ1qが得ら
れる。２次抵抗補償アンプ１８は１次電圧変動分Δｖ1q
を補償してすべり角速度変動分Δωsを出力する。この
Δωsとすべり角速度演算部の出力であるωs＊を加減算
してすべり角速度ωsを得、このωsと速度演算部３の演
算出力である回転子角速度ωrを加減算して電源角周波
数ω0を得る。
分の１次電流指令ｉ1q＊とｑ軸成分の１次電流指令ｉ1q
＊および電源角周波数ω0を入力としてｖ1q＊＝Ｌσ＊
ω0ｉ1d＊＋Ｒ1ｉ1q＊＋（Ｍ＊／Ｌ2＊）・ω0・（λ2d
＊／Ｍ＊）の演算を行ってｑ軸成分の１次電圧指令ｖ1q
＊を算出する。３相／２相回転座標変換部１７は３相電
圧ｅu，ｅv，ｅwを３相／２相変換することによりｑ軸
成分の１次電圧ｖ1qを検出する。電圧指令演算部１６に
よって算出された１次電圧指令ｖ1q＊と座標変換部１７
によって検出された１次電圧ｖ1qは加減算部４ｄにおい
て加減算され、ｑ軸成分の１次電圧変動分Δｖ1qが得ら
れる。２次抵抗補償アンプ１８は１次電圧変動分Δｖ1q
を補償してすべり角速度変動分Δωsを出力する。この
Δωsとすべり角速度演算部の出力であるωs＊を加減算
してすべり角速度ωsを得、このωsと速度演算部３の演
算出力である回転子角速度ωrを加減算して電源角周波
数ω0を得る。
【００７４】
【発明の効果】本発明は以上の如くであって、１次電圧
変動Δｕ1d，Δｕ1qを検出して二次抵抗変動補償を行う
ことによりトルク制御精度が向上し、また３相出力電圧
指令を３相−２相回転座標変換することにより一次電圧
変動を検出するもので、この方式は広く用いられている
制御電流源ベクトル制御に容易に適用することが可能で
あるとともに、インバータのデッドタイムにより指令電
圧ｅu，ｅv，ｅwと実際の出力電圧に誤差を生ずるが、
デッドタイム補償を行えば誤差は無くすることができ
る。そのため、デッドタイム補償回路をそう入すれば補
償精度を向上させることができる等の効果が得られる。
変動Δｕ1d，Δｕ1qを検出して二次抵抗変動補償を行う
ことによりトルク制御精度が向上し、また３相出力電圧
指令を３相−２相回転座標変換することにより一次電圧
変動を検出するもので、この方式は広く用いられている
制御電流源ベクトル制御に容易に適用することが可能で
あるとともに、インバータのデッドタイムにより指令電
圧ｅu，ｅv，ｅwと実際の出力電圧に誤差を生ずるが、
デッドタイム補償を行えば誤差は無くすることができ
る。そのため、デッドタイム補償回路をそう入すれば補
償精度を向上させることができる等の効果が得られる。
【図１】本発明の実施例による誘導電動機のベクトル制
御装置のブロック図。
御装置のブロック図。
【図２】本発明の他の実施例による誘導電動機のベクト
ル制御装置のブロック図。
ル制御装置のブロック図。
【図３】従来の誘導電動機のベクトル制御装置のブロッ
ク図。
ク図。
１…誘導電動機 ３…速度演算部 ４ａ〜４ｄ…加減算部 ５…速度アンプ ６…スカラー量演算部 ７…位相演算部 ８…すべり角速度演算部 ９…正弦波発生回路 １５…１次進み要素 １６…電圧指令演算部 １７…３相／２相回転座標変換部 １８…２次抵抗補償アンプ
Claims (2)
- 【請求項１】 誘導電動機における直交２軸座標系の１
次電流の一方の軸成分に相当する励磁分電流の指令値と
他方の軸成分に相当するトルク分電流の指令値と２次時
定数の設定値とにもとづいてすべり角速度を演算するす
べり角速度演算部を備えたベクトル制御装置において、
３相電圧指令を３相／２相変換して前記誘導電動機の１
次電圧を検出する回転座標変換手段と、前記直交２軸座
標系の１次電流指令と励磁電流指令を基に演算して前記
誘導電動機の１次電圧指令を算出する電圧指令演算手段
と、前記１次電圧指令と１次電圧との偏差分を基にすべ
り角速度の変動分を検出する２次抵抗補償手段によって
構成したことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装
置。 - 【請求項２】 請求項１の誘導電動機のベクトル制御装
置において、前記回転座標変換手段が前記３相電圧指令
を直交２軸ｄ−ｑ軸の座標系における１次電圧を検出す
る３相／２相回転座標変換部であり、前記電圧指令変換
手段が直交２軸ｄ−ｑ軸の座標系における１次電流指令
と励磁電流指令を基に１次電圧指令を算出する電圧指令
演算部であることを特徴とする誘導電動機のベクトル制
御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5104156A JPH06319285A (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| KR1019940009245A KR0148832B1 (ko) | 1993-04-30 | 1994-04-29 | 유도 전동기의 벡터 제어 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5104156A JPH06319285A (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06319285A true JPH06319285A (ja) | 1994-11-15 |
Family
ID=14373206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5104156A Pending JPH06319285A (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06319285A (ja) |
| KR (1) | KR0148832B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010088257A (ja) * | 2008-10-02 | 2010-04-15 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置及びその制御方法 |
| CN102694499A (zh) * | 2012-05-31 | 2012-09-26 | 宁波乐邦电气有限公司 | 异步电机转差频率矢量控制方法 |
| JP2019187131A (ja) * | 2018-04-12 | 2019-10-24 | ファナック株式会社 | パラメータ決定支援装置及びプログラム |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3899648B2 (ja) * | 1998-03-13 | 2007-03-28 | 株式会社明電舎 | 多重巻線電動機の制御方法 |
-
1993
- 1993-04-30 JP JP5104156A patent/JPH06319285A/ja active Pending
-
1994
- 1994-04-29 KR KR1019940009245A patent/KR0148832B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010088257A (ja) * | 2008-10-02 | 2010-04-15 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の制御装置及びその制御方法 |
| CN102694499A (zh) * | 2012-05-31 | 2012-09-26 | 宁波乐邦电气有限公司 | 异步电机转差频率矢量控制方法 |
| JP2019187131A (ja) * | 2018-04-12 | 2019-10-24 | ファナック株式会社 | パラメータ決定支援装置及びプログラム |
| US11003170B2 (en) | 2018-04-12 | 2021-05-11 | Fanuc Corporation | Parameter determination support device, and non-transitory computer-readable medium encoded with program |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR940025149A (ko) | 1994-11-19 |
| KR0148832B1 (ko) | 1998-12-15 |
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