JP3719910B2 - モータ制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの制御装置に係り、特に小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図るようにしたモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、例えば永久磁石同期モータの制御装置としては、回転する界磁の位置を検出して、それに合わせて駆動用インバータの制御を行なう方式のものと、界磁の位置に関係なく、開ループでインバータの出力周波数を制御する方式のものとがある。
【０００３】
前者は、直流モータと類似の動作および特性が得られることから、ブラシレス直流モータと呼ばれる場合もある。
後者は、誘導機の電圧／周波数制御と同様の制御となるが、同強制風冷式の場合には脱調が発生する可能性がある。
従って、低速回転で大きなトルクを得ることが困難なため、繊維機械の巻取機等、特殊な用途に使用されているにすぎない。
【０００４】
図１７は、この種の永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図である。
図１７に示すように、永久磁石同期モータ１と、直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期モータ１に供給するための電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータと称する）２と、永久磁石同期モータ１の印加電圧または電流の位相を決定するための磁極位置の検出器３と、電流制御器４とから構成されている。これに速度制御を行なうためには、そのための速度制御器５および回転速度の検出器３が付加される。
さらに、位置制御を行なう場合には、位置制御器６および位置の検出器３が付加される。
一方、最近では、この種の永久磁石同期モータの制御装置として、ベクトル制御により制御を行なう方式のものが提案されてきている。
図１８は、この種のベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１７と同一要素には同一符号を付して示している。
図１８において、電流制御手段１２では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、演算によりｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力する。
【０００５】
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置センサ１０から出力されるモータ回転子の位置検出値θとを入力として、演算によりインバータ２の３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力する。
【０００６】
電流座標変換手段１４では、３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置センサ１０から出力される回転子位置検出値θとを入力として、演算によりｄｑ座標軸での値である上記ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、永久磁石モータやリラクタンスモータ等のモータの出力トルクを、上記のようなベクトル制御による制御装置で高精度かつ高速に制御する場合には、モータ回転子の位置に応じて電流を流し込むために、回転子位置センサ１０を取り付ける必要がある。
【０００８】
しかしながら、回転子位置センサ１０は比較的体積が大きいために、装置が大型となって配置上の制約を誘起したり、回転子位置センサ１０からの出力を制御装置本体まで伝送するための制御伝送線の引き回しの煩わしさ、断線等の故障要因が増加して、コストが高くなるばかりでなくメンテナンスも困難となる。
【０００９】
これに対して、永久磁石モータにおいては、永久磁石の磁束に起因して回転中に発生するモータ逆起電圧を検出することで、間接的にモータ回転子の位置を知ることができるが、逆起電圧が原理的に発生しない回転数ゼロの運転状態では、モータ回転子の位置を知ることができないという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能なモータ制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いて、インバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【００１２】
従って、請求項１に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、モータ回転子の回転速度と異なる高周波回転電流をモータに印加し、その電流を印加するために必要な高周波電圧を用いて、モータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を推定することができる。
【００１３】
特に、ｑ軸高周波電圧成分とｑ軸高周波電流成分との積と、ｄ軸高周波電圧成分とｄ軸高周波電流成分との積との差の直流成分に応じて、モータ回転子の位置推定値を補正することにより、簡単な装置構成で高精度の磁極位置推定値を得ることができる。
【００１４】
これにより、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【００１５】
また、請求項２に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、高周波電流指令重畳手段で重畳する高周波電流指令の周波数の２倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力するフィルタ手段を付加している。
【００１６】
従って、請求項２に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、速度変化率が高い運転状態におけるモータ回転子位置推定応答速度遅れなく、直流成分のみを取り出すことができる。
【００１７】
さらに、請求項３に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段からの出力である電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、永久磁石モータの永久磁石のＮ極、Ｓ極を同定するように、高周波電流指令重畳手段からの出力であるｄ軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳するｄ軸直流電流指令重畳手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｄ軸電圧高周波成分をｄ軸電流高周波成分で除した値を、ｄ軸直流電流指令重畳手段で重畳したｄ軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、当該大小比較結果に応じて永久磁石のＮ極がｄ軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力するＮＳ判別手段とを備えている。
【００１８】
従って、請求項３に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、埋め込み磁石モータや永久磁石リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータのモータ回転子の位置を検出することができる。
【００１９】
また、請求項４に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ動作停止後の再起動時等のインバータ動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加している。
【００２０】
従って、請求項４に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータ動作開始時のモータ回転子の位置推定の整定時間の短縮と、高ゲインによる定常時のモータ回転子の位置推定の安定性との両立を図ることができる。
【００２１】
さらに、請求項５に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、モータ回転子位置補正の制御ゲインを、ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段を付加している。
【００２２】
従って、請求項５に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、外乱が加わった時のモータ回転子の位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性との両立を図ることができる。
【００２３】
一方、請求項６に対応する発明では、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値がｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【００２４】
従って、請求項６に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、電流指令値を用いた誘起電圧推定値による検出系のノイズ等に対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【００２５】
また、請求項７に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、回転子位置推定手段からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加している。
【００２６】
従って、請求項７に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速運転領域での検出感度向上と、低速運転領域での検出系ノイズに対する安定性の向上との両立を図ることができる。
【００２７】
さらに、請求項８に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、電流制御手段からの出力である電圧指令がインバータの出力可能最大電圧を上回った場合には、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値を用いずに、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値のみを用いてモータ回転子の位置推定値補正を行なうように、重み係数を切り替える重み係数切替手段を付加している。
【００２８】
従って、請求項８に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、電圧指令がインバータの出力可能最大電圧を越えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ誘起電圧の推定を行なうことによる推定誤差を防止することができる。
【００２９】
さらにまた、請求項９に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令の２乗とｑ軸電圧指令の２乗との和の平方根（電圧ベクトル振幅）の、インバータの出力可能最大電圧に対する比率（変調率）の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加している。
【００３０】
従って、請求項９に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、重み係数を連続的に変化させることで、上記請求項８に対応する発明のモータ制御装置で問題となる可能性のある、重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することができる。
【００３１】
一方、請求項１０に対応する発明では、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力である電圧位相角と、インバータの入力直流電圧とを入力として、インバータの出力可能最大電圧をｄ軸およびｑ軸に分配してｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を生成するｄｑ軸電圧指令発生手段と、ｄｑ軸電圧指令発生手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する誘起電圧推定演算手段と、誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【００３２】
従って、請求項１０に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータの出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる１パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することができる。
【００３３】
また、請求項１１に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入力として、ｄｑ軸電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する電圧位相角回転速度演算手段と、インバータの動作開始後一定時間は、電流制御手段に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧位相角回転速度演算手段から出力される電圧位相角回転速度を、回転子位置推定手段のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段とを付加し、モータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に回転子位置推定手段の動作を開始して定常動作に移行するようにしている。
【００３４】
従って、請求項１１に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、回転中の永久磁石モータをインバータで再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００３５】
一方、請求項１２に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する第一の回転子位置推定手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する第二の回転子位置推定手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令のベクトル和の大きさ（電圧べクトル振幅）を算出して出力する電圧ベクトル振幅演算手段と、インバータの動作開始後一定時間は、電流制御手段に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、第一および第二の回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧ベクトル振幅演算手段からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、当該電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には第二の回転子位置推定手段からの出力を、また電圧ベクトル振幅が一定値未満の場合には第一の回転子位置推定手段からの出力を、電圧指令座標変換手段および電流座標変換手段に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替える手段とを備えている。
【００３６】
従って、請求項１２に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータ再始動時のモータの回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００３７】
また、請求項１３に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、インバータの動作開始後一定時間は、インバータの３相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる永久磁石モータの電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段の初期値として設定する手段を付加している。
【００３８】
従って、請求項１３に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、回転中の永久磁石モ一タに対するインバータ再始動、特に永久磁石モータの誘起電圧線間電圧がインバータの直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００３９】
一方、請求項１４に対応する発明では、直流電源と、当該直流電源からの直流電力を交流電力に変換して永久磁石モータに供給するインバータと、直流電源とインバータとの間を電気的に接続／切り離しするスイッチとから構成される、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、永久磁石モータの回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、直流電源電圧を上回るような高速回転状態からインバータを動作させる場合に、インバータの動作開始前に直流電源とインバータとの間のスイッチを投入し、その時永久磁石モータからインバータのスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる３相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段の初期値として設定した後にインバータの動作を開始する手段を付加している。
【００４０】
従って、請求項１４に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、永久磁石モータの誘起電圧線間電圧がインバータの直流電源電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源とインバ−タ直流入力とをスイッチで接続した際に流れる電流を検出するだけで、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００４１】
また、請求項１５に対応する発明では、上記請求項１４に対応する発明のモータ制御装置において、スイッチの投入時、３相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、永久磁石モータの速度が低いと判断して、回転子位置推定手段で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値でインバータの動作を開始する手段を付加している。
【００４２】
従って、請求項１５に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、永久磁石モータの誘起電圧線間電圧の大小にかかわらず、回転中の永久磁石モータの再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
本発明は、モータのモータ回転子の回転速度と異なる高周波回転電流をモータに印加し、その電流を印加するために必要な高周波電圧を用いて、モータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を推定するものである。
【００４４】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００４５】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１８と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１に示すように、高周波電流指令重畳手段１１と、電流制御手段１２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、回転子位置推定手段１５とから構成している。
高周波電流指令重畳手段１１は、モータ１のモータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する。
【００４６】
電流制御手段１２は、電流座標変換手段１４からの出力であるモータ１のｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段１１から出力される電流指令値に追従するように、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する。
【００４７】
電圧指令座標変換手段１３は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ２の３相電圧指令に変換する。
【００４８】
電流座標変換手段１４は、モータ１の３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である上記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【００４９】
回転子位置推定手段１５は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段１１で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつこのｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、この算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【００５０】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００５１】
図１において、高周波電流指令重畳手段１１では、トルク指令に基づきあらかじめ記憶しておいたパターンにしたがったｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１を入力として、モータ１の回転周波数に対して十分高い周波数、例えば５００Ｈｚの高周波回転電流指令ＩｄＲｅｆＨＦ、ＩｑＲｅｆＨＦをそれぞれの電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１に重畳して、新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２が出力される。
【００５２】
この場合、入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１は、例えば次のような式で与えられる。
【００５３】
ＩｄＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｃｏｓ（３π／４）
ＩｑＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｓｉｎ（３π／４）
（ＴｒｑＲｅｆ：トルク指令、ｋは定数）
また、重畳する高周波成分は、例えば次のような式で与えられる。
【００５４】
ＩｄＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｃｏｓ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
ＩｑＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｓｉｎ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
（Ｉ１ＨＦ：高周波電流振幅、ｆＨＦ：重畳電流周波数５００Ｈｚ、ｔ：時刻）
さらに、出力する新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令は、例えば次のような式で与えられる。
【００５５】
ＩｄＲｅｆ２＝ＩｄＲｅｆ１＋ＩｄＲｅｆＨＦ
ＩｑＲｅｆ２＝ＩｑＲｅｆ２＋ＩｑＲｅｆＨＦ
電流制御手段１２では、高周波電流指令重畳手段１１から出力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２と、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力される。
【００５６】
ＶｄＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）
ＶｑＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）
（Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、ｓはラプラス演算子）
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力される。
【００５７】
【数１】
【００５８】
【数２】
【００５９】
電流座標変換手段１４では、モータ１の３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力される。
【００６０】
【数３】
【００６１】
回転子位置推定手段１５では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような手順により、モータ回転子の位置推定値θｈおよび回転角速度推定値ωｈを求めて出力される。
【００６２】
すなわち、図１中のＢＰＦブロックは、バンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を示す。
【００６３】
【数４】
【００６４】
（ｘは入力、ｙは出力、ｆＨＦは高周波電流指令重畳手段１１で重畳する高周波電流周波数成分（５００Ｈｚ）、Ｑは定数）
ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ、ｄ軸電流、ｑ軸電流Ｉｄ、ＩｑのバンドパスフィルタＢＦＰの出力結果を、それぞれＶｄＲｅｆＢＰＦ、ＶｑＲｅｆＢＰＦ、ＩｄＢＦＰ、ＩｑＢＰＦとし、まず次のような評価関数Ｈが求められる。
【００６５】
Ｈ＝ＶｑＲｅｆＢＰＦ＊ＩｑＢＰＦ−ＶｄＲｅｆＢＰＦ＊ＩｄＢＰＦ
次に、この評価関数Ｈがゼロとなるように、比例積分制御により回転子角周波数推定値ωｈを求めて出力される。
【００６６】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊Ｈ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
さらに、回転子角周波数推定値ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値 θｈとして出力される。
【００６７】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、簡単な装置構成で、高精度の磁極位置推定値を得ることができる。
【００６８】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【００６９】
（第２の実施の形態）
図２は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００７０】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図２に示すように、図１における回転子位置推定手段１５に、フィルタ手段であるバンドパスフィルタＢＦＰ２を付加した構成としている。
【００７１】
バンドパスフィルタＢＦＰ２は、前記ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、高周波電流指令重畳手段１１で重畳する高周波電流指令の周波数の２倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力する。
【００７２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００７３】
図２において、回転子位置推定手段１５では、評価関数Ｈに対して次のようなバンドパスフィルタＢＦＰ２で、電流指令重畳高周波ｆＨＦの２倍の周波数成分のみを選択的に遮断した結果Ｈｄｃがゼロとなるように比例積分制御し、回転子角周波数推定値ωｈを求めて出力される。
【００７４】
【数５】
【００７５】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊Ｈｄｃ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
さらに、この回転子角周波数推定値ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【００７６】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、速度変化率が高い運転状態におけるモータ回転子位置推定応答速度遅れなく、直流成分のみを取り出すことが可能となる。
（第３の実施の形態）
図３は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００７７】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図３に示すように、図１におけるモータ１として、埋め込み磁石モータや永久磁石式リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータを適用し、さらにｄ軸直流電流指令重畳手段１６と、ＮＳ判別手段１７とを付加した構成としている。
【００７８】
ｄ軸直流電流指令重畳手段１６は、永久磁石モータ１の永久磁石のＮ極、Ｓ極を同定するように、高周波電流指令重畳手段１１からの出力であるｄ軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳する。
【００７９】
ＮＳ判別手段１７は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段１１で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該このｄ軸電圧高周波成分をｄ軸電流高周波成分で除した値を、ｄ軸直流電流指令重畳手段１６で重畳したｄ軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、この大小比較結果に応じて永久磁石のＮ極がｄ軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力する。
【００８０】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について、図４を用いて説明する。
【００８１】
図３において、ｄ軸直流電流指令重畳手段１６では、高周波電流指令重畳手段１１から出力されるｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２を入力として、次のような手順で、新たなｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ３を求めて出力される。
【００８２】
すなわち、インバータ２の動作開始時刻をｔ＝０とし、インバータ２の動作開始からの経過時間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に対応して、ｄ軸直流電流バイアスＩｄＢｉａｓが設定される。
【００８３】
Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２の時、 ＩｄＢｉａｓ＝＋ＩｄＢＩＡＳ０
Ｔ２＜ｔ＜Ｔ３の時、 ＩｄＢｉａｓ＝−ＩｄＢＩＡＳ０
それ以外の時、 ＩｄＢｉａｓ＝０
（ＩｄＢＩＡＳは正の一定値、モータ回転子鉄心が磁気飽和する程度大きい電流振幅値に相当する）
ＩｄＲｅｆ３＝ＩｄＲｅｆ２＋ＩｄＢｉａｓ
ＮＳ判別手段１７では、図４に示すように、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流Ｉｄを入力として、次のような演算により、現在のｄ軸がＮ極方向か、Ｓ極方向かを判別し、位相角修正値ΔθＮＳを求めて出力される。
【００８４】
次に、ｄ軸電圧指令ＶｄＲｅｆのｆＨＦ（５００Ｈｚ）周波数成分振幅｜ＶｄＲｅｆＨＦ｜が、次のような演算により求められる。
【００８５】
【数６】
【００８６】
また、ｄ軸電流ＩｄのｆＨＦ（５００Ｈｚ）周波数成分振幅｜ＩｄＨＦ｜が、次のような演算により求められる。
【００８７】
【数７】
次に、上記２つの演算値を用いて、次のような演算によりＬｄが求められる。
【００８８】
Ｌｄ＝｜ＶｄＲｅｆＨＦ｜／｜ＩｄＨＦ｜
次に、上記ｄ軸直流電流指令重畳手段１６において、正の直流バイアス電流指令を重畳している時間（Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２）に上記Ｌｄをサンプルホールドした値をＬｄＰとし、負の直流バイアス電流指令を重畳している時間（Ｔ２＜ｔ＜Ｔ３）に上記Ｌｄをサンプルホールドした値をＬｄＭとし、これらの値ＬｄＰとＬｄＭとの大小関係の比較結果に応じて、位相角修正値ΔθＮＳを求めて出力される。
【００８９】
ＬｄＰ＜ＬｄＭの時、 ΔθＮＳ＝０
ＬｄＰ＞ＬｄＭの時、 ΔθＮＳ＝π
そして、回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈと、位相角修正値ΔθＮＳとの加算値を、あらたな回転子位置推定値として、電圧指令座標変換手段１３および電流座標変換手段１４にそれぞれ入力して演算に用いられる。
【００９０】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、埋め込み磁石モータや永久磁石リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータ１のモータ回転子の位置を検出することが可能となる。
（第４の実施の形態）
本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、前記第１の実施の形態と同一であり、前記回転子位置推定手段１５のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ２動作停止後の再起動時等のインバータ２動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加している点のみが異なっている。
【００９１】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００９２】
図５において、回転子位置推定手段１５の制御比例ゲインＫｐＳＬは、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間は、ΔＴ以降の通常動作時の値よりも大きい値に設定される。
【００９３】
０＜ｔ＜ΔＴの時、 ＫｐＳＬ＝Ｋ１
ΔＴ＜ｔの時、 ｋｐＳＬ＝Ｋ２
（Ｋ１、Ｋ２は正の定数、Ｋ１＞Ｋ２）
以上により、インバータ２の動作開始時の短時間での回転子位置推定ができ、かつ高ゲインに起因した定常時の回転子位置推定の安定性低下を抑制することができる。
【００９４】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ２動作開始時のモータ回転子の位置推定の整定時間の短縮と、高ゲインによる定常時のモータ回転子の位置推定の安定性との両立を図ることが可能となる。
（第５の実施の形態）
図６は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００９５】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図６に示すように、図１における回転子位置推定手段１５に、モータ回転子位置補正の制御ゲインを、ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段 １８を付加した構成としている。
【００９６】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００９７】
図６において、回転子位置推定手段１５では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄｑ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような手順により、回転子位置推定値θｈと回転角速度推定値ωｈを求めて出力される。
【００９８】
すなわち、図１中のＢＰＦブロックは、バンドパスフィルタ（ＢａＲｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を示す。
【００９９】
【数８】
（ｘは入力、ｙは出力、ｆＨＦは高周波電流指令重畳手段１１で重畳する高周波電流周波数成分（５００Ｈｚ）、Ｑは定数）
【０１００】
ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、ＩｑのバンドパスフィルタＢＦＰの出力結果を、それぞれＶｄＲｅｆＢＰＦ、ＶｑＲｅｆＢＰＦ、ＩｄＢＰＦ、ＩｑＢＰＦとし、まず次のような評価関数Ｈが求められる。
【０１０１】
Ｈ＝ＶｑＲｅｆＢＰＦ＊ＩｑＢＰＦ−ＶｄＲｅｆＢＰＦ＊ＩｄＢＰＦ
次に、この評価関数Ｈに対して次のようなバンドパスフィルタＢＦＰ２で、電流指令重畳高周波ｆＨＦの２倍の周波数成分のみを選択的に遮断した結果Ｈｄｃが求められる。
【０１０２】
【数９】
【０１０３】
次に、この評価関数Ｈｄｃに対して、次のような演算により、制御ゲインＫｐＳＬ、ＫｉＳＬの設定値が求められる。
【０１０４】
ＫｐＳＬ＝ＫｐＳＬ０＋Ｇ・｜Ｈｄｃ｜
ＫｉＳＬ＝ＫｉＳＬ０＋Ｇ・｜Ｈｄｃ｜
（ＫｐＳＬ０、ＸｉＳＬ０、Ｇは定数）
次に、この評価関数Ｈｄｃがゼロとなるように、上記制御ゲインを用いた比例積分制御により、回転子角周波数推定値ωｈを求めて出力される。
【０１０５】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊Ｈ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
さらに、この回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１０６】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、外乱が加わった時の回転子位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性の両立を図ることができる。
【０１０７】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、外乱が加わった時のモータ回転子の位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性との両立を図ることが可能となる。
（第６の実施の形態）
図７は、本実施の形態による直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図７に示すように、電流制御手段１２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、第一の誘起電圧推定演算手段２１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２と、回転子位置推定手段２３とから構成している。
【０１０８】
モータ１は、永久磁石モータ、永久磁石リラクタンスモータ等の、回転によって逆起電圧がモータ端子に現われるモータである。
【０１０９】
電流制御手段１２は、電流座標変換手段１４からの出力である永久磁石モータ１のｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値がｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に追従するように、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する。
【０１１０】
電圧指令座標変換手段１３は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、回転子位置推定手段２３からの出力である永久磁石モータ１のモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ２の３相電圧指令に変換する。
【０１１１】
電流座標変換手段１４は、永久磁石モータ１の３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【０１１２】
第一の誘起電圧推定演算手段２１は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０１１３】
第二の誘起電圧推定演算手段２２は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０１１４】
回転子位置推定手段２３は、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０１１５】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１１６】
図７において、電流制御手段１２では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力される。
【０１１７】
ＶｄＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）
ＶｑＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）
（Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、ｓはラプラス演算子）
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力される。
【０１１８】
【数１０】
【０１１９】
電流座標変換手段１４では、永久磁石モータ１の３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、 Ｉｑを求めて出力される。
【０１２０】
【数１１】
【０１２１】
第一の誘起電圧推定演算手段２１では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子角速度推定値ωｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１を求めて出力される。
【０１２２】
【数１２】
（Ｒ：モータ巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑ：モータｄｑ軸インダクタンス）
【０１２３】
第二の誘起電圧推定演算手段２１では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子回転角速度推定値ωｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２を求めて出力される。
【０１２４】
【数１３】
（Ｒ：モータ巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑ：モータｄｑ軸インダクタンス）
【０１２５】
回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２とを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１２６】
【数１４】
（ＫｐＳＬ：制御比例ゲイン、ＫｉＳＬ：制御積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子、ｋ１、ｋ２：正の定数）
【０１２７】
さらに、回転子角周波数推定値ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値 θｈとして出力される。
【０１２８】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、電流指令値を用いた誘起電圧推定値（第一の誘起電圧推定演算手段２１）による、電流センサ等の検出系のノイズに対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【０１２９】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、電流指令値を用いた誘起電圧推定値による検出系のノイズ等に対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことが可能となる。（第７の実施の形態）
図８は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１３０】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図８に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、重み係数設定部１９を付加した構成としている。
【０１３１】
重み係数設定部１９は、前記第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する。
【０１３２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１３３】
図８において、回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定演算手段Ｅｄ２とを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１３４】
【数１５】
（ＫｐＳＬ：制御比例ゲイン、ＫｉＳＬ：制御積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
【０１３５】
上記式中に現われるｋ１、ｋ２は重み係数であり、モータ回転子の角速度推定値ωｈに応じて、重み係数設定部１９で次のような演算により設定される。
【０１３６】
すなわち、まず、切替え関数Ｋｅｘｇが演算される。
【０１３７】
（１）｜ωｈ｜＜ω０１の時、 Ｋｅｘｇ＝０
（２）ω０１＜｜ωｈ｜＜ω０２の時、 Ｋｅｘｇ＝（｜ωｈ｜−ω０１）／（ω０２−ω０１）
（３）ω０２＜｜ω０１｜の時、 Ｋｅｘｇ＝１
（ω０１、ω０２はω０１＜ω０２を満たす定数）
次に、このＫｅｘｇを用いてｋ１、ｋ２が、次のような演算により求められる。
【０１３８】
ｋ１＝１−Ｋｅｘｇ
ｋ２＝Ｋｅｘｇ
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１３９】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速領域での位相誤差検出感度向上と、低速領域での電流センサ等の検出系ノイズに対する安定性の向上とを両立することができる。
【０１４０】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速運転領域での検出感度向上と、低速運転領域での検出系ノイズに対する安定性の向上との両立を図ることが可能となる。
（第８の実施の形態）
図９は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４１】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図９に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、重み係数切替部２０を付加し、さらに電圧最大超過判定部２４を別途付加した構成としている。
【０１４２】
電圧最大超過判定部２４は、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令を入力として、この電圧指令がインバータ２の出力可能最大電圧を超過したか否かを判別する。
重み係数切替部２０は、電圧最大超過判定部２４による判定結果に応じて、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令がインバータ２の出力可能最大電圧を上回った場合には、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値を用いずに、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値のみを用いてモータ回転子の位置推定値補正を行なうように、前記重み係数を切り替える。
【０１４３】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１４４】
図９において、電圧最大超過判定部２４では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを入力として、次のような条件判別により、電圧最大超過判定フラグを設定して出力される。
【０１４５】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆが求められる。
【０１４６】
【数１６】
【０１４７】
次に、インバータ２の出力可能最大電圧Ｖ１Ｍａｘが、次のような演算により求められる。
【０１４８】
【数１７】
【０１４９】
（１）Ｖ１Ｒｅｆ＞Ｖ１Ｍａｘの時、Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ＝１
（２）Ｖ１Ｒｅｆ＜Ｖ１Ｍａｘの時、Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ＝０
回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定演算手段Ｅｄ２と、最大電圧超過判定部２４から出力される最大電圧超過フラグＦｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１５０】
【数１８】
（ＫｐＳＬ：制御比例ゲイン、ＫｉＳＬ：制御積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
【０１５１】
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１５２】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
上記式中に現われるｋ１、ｋ２は重み係数であり、最大電圧超過判定部２４から出力される電圧最大超過判定部２４から出力される電圧最大超過フラグＦｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍに応じて、重み係数切替部２０で次のように設定される。
【０１５３】
（１）Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ＝１の時、ｋ１＝０、ｋ２＝１
（２）Ｆｌｇ＿ｖ１Ｌｉｍ＝０の時、ｋ１＝ｋ１０、ｋ２＝ｋ２０
（ｋ１０、ｋ２０はｋ１０＋ｋ２０＝１をみたす任意の正の定数）
以上により、電圧指令がインバータ２の出力可能最大を超えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ電圧誘起電圧推定を行なうことによる推定誤差を防止することができる。
【０１５４】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、電圧指令がインバータ２の出力可能最大電圧を越えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ誘起電圧の推定を行なうことによる推定誤差を防止することが可能となる。
【０１５５】
（第９の実施の形態）
図１０は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１５６】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１０に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、重み係数設定部１９を付加し、さらに変調率演算部２５を別途付加した構成としている。
【０１５７】
変調率演算部２５は、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、インバータ２の入力直流電圧Ｖｄｃとを入力として、変調率ＡＬを算出して出力する。
【０１５８】
重み係数設定部１９は、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、変調率演算部２５による変調率の算出結果に応じて、すなわち電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令の２乗とｑ軸電圧指令の２乗との和の平方根（電圧ベクトル振幅）の、インバータ２の出力可能最大電圧に対する比率（変調率）の大きさに応じて可変設定する。
【０１５９】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１６０】
図１１において、変調率演算部２５では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、インバータ２の入力直流電圧Ｖｄｃとを入力として、次のような演算により、変調率ＡＬを求めて出力される。
【０１６１】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆが求められる。
【０１６２】
【数１９】
【０１６３】
次に、インバータ２の出力可能最大電圧Ｖ１Ｍａｘが、次のような演算により求められる。
【０１６４】
【数２０】
また、変調率ＡＬが、次のような演算により求められる。
【０１６５】
ＡＬ＝Ｖ１Ｒｅｆ／Ｖ１Ｍａｘ
回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定演算手段Ｅｄ２と、変調率演算部２５から出力される変調率ＡＬとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１６６】
【数２１】
（ＫｐＳＬ：制御比例ゲイン、ＫｉＳＬ：制御積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
【０１６７】
上記式中に現われるｋ１、ｋ２は重み係数であり、変調率演算部２５から出力される変調率ＡＬに応じて、重み係数設定部１９で次のように設定される。
【０１６８】
ｋ１＝１−ＡＬ
ｋ２＝ＡＬ
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１６９】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、重み係数を連続的に変化させることで、前記第８の実施の形態で問題となる可能性のある重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することができる。
【０１７０】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することが可能となる。
（第１０の実施の形態）
図１１は、本実施の形態による直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１１に示すように、電流制御手段３１と、ｄｑ軸電圧指令発生手段３２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、誘起電圧推定演算手段３３と、回転子位置推定手段３４とから構成している。
【０１７１】
モータ１は、永久磁石モータ、永久磁石リラクタンスモータ等の、回転によって逆起電圧がモータ端子に現われるモータである。
【０１７２】
電流制御手段３１は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、電流座標変換手段１４からの出力である永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する。
【０１７３】
ｄｑ軸電圧指令発生手段３２は、電流制御手段３１からの出力である電圧位相角と、インバータ２の入力直流電圧とを入力として、インバータ２の出力可能最大電圧をｄ軸およびｑ軸に分配してｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を生成する。
【０１７４】
電圧指令座標変換手段１３は、ｄｑ軸電圧指令発生手段３２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、回転子位置推定手段３４からの出力である永久磁石モータ１のモータ回転子の位置推定値を用いてインバータ２の３相電圧指令に変換する。
【０１７５】
電流座標変換手段１４は、永久磁石モータの３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、回転子位置推定手段３４からの出力である永久磁石モータ１のモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【０１７６】
誘起電圧推定演算手段３３は、電流制御手段３１からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、回転子位置推定手段３４からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０１７７】
回転子位置推定手段３４は、誘起電圧推定手段３３の出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０１７８】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１７９】
図１１において、電流制御手段３１では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような演算により、電圧位相角γを求めて出力される。
【０１８０】
【数２２】
（Ｋｐ１ｐ，Ｋｉ１ｐ，Ｋｄ１ｐは制御ゲイン、ｓはラプラス演算子）
【０１８１】
ｄｑ軸電圧指令発生手段３２では、電流制御手段３１から出力される電圧位相角γと、インバータ２の入力直流電圧Ｖｄｃとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力される。
【０１８２】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆが求められる。
【０１８３】
【数２３】
【０１８４】
次に、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆが、次のような演算により求められる。
【０１８５】
ＶｄＲｅｆ＝Ｖ１Ｒｅｆ*ｃｏｓ（γ）
ＶｑＲｅｆ＝Ｖ１Ｒｅｆ*ｓｉｎ（γ）
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力される。
【０１８６】
【数２４】
【０１８７】
電流座標変換手段１４では、３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈｓを入力として、次のような演算により、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力される。
【０１８８】
【数２５】
【０１８９】
誘起電圧推定演算手段３３では、ｄｑ軸電圧指令発生手段３２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑと、回転子位置推定手段３４から出力される回転子回転角速度推定値ωｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄを求めて出力される。
【０１９０】
【数２６】
（Ｒ：モータ巻線抵抗、Ｌｄ、Ｌｑ：モータｄｑ軸インダクタンス）
【０１９１】
回転子位置推定手段３４では、誘起電圧推定演算手段８３から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１９２】
【数２７】
（ＫｐＳＬ：制御比例ゲイン、ＫｉＳＬ：制御積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
【０１９３】
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１９４】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、インバータ２の出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる１パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することができる。
【０１９５】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ２の出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる１パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することが可能となる。
（第１１の実施の形態）
図１２は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１９６】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１２に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、下記の手段を付加して新たな回転子位置推定手段４２を構成し、さらに電圧位相角回転速度演算手段４１を別途付加した構成としている。
【０１９７】
電圧位相角回転速度演算手段４１は、前記電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入力として、ｄｑ軸電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する。
【０１９８】
回転子位置推定手段４２は、インバータ２の動作開始後一定時間は、電流制御手段１２に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、本回転子位置推定手段４２から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧位相角回転速度演算手段４１から出力される電圧位相角回転速度を、本回転子位置推定手段４２のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段を付加している。
そして、このモータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に、回転子位置推定手段４２の動作を開始して定常動作に移行するようにしている。
【０１９９】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２００】
図１２において、電流制御手段１２に入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆは、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間（フラグＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間）は、両者共に強制的にゼロに設定される。
【０２０１】
（１）０＜ｔ＜ΔＴの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１、ＩｄＲｅｆ＝０、ＩｑＲｅｆ＝０
（２）ΔＴ＜ｔの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０、ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆはトルク指令に応じてあらかじめパターン化された値。
【０２０２】
電圧位相角回転速度演算手段４１では、フラグＩＮＩＴｍｏｄｅと、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆとを入力として、ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間の電圧べクトル回転速度ωｉｎｉｔを、次のような演算により演算して出力される。
【０２０３】
すなわち、まず、電圧位相角θｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２０４】
【数２８】
【０２０５】
次に、電圧ベクトル回転角速度ωｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２０６】
ωｉｎｉｔ＝ｄθｉｎｉｔ／ｄｔ
回転子位置推定手段４３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２と、電圧位相角回転速度演算手段４１から出力される電圧位相角回転角速度ωｉｎｉｔとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０２０７】
（１）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０の時、
【数２９】
（ＫｐＳＬ：制御比例ゲイン、ＫｉＳＬ：制御積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子、ｋ１、ｋ２：正の定数）
【０２０８】
（２）ＩＮＩＴｍｏｄｅが０から１へ切り替わる時、
上記積分値が、電圧位相角回転角速度ωｉｎｉｔにプリセットされる。
【０２０９】
（３）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の時、
ωｈ＝０
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０２１０】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、回転中の永久磁石モータ１をインバータ２で再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
【０２１１】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転中の永久磁石モータ１をインバータ２で再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１２の実施の形態）
図１３は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１および図７と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１３に示すように、高周波電流指令重畳手段１１と、電流制御手段１２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、第一の誘起電圧推定演算手段２１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２と、第一の回転子位置推定手段１５と、第二の回転子位置推定手段２３と、電圧ベクトル振幅演算手段５１とから構成している。
【０２１２】
高周波電流指令重畳手段１１は、永久磁石モータ１のモータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する。
【０２１３】
電流制御手段１２は、電流座標変換手段１４からの出力である永久磁石モータ１のｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段１１から出力される電流指令値に追従するように、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する。
【０２１４】
電圧指令座標変換手段１３は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、第一の回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ２の３相電圧指令に変換する。
【０２１５】
電流座標変換手段１４は、永久磁石モータ１の３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、第一の回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【０２１６】
第一の誘起電圧推定演算手段２１は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、第二の回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０２１７】
第二の誘起電圧推定演算手段２２は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、第二の回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０２１８】
第一の回転子位置推定手段１５は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段１１で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつこのｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、この算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０２１９】
第二の回転子位置推定手段２３は、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０２２０】
電圧ベクトル振幅演算手段５１は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令のベクトル和の大きさ（電圧べクトル振幅）を算出して出力する。
【０２２１】
そして、インバータ２の動作開始後一定時間は、電流制御手段１２に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、第一および第二の回転子位置推定手段２１および２２から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧ベクトル振幅演算手段５１からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、この電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には第二の回転子位置推定手段２５からの出力を、また電圧ベクトル振幅が一定値未満の場合には第一の回転子位置推定手段１５からの出力を、電圧指令座標変換手段１３および電流座標変換手段１４に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替えるようにしている。
【０２２２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２２３】
図１３において、電圧指令座標変換手段１３、および電流座標変換手段１４の作用は、前記第１の実施の形態と同一であるが、入力されるモータ回転子の位置推定値θｈは、電圧ベクトル振幅演算手段５１から出力されるセンサレスモード切り替えフラグＳＬｍｏｄｅの値に応じて、
ＳＬｍｏｄｅ＝１の時は、第二の回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈが用いられ、
ＳＬｍｏｄｅ＝０の時は、第一の回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈに切り替えて用いられる。
【０２２４】
高周波電流指令重畳手段１１に入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１は、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間（フラグＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間）は、両者共に強制的にゼロに設定される。
【０２２５】
（１）０＜ｔ＜ΔＴの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１、ＩｄＲｅｆ１＝０、ＩｑＲｅｆ１＝０
（２）ΔＴ＜ｔの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０、ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１はトルク指令に応じてあらかじめパターン化された値。
【０２２６】
高周波電流指令重畳手段１１では、永久磁石モータ１の回転周波数に対して十分高い周波数、例えば５００Ｈｚの高周波回転電流指令ＩｄＲｅｆＨＦ、ＩｑＲｅｆＨＦをそれぞれの電流指令に重畳して、新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２が出力される。
【０２２７】
この場合、入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１は、例えば次のような式で与えられる。
【０２２８】
ＩｄＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｃｏｓ（３π／４）
ＩｑＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｓｉｎ（３π／４）
（ＴｒｑＲｅｆ：トルク指令、ｋは定数）
また、重畳する高周波成分は、次のような式で与える。
【０２２９】
（１）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の時、
ＩｄＲｅｆＨＦ＝０
ＩｑＲｅｆＨＦ＝０
（２）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０の時、
ＩｄＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｃｏｓ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
ＩｑＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｓｉｎ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
（Ｉ１ＨＦ：高周波電流振幅、ｆＨＦ：重畳電流周波数５００Ｈｚ、ｔ：時刻）
さらに、出力する新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２は、次のような式で与える。
【０２３０】
ＩｄＲｅｆ２＝ＩｄＲｅｆ１＋ＩｄＲｅｆＨＦ
ＩｑＲｅｆ２＝ＩｑＲｅｆ２＋ＩｑＲｅｆＨＦ
電圧ベクトル振幅演算手段５１では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを入力として、次のような演算により、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆを求め、さらにその値の大きさに応じて、センサレス制御モード切り替えフラグＳＬｍｏｄｅを切り替えて出力される。
【０２３１】
【数３０】
【０２３２】
（１）Ｖ１Ｒｅｆ＞Ｖ１ＲｅｆＳＥＴの時、ＳＬｍｏｄｅ＝１
（２）Ｖ１Ｒｅｆ＜Ｖ１ＲｅｆＳＥＴの時、ＳＬｍｏｄｅ＝０
（Ｖ１ＲｅｆＳＥＴは正の定数）
以上により、低速から高速までインバータ２再始動時の永久磁石モータ１の回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ２再始動時の永久磁石モータ１の回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１３の実施の形態）
図１４は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１２と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０２３３】
すなわち、本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、図１４に示すように、前記第１１の実施の形態と同一であり、インバータ２の動作開始後一定時間は、インバータ２の３相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる永久磁石モータ１の電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段４２の初期値として設定する手段を付加している点のみが異なっている。
【０２３４】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２３５】
図１４において、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間（ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間）は、電圧指令座標変換手段１３からの出力は、強制的にゼロに設定される。
【０２３６】
または、２レベルインバータ２の各相下側素子をＵ相、Ｖ相、Ｗ相すベてオンにし、各相上側素子をＵ相、Ｖ相、Ｗ相すベてオフにすることで、３相線間電圧をゼロにするようにしてもよい。
【０２３７】
以上により、回転中の永久磁石モータ１に対するインバータ２の再始動、特にモータ誘起電圧がインバータ２の直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
【０２３８】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転中の永久磁石モ一タ１に対するインバータ２再始動、特に永久磁石モータ１の誘起電圧線間電圧がインバータ２の直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１４の実施の形態）
図１５は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０２３９】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１５に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、下記の手段を付加して新たな回転子位置推定手段６２を構成し、さらに電流位相角回転速度演算手段６１と、遅延手段７１とを別途付加した構成としている。
【０２４０】
また、インバータ主回路に、バッテリ等の安定な直流電源８１と、直流電源８１とインバータ２との間を電気的に接続／切り離しするスイッチ８２と、インバータ２の入力直流を平滑する平滑コンデンサ８３とを付加して構成している。
【０２４１】
遅延手段７１は、インバータ主回路のスイッチ８２の投入指令ＳＷｏｎを入力として、一定時間遅延させてインバータ動作開始フラグＧｓｔを出力する。
電流位相角回転速度演算手段６１は、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ，Ｉｑと、遅延手段７１から出力されるインバータ動作開始フラグＧｓｔとを入力として、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを算出して出力する。
【０２４２】
回転子位置推定手段６２は、永久磁石モータ１の回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、直流電源８１の電圧を上回るような高速回転状態からインバータ２を動作させる場合に、インバータ２の動作開始前に直流電源８１とインバータ２との間のスイッチ８２を投入し、その時永久磁石モータ１からインバータ２の図示しないスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる３相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、本回転子位置推定手段６２の初期値として設定した後にインバータ２の動作を開始する手段を付加している。
【０２４３】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２４４】
図１５において、インバータ主回路のスイッチ８２の投入指令ＳＷｏｎが０から１に変わると同時に、インバータ主回路のスイッチ８２が投入される。
【０２４５】
スイッチ８２の投入指令ＳＷｏｎに対して一定時間ΔＴの遅れ時間を持って、インバータ動作開始指令フラグＧｓｔが０から１に切り替わる。
【０２４６】
回転子位置推定手段６２では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２と、電流位相角回転速度演算手段６１から出力される電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔと、インバータ動作開始指令フラグＧｓｔとを入力として、次のような演算により、モ一タ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０２４７】
（１）ＧＳｔ＝１の時、
【数３１】
（ＫｐＳＬ：制御比例ゲイン、ＫｉＳＬ：制御積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子、ｋ１、ｋ２：正の定数）
【０２４８】
（２）Ｇｓｔが０から１へ切り替わる時、
上記積分値が、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔにプリセットされる。
【０２４９】
（３）Ｇｓｔ＝０の時、
ωｈ＝０
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０２５０】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
電流位相角回転速度演算手段６１では、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ，Ｉｑと、インバータ動作開始フラグＧｓｔとを入力として、Ｇｓｔ＝０の間、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを求めて出力される。
【０２５１】
すなわち、まず、電圧位相角θｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２５２】
θｉｎｉｔ＝ｔａｎ-1（Ｉｑ／Ｉｄ）
次に、電圧ベクトル回転角速度ωｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２５３】
ωｉｎｉｔ＝ｄθｉｎｉｔ／ｄｔ
以上により、モータ誘起電圧線間電圧がインバータ２の直流電源８１の電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源８１とインバータ２の直流入力とをスイッチ８２で接続した際に流れる電流を検出するだけで、インバータ２再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石モータ１の誘起電圧線間電圧がインバータ２の直流電源８１電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源８１とインバ−タ２の直流入力とをスイッチ８１で接続した際に流れる電流を検出するだけで、インバータ２再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１５の実施の形態）
本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、前記第１４の実施の形態と同一であり、前記スイッチ８２の投入時、３相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、永久磁石モータ１の速度が低いと判断して、回転子位置推定手段６２で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値でインバータ２の動作を開始する手段を付加している点のみが異なっている。
【０２５４】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について、図１６を用いて説明する。
【０２５５】
電流位相角回転速度演算手段６１では、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ，Ｉｑと、インバータ動作開始フラグＧｓｔとを入力として、Ｇｓｔ＝０の間、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを求めて出力される。
【０２５６】
すなわち、まず、電流ベクトル振幅Ｉ１が、次のような演算により求められる。
【０２５７】
【数３２】
【０２５８】
ここで、電流ベクトル振幅Ｉ１の大ききが一定値Ｉ１ｓｅｔよりも小さい場合には、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔとして０が出力される。
【０２５９】
また、電流ベクトル振幅Ｉ１の大きさが一定値Ｉ１ｓｅｔよりも大きい場合には、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを求めて出力される。
【０２６０】
すなわち、まず、電圧位相角θｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２６１】
θｉｎｉｔ＝ｔａｎ-1（Ｉｑ／Ｉｄ）
次に、電圧ベクトル回転角速度ωｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２６２】
ωｉｎｉｔ＝ｄθｉｎｉｔ／ｄｔ
以上により、モータ誘起電圧線間電圧の大小に関わらず、回転中の永久磁石モータ１の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作ヘの速やかな移行を行なうことができる。
【０２６３】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石モータ１の誘起電圧線間電圧の大小にかかわらず、回転中の永久磁石モータ１の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（その他の実施の形態）
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも一つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも一つ）が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【０２６４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のモータ制御装置によれば、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図２】本発明によるモータ制御装置の第２の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図３】本発明によるモータ制御装置の第３の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図４】同第３の実施の形態のモータ制御装置におけるＮＳ判別手段の動作を説明するための図。
【図５】本発明による第４の実施の形態のモータ制御装置における制御ゲイン変化を説明するための図。
【図６】本発明によるモータ制御装置の第５の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図７】本発明によるモータ制御装置の第６の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図８】本発明によるモータ制御装置の第７の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図９】本発明によるモータ制御装置の第８の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１０】本発明によるモータ制御装置の第９の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１１】本発明によるモータ制御装置の第１０の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１２】本発明によるモータ制御装置の第１１の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１３】本発明によるモータ制御装置の第１２の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１４】本発明によるモータ制御装置の第１３の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１５】本発明によるモータ制御装置の第１４の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１６】本発明による第１５の実施の形態のモータ制御装置における電流位相角回転角速度演算手段での出力切替えを説明するための図。
【図１７】永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図。
【図１８】ベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図。
【符号の説明】
１…モータ
２…インバータ
１１…高周波電流指令重畳手段
１２…電流制御手段
１３…電圧指令座標変換手段
１４…電流座標変換手段
１５…回転子位置推定手段
１６…ｄ軸直流電流指令重畳手段
１７…ＮＳ判別手段
１８…制御ゲイン設定手段
１９…重み係数設定部
２０…重み係数切替部
２１…第一の誘起電圧推定演算手段
２２…第二の誘起電圧推定演算手段
２３…回転子位置推定手段
２４…電圧最大超過判定部
２５…変調率演算部
３１…電流制御手段
３２…ｄｑ軸電圧指令発生手段
３３…誘起電圧推定演算手段
３４…回転子位置推定手段
４１…電圧位相角回転速度演算手段
４２…回転子位置推定手段
５１…電圧ベクトル振幅演算手段
６１…電流位相角回転速度演算手段
６２…回転子位置推定手段
７１…遅延手段
８１…直流電源
８２…スイッチ
８３…平滑コンデンサ
ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１…ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令
ＩｄＲｅｆＨＦ、ＩｑＲｅｆＨＦ…高周波回転電流指令
ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２…新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令
ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ…ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ…３相電圧指令
Ｉｕ、Ｉｗ…電流検出値
θｈ…モータ回転子の位置推定値
ωｈ…モータ回転子の回転角速度推定値
ＢＦＰ…バンドパスフィルタ
ＢＦＰ２…バンドパスフィルタ
Ｈ…評価関数
ＩｄＲｅｆ３…新たなｄ軸電流指令
ＩｄＢｉａｓ…ｄ軸直流電流バイアス
ΔθＮＳ…位相角修正値
ＬｄＭ、ＬｄＰ…サンプルホールド値
Ｋｐ…比例ゲイン
Ｋｉ…積分ゲイン
ＫｐＳＬ…制御比例ゲイン
ＫｉＳＬ…制御積分ゲイン
ｓ…ラプラス演算子
Ｒ…モータ巻線抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ…モータｄｑ軸インダクタンス
Ｅｄ１…ｄ軸誘起電圧推定値
Ｅｄ２…ｄ軸誘起電圧推定値
Ｅｄ…ｄ軸誘起電圧推定値
ｋ１、ｋ２…重み係数
Ｋｅｘｇ…切替え関数
Ｖ１Ｒｅｆ…電圧ベクトル振幅
Ｖ１Ｍａｘ…インバータ２の出力可能最大電圧
Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ…最大電圧超過フラグ
Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ…電圧最大超過フラグ
ＡＬ…変調率
Ｋｐ１ｐ，Ｋｉ１ｐ，Ｋｄ１ｐ…制御ゲイン
Ｖｄｃ…インバータ２の入力直流電圧
ＩＮＩＴｍｏｄｅ…フラグ
ΔＴ…経過時間
θｉｎｉｔ…電圧位相角
ωｉｎｉｔ…電圧ベクトル回転角速度
ＳＬｍｏｄｅ…センサレスモード切り替えフラグ
ＳＷｏｎ…スイッチ８２の投入指令
Ｇｓｔ…インバータ動作開始フラグ
Ｉ１…電流ベクトル振幅
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの制御装置に係り、特に小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図るようにしたモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、例えば永久磁石同期モータの制御装置としては、回転する界磁の位置を検出して、それに合わせて駆動用インバータの制御を行なう方式のものと、界磁の位置に関係なく、開ループでインバータの出力周波数を制御する方式のものとがある。
【０００３】
前者は、直流モータと類似の動作および特性が得られることから、ブラシレス直流モータと呼ばれる場合もある。
後者は、誘導機の電圧／周波数制御と同様の制御となるが、同強制風冷式の場合には脱調が発生する可能性がある。
従って、低速回転で大きなトルクを得ることが困難なため、繊維機械の巻取機等、特殊な用途に使用されているにすぎない。
【０００４】
図１７は、この種の永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図である。
図１７に示すように、永久磁石同期モータ１と、直流電力を交流電力に変換して永久磁石同期モータ１に供給するための電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータと称する）２と、永久磁石同期モータ１の印加電圧または電流の位相を決定するための磁極位置の検出器３と、電流制御器４とから構成されている。これに速度制御を行なうためには、そのための速度制御器５および回転速度の検出器３が付加される。
さらに、位置制御を行なう場合には、位置制御器６および位置の検出器３が付加される。
一方、最近では、この種の永久磁石同期モータの制御装置として、ベクトル制御により制御を行なう方式のものが提案されてきている。
図１８は、この種のベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１７と同一要素には同一符号を付して示している。
図１８において、電流制御手段１２では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、演算によりｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力する。
【０００５】
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置センサ１０から出力されるモータ回転子の位置検出値θとを入力として、演算によりインバータ２の３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力する。
【０００６】
電流座標変換手段１４では、３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置センサ１０から出力される回転子位置検出値θとを入力として、演算によりｄｑ座標軸での値である上記ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、永久磁石モータやリラクタンスモータ等のモータの出力トルクを、上記のようなベクトル制御による制御装置で高精度かつ高速に制御する場合には、モータ回転子の位置に応じて電流を流し込むために、回転子位置センサ１０を取り付ける必要がある。
【０００８】
しかしながら、回転子位置センサ１０は比較的体積が大きいために、装置が大型となって配置上の制約を誘起したり、回転子位置センサ１０からの出力を制御装置本体まで伝送するための制御伝送線の引き回しの煩わしさ、断線等の故障要因が増加して、コストが高くなるばかりでなくメンテナンスも困難となる。
【０００９】
これに対して、永久磁石モータにおいては、永久磁石の磁束に起因して回転中に発生するモータ逆起電圧を検出することで、間接的にモータ回転子の位置を知ることができるが、逆起電圧が原理的に発生しない回転数ゼロの運転状態では、モータ回転子の位置を知ることができないという問題がある。
【００１０】
本発明の目的は、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能なモータ制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いて、インバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【００１２】
従って、請求項１に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、モータ回転子の回転速度と異なる高周波回転電流をモータに印加し、その電流を印加するために必要な高周波電圧を用いて、モータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を推定することができる。
【００１３】
特に、ｑ軸高周波電圧成分とｑ軸高周波電流成分との積と、ｄ軸高周波電圧成分とｄ軸高周波電流成分との積との差の直流成分に応じて、モータ回転子の位置推定値を補正することにより、簡単な装置構成で高精度の磁極位置推定値を得ることができる。
【００１４】
これにより、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【００１５】
また、請求項２に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、高周波電流指令重畳手段で重畳する高周波電流指令の周波数の２倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力するフィルタ手段を付加している。
【００１６】
従って、請求項２に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、速度変化率が高い運転状態におけるモータ回転子位置推定応答速度遅れなく、直流成分のみを取り出すことができる。
【００１７】
さらに、請求項３に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段からの出力である電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、永久磁石モータの永久磁石のＮ極、Ｓ極を同定するように、高周波電流指令重畳手段からの出力であるｄ軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳するｄ軸直流電流指令重畳手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｄ軸電圧高周波成分をｄ軸電流高周波成分で除した値を、ｄ軸直流電流指令重畳手段で重畳したｄ軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、当該大小比較結果に応じて永久磁石のＮ極がｄ軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力するＮＳ判別手段とを備えている。
【００１８】
従って、請求項３に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、埋め込み磁石モータや永久磁石リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータのモータ回転子の位置を検出することができる。
【００１９】
また、請求項４に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ動作停止後の再起動時等のインバータ動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加している。
【００２０】
従って、請求項４に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータ動作開始時のモータ回転子の位置推定の整定時間の短縮と、高ゲインによる定常時のモータ回転子の位置推定の安定性との両立を図ることができる。
【００２１】
さらに、請求項５に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、モータ回転子位置補正の制御ゲインを、ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段を付加している。
【００２２】
従って、請求項５に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、外乱が加わった時のモータ回転子の位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性との両立を図ることができる。
【００２３】
一方、請求項６に対応する発明では、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値がｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【００２４】
従って、請求項６に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、電流指令値を用いた誘起電圧推定値による検出系のノイズ等に対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【００２５】
また、請求項７に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、回転子位置推定手段からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加している。
【００２６】
従って、請求項７に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速運転領域での検出感度向上と、低速運転領域での検出系ノイズに対する安定性の向上との両立を図ることができる。
【００２７】
さらに、請求項８に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、電流制御手段からの出力である電圧指令がインバータの出力可能最大電圧を上回った場合には、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値を用いずに、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値のみを用いてモータ回転子の位置推定値補正を行なうように、重み係数を切り替える重み係数切替手段を付加している。
【００２８】
従って、請求項８に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、電圧指令がインバータの出力可能最大電圧を越えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ誘起電圧の推定を行なうことによる推定誤差を防止することができる。
【００２９】
さらにまた、請求項９に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、回転子位置推定手段に、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令の２乗とｑ軸電圧指令の２乗との和の平方根（電圧ベクトル振幅）の、インバータの出力可能最大電圧に対する比率（変調率）の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加している。
【００３０】
従って、請求項９に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、重み係数を連続的に変化させることで、上記請求項８に対応する発明のモータ制御装置で問題となる可能性のある、重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することができる。
【００３１】
一方、請求項１０に対応する発明では、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力である電圧位相角と、インバータの入力直流電圧とを入力として、インバータの出力可能最大電圧をｄ軸およびｑ軸に分配してｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を生成するｄｑ軸電圧指令発生手段と、ｄｑ軸電圧指令発生手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する誘起電圧推定演算手段と、誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段とを備えている。
【００３２】
従って、請求項１０に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータの出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる１パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することができる。
【００３３】
また、請求項１１に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入力として、ｄｑ軸電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する電圧位相角回転速度演算手段と、インバータの動作開始後一定時間は、電流制御手段に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧位相角回転速度演算手段から出力される電圧位相角回転速度を、回転子位置推定手段のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段とを付加し、モータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に回転子位置推定手段の動作を開始して定常動作に移行するようにしている。
【００３４】
従って、請求項１１に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、回転中の永久磁石モータをインバータで再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００３５】
一方、請求項１２に対応する発明では、モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、モータ回転子の位置推定値を用いてインバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、永久磁石モータの３相電流を、モータ回転子の位置推定値を用いてｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する第一の回転子位置推定手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値をモータ回転子の位置推定値として出力する第二の回転子位置推定手段と、電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令のベクトル和の大きさ（電圧べクトル振幅）を算出して出力する電圧ベクトル振幅演算手段と、インバータの動作開始後一定時間は、電流制御手段に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、第一および第二の回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧ベクトル振幅演算手段からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、当該電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には第二の回転子位置推定手段からの出力を、また電圧ベクトル振幅が一定値未満の場合には第一の回転子位置推定手段からの出力を、電圧指令座標変換手段および電流座標変換手段に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替える手段とを備えている。
【００３６】
従って、請求項１２に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、インバータ再始動時のモータの回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００３７】
また、請求項１３に対応する発明では、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、インバータの動作開始後一定時間は、インバータの３相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる永久磁石モータの電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段の初期値として設定する手段を付加している。
【００３８】
従って、請求項１３に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、回転中の永久磁石モ一タに対するインバータ再始動、特に永久磁石モータの誘起電圧線間電圧がインバータの直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００３９】
一方、請求項１４に対応する発明では、直流電源と、当該直流電源からの直流電力を交流電力に変換して永久磁石モータに供給するインバータと、直流電源とインバータとの間を電気的に接続／切り離しするスイッチとから構成される、上記請求項６に対応する発明のモータ制御装置において、永久磁石モータの回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、直流電源電圧を上回るような高速回転状態からインバータを動作させる場合に、インバータの動作開始前に直流電源とインバータとの間のスイッチを投入し、その時永久磁石モータからインバータのスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる３相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段の初期値として設定した後にインバータの動作を開始する手段を付加している。
【００４０】
従って、請求項１４に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、永久磁石モータの誘起電圧線間電圧がインバータの直流電源電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源とインバ−タ直流入力とをスイッチで接続した際に流れる電流を検出するだけで、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００４１】
また、請求項１５に対応する発明では、上記請求項１４に対応する発明のモータ制御装置において、スイッチの投入時、３相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、永久磁石モータの速度が低いと判断して、回転子位置推定手段で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値でインバータの動作を開始する手段を付加している。
【００４２】
従って、請求項１５に対応する発明のモータ制御装置においては、以上のような手段を備えることにより、永久磁石モータの誘起電圧線間電圧の大小にかかわらず、回転中の永久磁石モータの再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】
本発明は、モータのモータ回転子の回転速度と異なる高周波回転電流をモータに印加し、その電流を印加するために必要な高周波電圧を用いて、モータ回転子の磁気抵抗の差を検出することで、回転子位置センサなしにモータ回転子の位置を推定するものである。
【００４４】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００４５】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給されるモータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１８と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１に示すように、高周波電流指令重畳手段１１と、電流制御手段１２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、回転子位置推定手段１５とから構成している。
高周波電流指令重畳手段１１は、モータ１のモータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する。
【００４６】
電流制御手段１２は、電流座標変換手段１４からの出力であるモータ１のｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段１１から出力される電流指令値に追従するように、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する。
【００４７】
電圧指令座標変換手段１３は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ２の３相電圧指令に変換する。
【００４８】
電流座標変換手段１４は、モータ１の３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である上記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【００４９】
回転子位置推定手段１５は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段１１で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつこのｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、この算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【００５０】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００５１】
図１において、高周波電流指令重畳手段１１では、トルク指令に基づきあらかじめ記憶しておいたパターンにしたがったｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１を入力として、モータ１の回転周波数に対して十分高い周波数、例えば５００Ｈｚの高周波回転電流指令ＩｄＲｅｆＨＦ、ＩｑＲｅｆＨＦをそれぞれの電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１に重畳して、新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２が出力される。
【００５２】
この場合、入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１は、例えば次のような式で与えられる。
【００５３】
ＩｄＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｃｏｓ（３π／４）
ＩｑＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｓｉｎ（３π／４）
（ＴｒｑＲｅｆ：トルク指令、ｋは定数）
また、重畳する高周波成分は、例えば次のような式で与えられる。
【００５４】
ＩｄＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｃｏｓ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
ＩｑＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｓｉｎ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
（Ｉ１ＨＦ：高周波電流振幅、ｆＨＦ：重畳電流周波数５００Ｈｚ、ｔ：時刻）
さらに、出力する新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令は、例えば次のような式で与えられる。
【００５５】
ＩｄＲｅｆ２＝ＩｄＲｅｆ１＋ＩｄＲｅｆＨＦ
ＩｑＲｅｆ２＝ＩｑＲｅｆ２＋ＩｑＲｅｆＨＦ
電流制御手段１２では、高周波電流指令重畳手段１１から出力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２と、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力される。
【００５６】
ＶｄＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）
ＶｑＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）
（Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、ｓはラプラス演算子）
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力される。
【００５７】
【数１】
【数２】
電流座標変換手段１４では、モータ１の３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力される。
【００６０】
【数３】
回転子位置推定手段１５では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような手順により、モータ回転子の位置推定値θｈおよび回転角速度推定値ωｈを求めて出力される。
【００６２】
すなわち、図１中のＢＰＦブロックは、バンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を示す。
【００６３】
【数４】
（ｘは入力、ｙは出力、ｆＨＦは高周波電流指令重畳手段１１で重畳する高周波電流周波数成分（５００Ｈｚ）、Ｑは定数）
ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ、ｄ軸電流、ｑ軸電流Ｉｄ、ＩｑのバンドパスフィルタＢＦＰの出力結果を、それぞれＶｄＲｅｆＢＰＦ、ＶｑＲｅｆＢＰＦ、ＩｄＢＦＰ、ＩｑＢＰＦとし、まず次のような評価関数Ｈが求められる。
【００６５】
Ｈ＝ＶｑＲｅｆＢＰＦ＊ＩｑＢＰＦ−ＶｄＲｅｆＢＰＦ＊ＩｄＢＰＦ
次に、この評価関数Ｈがゼロとなるように、比例積分制御により回転子角周波数推定値ωｈを求めて出力される。
【００６６】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊Ｈ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
さらに、回転子角周波数推定値ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値 θｈとして出力される。
【００６７】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、簡単な装置構成で、高精度の磁極位置推定値を得ることができる。
【００６８】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【００６９】
（第２の実施の形態）
図２は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００７０】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図２に示すように、図１における回転子位置推定手段１５に、フィルタ手段であるバンドパスフィルタＢＦＰ２を付加した構成としている。
【００７１】
バンドパスフィルタＢＦＰ２は、前記ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、高周波電流指令重畳手段１１で重畳する高周波電流指令の周波数の２倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力する。
【００７２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００７３】
図２において、回転子位置推定手段１５では、評価関数Ｈに対して次のようなバンドパスフィルタＢＦＰ２で、電流指令重畳高周波ｆＨＦの２倍の周波数成分のみを選択的に遮断した結果Ｈｄｃがゼロとなるように比例積分制御し、回転子角周波数推定値ωｈを求めて出力される。
【００７４】
【数５】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊Ｈｄｃ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
さらに、この回転子角周波数推定値ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【００７６】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、速度変化率が高い運転状態におけるモータ回転子位置推定応答速度遅れなく、直流成分のみを取り出すことが可能となる。
（第３の実施の形態）
図３は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００７７】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図３に示すように、図１におけるモータ１として、埋め込み磁石モータや永久磁石式リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータを適用し、さらにｄ軸直流電流指令重畳手段１６と、ＮＳ判別手段１７とを付加した構成としている。
【００７８】
ｄ軸直流電流指令重畳手段１６は、永久磁石モータ１の永久磁石のＮ極、Ｓ極を同定するように、高周波電流指令重畳手段１１からの出力であるｄ軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳する。
【００７９】
ＮＳ判別手段１７は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令と、電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段１１で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該このｄ軸電圧高周波成分をｄ軸電流高周波成分で除した値を、ｄ軸直流電流指令重畳手段１６で重畳したｄ軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、この大小比較結果に応じて永久磁石のＮ極がｄ軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力する。
【００８０】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について、図４を用いて説明する。
【００８１】
図３において、ｄ軸直流電流指令重畳手段１６では、高周波電流指令重畳手段１１から出力されるｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２を入力として、次のような手順で、新たなｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ３を求めて出力される。
【００８２】
すなわち、インバータ２の動作開始時刻をｔ＝０とし、インバータ２の動作開始からの経過時間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３に対応して、ｄ軸直流電流バイアスＩｄＢｉａｓが設定される。
【００８３】
Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２の時、 ＩｄＢｉａｓ＝＋ＩｄＢＩＡＳ０
Ｔ２＜ｔ＜Ｔ３の時、 ＩｄＢｉａｓ＝−ＩｄＢＩＡＳ０
それ以外の時、 ＩｄＢｉａｓ＝０
（ＩｄＢＩＡＳは正の一定値、モータ回転子鉄心が磁気飽和する程度大きい電流振幅値に相当する）
ＩｄＲｅｆ３＝ＩｄＲｅｆ２＋ＩｄＢｉａｓ
ＮＳ判別手段１７では、図４に示すように、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流Ｉｄを入力として、次のような演算により、現在のｄ軸がＮ極方向か、Ｓ極方向かを判別し、位相角修正値ΔθＮＳを求めて出力される。
【００８４】
次に、ｄ軸電圧指令ＶｄＲｅｆのｆＨＦ（５００Ｈｚ）周波数成分振幅｜ＶｄＲｅｆＨＦ｜が、次のような演算により求められる。
【００８５】
【数６】
また、ｄ軸電流ＩｄのｆＨＦ（５００Ｈｚ）周波数成分振幅｜ＩｄＨＦ｜が、次のような演算により求められる。
【００８７】
【数７】
【００８８】
Ｌｄ＝｜ＶｄＲｅｆＨＦ｜／｜ＩｄＨＦ｜
次に、上記ｄ軸直流電流指令重畳手段１６において、正の直流バイアス電流指令を重畳している時間（Ｔ１＜ｔ＜Ｔ２）に上記Ｌｄをサンプルホールドした値をＬｄＰとし、負の直流バイアス電流指令を重畳している時間（Ｔ２＜ｔ＜Ｔ３）に上記Ｌｄをサンプルホールドした値をＬｄＭとし、これらの値ＬｄＰとＬｄＭとの大小関係の比較結果に応じて、位相角修正値ΔθＮＳを求めて出力される。
【００８９】
ＬｄＰ＜ＬｄＭの時、 ΔθＮＳ＝０
ＬｄＰ＞ＬｄＭの時、 ΔθＮＳ＝π
そして、回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈと、位相角修正値ΔθＮＳとの加算値を、あらたな回転子位置推定値として、電圧指令座標変換手段１３および電流座標変換手段１４にそれぞれ入力して演算に用いられる。
【００９０】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、埋め込み磁石モータや永久磁石リラクタンスモータ等のように、モータ回転子に磁気的突極性を有する永久磁石モータ１のモータ回転子の位置を検出することが可能となる。
（第４の実施の形態）
本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、前記第１の実施の形態と同一であり、前記回転子位置推定手段１５のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ２動作停止後の再起動時等のインバータ２動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加している点のみが異なっている。
【００９１】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００９２】
図５において、回転子位置推定手段１５の制御比例ゲインＫｐＳＬは、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間は、ΔＴ以降の通常動作時の値よりも大きい値に設定される。
【００９３】
０＜ｔ＜ΔＴの時、 ＫｐＳＬ＝Ｋ１
ΔＴ＜ｔの時、 ｋｐＳＬ＝Ｋ２
（Ｋ１、Ｋ２は正の定数、Ｋ１＞Ｋ２）
以上により、インバータ２の動作開始時の短時間での回転子位置推定ができ、かつ高ゲインに起因した定常時の回転子位置推定の安定性低下を抑制することができる。
【００９４】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ２動作開始時のモータ回転子の位置推定の整定時間の短縮と、高ゲインによる定常時のモータ回転子の位置推定の安定性との両立を図ることが可能となる。
（第５の実施の形態）
図６は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００９５】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図６に示すように、図１における回転子位置推定手段１５に、モータ回転子位置補正の制御ゲインを、ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段 １８を付加した構成としている。
【００９６】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【００９７】
図６において、回転子位置推定手段１５では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄｑ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような手順により、回転子位置推定値θｈと回転角速度推定値ωｈを求めて出力される。
【００９８】
すなわち、図１中のＢＰＦブロックは、バンドパスフィルタ（ＢａＲｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を示す。
【００９９】
【数８】
【０１００】
ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、ＩｑのバンドパスフィルタＢＦＰの出力結果を、それぞれＶｄＲｅｆＢＰＦ、ＶｑＲｅｆＢＰＦ、ＩｄＢＰＦ、ＩｑＢＰＦとし、まず次のような評価関数Ｈが求められる。
【０１０１】
Ｈ＝ＶｑＲｅｆＢＰＦ＊ＩｑＢＰＦ−ＶｄＲｅｆＢＰＦ＊ＩｄＢＰＦ
次に、この評価関数Ｈに対して次のようなバンドパスフィルタＢＦＰ２で、電流指令重畳高周波ｆＨＦの２倍の周波数成分のみを選択的に遮断した結果Ｈｄｃが求められる。
【０１０２】
【数９】
次に、この評価関数Ｈｄｃに対して、次のような演算により、制御ゲインＫｐＳＬ、ＫｉＳＬの設定値が求められる。
【０１０４】
ＫｐＳＬ＝ＫｐＳＬ０＋Ｇ・｜Ｈｄｃ｜
ＫｉＳＬ＝ＫｉＳＬ０＋Ｇ・｜Ｈｄｃ｜
（ＫｐＳＬ０、ＸｉＳＬ０、Ｇは定数）
次に、この評価関数Ｈｄｃがゼロとなるように、上記制御ゲインを用いた比例積分制御により、回転子角周波数推定値ωｈを求めて出力される。
【０１０５】
ωｈ＝（ＫｐＳＬ＋ＫｉＳＬ／ｓ）＊Ｈ
（ＫｐＳＬ：比例ゲイン、ＫｉＳＬ：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子）
さらに、この回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１０６】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、外乱が加わった時の回転子位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性の両立を図ることができる。
【０１０７】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、外乱が加わった時のモータ回転子の位置推定失敗、いわゆる脱調現象の防止と、定常時の安定性との両立を図ることが可能となる。
（第６の実施の形態）
図７は、本実施の形態による直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図７に示すように、電流制御手段１２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、第一の誘起電圧推定演算手段２１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２と、回転子位置推定手段２３とから構成している。
【０１０８】
モータ１は、永久磁石モータ、永久磁石リラクタンスモータ等の、回転によって逆起電圧がモータ端子に現われるモータである。
【０１０９】
電流制御手段１２は、電流座標変換手段１４からの出力である永久磁石モータ１のｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値がｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に追従するように、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する。
【０１１０】
電圧指令座標変換手段１３は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、回転子位置推定手段２３からの出力である永久磁石モータ１のモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ２の３相電圧指令に変換する。
【０１１１】
電流座標変換手段１４は、永久磁石モータ１の３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【０１１２】
第一の誘起電圧推定演算手段２１は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０１１３】
第二の誘起電圧推定演算手段２２は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０１１４】
回転子位置推定手段２３は、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０１１５】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１１６】
図７において、電流制御手段１２では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力される。
【０１１７】
ＶｄＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｄＲｅｆ−Ｉｄ）
ＶｑＲｅｆ＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ）＊（ＩｑＲｅｆ−Ｉｑ）
（Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン、ｓはラプラス演算子）
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力される。
【０１１８】
【数１０】
電流座標変換手段１４では、永久磁石モータ１の３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、 Ｉｑを求めて出力される。
【０１２０】
【数１１】
第一の誘起電圧推定演算手段２１では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子角速度推定値ωｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１を求めて出力される。
【０１２２】
【数１２】
【０１２３】
第二の誘起電圧推定演算手段２１では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子回転角速度推定値ωｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２を求めて出力される。
【０１２４】
【数１３】
【０１２５】
回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２とを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１２６】
【数１４】
【０１２７】
さらに、回転子角周波数推定値ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値 θｈとして出力される。
【０１２８】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、電流指令値を用いた誘起電圧推定値（第一の誘起電圧推定演算手段２１）による、電流センサ等の検出系のノイズに対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことができる。
【０１２９】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、電流指令値を用いた誘起電圧推定値による検出系のノイズ等に対する安定性の向上と、電流実際値を用いた誘起電圧推定による回転子位置推定誤差が大きい場合の検出感度向上との両方のよい特性を持ったモータ回転子の位置推定を行なうことが可能となる。（第７の実施の形態）
図８は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１３０】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図８に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、重み係数設定部１９を付加した構成としている。
【０１３１】
重み係数設定部１９は、前記第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する。
【０１３２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１３３】
図８において、回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定演算手段Ｅｄ２とを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１３４】
【数１５】
【０１３５】
上記式中に現われるｋ１、ｋ２は重み係数であり、モータ回転子の角速度推定値ωｈに応じて、重み係数設定部１９で次のような演算により設定される。
【０１３６】
すなわち、まず、切替え関数Ｋｅｘｇが演算される。
【０１３７】
（１）｜ωｈ｜＜ω０１の時、 Ｋｅｘｇ＝０
（２）ω０１＜｜ωｈ｜＜ω０２の時、 Ｋｅｘｇ＝（｜ωｈ｜−ω０１）／（ω０２−ω０１）
（３）ω０２＜｜ω０１｜の時、 Ｋｅｘｇ＝１
（ω０１、ω０２はω０１＜ω０２を満たす定数）
次に、このＫｅｘｇを用いてｋ１、ｋ２が、次のような演算により求められる。
【０１３８】
ｋ１＝１−Ｋｅｘｇ
ｋ２＝Ｋｅｘｇ
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１３９】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速領域での位相誤差検出感度向上と、低速領域での電流センサ等の検出系ノイズに対する安定性の向上とを両立することができる。
【０１４０】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、外乱等によるモータ回転子の位置推定誤差が大きくなり易い高速運転領域での検出感度向上と、低速運転領域での検出系ノイズに対する安定性の向上との両立を図ることが可能となる。
（第８の実施の形態）
図９は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１４１】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図９に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、重み係数切替部２０を付加し、さらに電圧最大超過判定部２４を別途付加した構成としている。
【０１４２】
電圧最大超過判定部２４は、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令を入力として、この電圧指令がインバータ２の出力可能最大電圧を超過したか否かを判別する。
重み係数切替部２０は、電圧最大超過判定部２４による判定結果に応じて、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令がインバータ２の出力可能最大電圧を上回った場合には、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値を用いずに、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値のみを用いてモータ回転子の位置推定値補正を行なうように、前記重み係数を切り替える。
【０１４３】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１４４】
図９において、電圧最大超過判定部２４では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを入力として、次のような条件判別により、電圧最大超過判定フラグを設定して出力される。
【０１４５】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆが求められる。
【０１４６】
【数１６】
次に、インバータ２の出力可能最大電圧Ｖ１Ｍａｘが、次のような演算により求められる。
【０１４８】
【数１７】
（１）Ｖ１Ｒｅｆ＞Ｖ１Ｍａｘの時、Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ＝１
（２）Ｖ１Ｒｅｆ＜Ｖ１Ｍａｘの時、Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ＝０
回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定演算手段Ｅｄ２と、最大電圧超過判定部２４から出力される最大電圧超過フラグＦｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１５０】
【数１８】
【０１５１】
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１５２】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
上記式中に現われるｋ１、ｋ２は重み係数であり、最大電圧超過判定部２４から出力される電圧最大超過判定部２４から出力される電圧最大超過フラグＦｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍに応じて、重み係数切替部２０で次のように設定される。
【０１５３】
（１）Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ＝１の時、ｋ１＝０、ｋ２＝１
（２）Ｆｌｇ＿ｖ１Ｌｉｍ＝０の時、ｋ１＝ｋ１０、ｋ２＝ｋ２０
（ｋ１０、ｋ２０はｋ１０＋ｋ２０＝１をみたす任意の正の定数）
以上により、電圧指令がインバータ２の出力可能最大を超えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ電圧誘起電圧推定を行なうことによる推定誤差を防止することができる。
【０１５４】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、電圧指令がインバータ２の出力可能最大電圧を越えた場合の電流制御不能状態で電流実際値が電流指令値とかけ離れた場合に、電流指令値を用いてモータ誘起電圧の推定を行なうことによる推定誤差を防止することが可能となる。
【０１５５】
（第９の実施の形態）
図１０は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１５６】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１０に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、重み係数設定部１９を付加し、さらに変調率演算部２５を別途付加した構成としている。
【０１５７】
変調率演算部２５は、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、インバータ２の入力直流電圧Ｖｄｃとを入力として、変調率ＡＬを算出して出力する。
【０１５８】
重み係数設定部１９は、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、変調率演算部２５による変調率の算出結果に応じて、すなわち電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令の２乗とｑ軸電圧指令の２乗との和の平方根（電圧ベクトル振幅）の、インバータ２の出力可能最大電圧に対する比率（変調率）の大きさに応じて可変設定する。
【０１５９】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１６０】
図１１において、変調率演算部２５では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、インバータ２の入力直流電圧Ｖｄｃとを入力として、次のような演算により、変調率ＡＬを求めて出力される。
【０１６１】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆが求められる。
【０１６２】
【数１９】
次に、インバータ２の出力可能最大電圧Ｖ１Ｍａｘが、次のような演算により求められる。
【０１６４】
【数２０】
【０１６５】
ＡＬ＝Ｖ１Ｒｅｆ／Ｖ１Ｍａｘ
回転子位置推定手段２３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定演算手段Ｅｄ２と、変調率演算部２５から出力される変調率ＡＬとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１６６】
【数２１】
【０１６７】
上記式中に現われるｋ１、ｋ２は重み係数であり、変調率演算部２５から出力される変調率ＡＬに応じて、重み係数設定部１９で次のように設定される。
【０１６８】
ｋ１＝１−ＡＬ
ｋ２＝ＡＬ
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１６９】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、重み係数を連続的に変化させることで、前記第８の実施の形態で問題となる可能性のある重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することができる。
【０１７０】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、重み係数の急激な切替えによる制御不連続を抑制することが可能となる。
（第１０の実施の形態）
図１１は、本実施の形態による直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１１に示すように、電流制御手段３１と、ｄｑ軸電圧指令発生手段３２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、誘起電圧推定演算手段３３と、回転子位置推定手段３４とから構成している。
【０１７１】
モータ１は、永久磁石モータ、永久磁石リラクタンスモータ等の、回転によって逆起電圧がモータ端子に現われるモータである。
【０１７２】
電流制御手段３１は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、電流座標変換手段１４からの出力である永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する。
【０１７３】
ｄｑ軸電圧指令発生手段３２は、電流制御手段３１からの出力である電圧位相角と、インバータ２の入力直流電圧とを入力として、インバータ２の出力可能最大電圧をｄ軸およびｑ軸に分配してｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を生成する。
【０１７４】
電圧指令座標変換手段１３は、ｄｑ軸電圧指令発生手段３２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、回転子位置推定手段３４からの出力である永久磁石モータ１のモータ回転子の位置推定値を用いてインバータ２の３相電圧指令に変換する。
【０１７５】
電流座標変換手段１４は、永久磁石モータの３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、回転子位置推定手段３４からの出力である永久磁石モータ１のモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【０１７６】
誘起電圧推定演算手段３３は、電流制御手段３１からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、回転子位置推定手段３４からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０１７７】
回転子位置推定手段３４は、誘起電圧推定手段３３の出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０１７８】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０１７９】
図１１において、電流制御手段３１では、ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑとを入力として、次のような演算により、電圧位相角γを求めて出力される。
【０１８０】
【数２２】
【０１８１】
ｄｑ軸電圧指令発生手段３２では、電流制御手段３１から出力される電圧位相角γと、インバータ２の入力直流電圧Ｖｄｃとを入力として、次のような演算により、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを求めて出力される。
【０１８２】
すなわち、まず、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆが求められる。
【０１８３】
【数２３】
次に、ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆが、次のような演算により求められる。
【０１８５】
ＶｄＲｅｆ＝Ｖ１Ｒｅｆ*ｃｏｓ（γ）
ＶｑＲｅｆ＝Ｖ１Ｒｅｆ*ｓｉｎ（γ）
電圧指令座標変換手段１３では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈとを入力として、次のような演算により、３相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めて出力される。
【０１８６】
【数２４】
電流座標変換手段１４では、３相のうちの２相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｗと、回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈｓを入力として、次のような演算により、ｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑを求めて出力される。
【０１８８】
【数２５】
誘起電圧推定演算手段３３では、ｄｑ軸電圧指令発生手段３２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆと、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ、Ｉｑと、回転子位置推定手段３４から出力される回転子回転角速度推定値ωｈとを入力として、次のような演算により、ｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄを求めて出力される。
【０１９０】
【数２６】
【０１９１】
回転子位置推定手段３４では、誘起電圧推定演算手段８３から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０１９２】
【数２７】
【０１９３】
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０１９４】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、インバータ２の出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる１パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することができる。
【０１９５】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ２の出力可能最大電圧での電圧位相角操作による電流制御、いわゆる１パルスベクトル制御を、回転子位置センサなしに実現することが可能となる。
（第１１の実施の形態）
図１２は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１９６】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１２に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、下記の手段を付加して新たな回転子位置推定手段４２を構成し、さらに電圧位相角回転速度演算手段４１を別途付加した構成としている。
【０１９７】
電圧位相角回転速度演算手段４１は、前記電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入力として、ｄｑ軸電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する。
【０１９８】
回転子位置推定手段４２は、インバータ２の動作開始後一定時間は、電流制御手段１２に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、本回転子位置推定手段４２から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧位相角回転速度演算手段４１から出力される電圧位相角回転速度を、本回転子位置推定手段４２のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段を付加している。
そして、このモータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に、回転子位置推定手段４２の動作を開始して定常動作に移行するようにしている。
【０１９９】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２００】
図１２において、電流制御手段１２に入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆは、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間（フラグＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間）は、両者共に強制的にゼロに設定される。
【０２０１】
（１）０＜ｔ＜ΔＴの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１、ＩｄＲｅｆ＝０、ＩｑＲｅｆ＝０
（２）ΔＴ＜ｔの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０、ＩｄＲｅｆ、ＩｑＲｅｆはトルク指令に応じてあらかじめパターン化された値。
【０２０２】
電圧位相角回転速度演算手段４１では、フラグＩＮＩＴｍｏｄｅと、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆとを入力として、ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間の電圧べクトル回転速度ωｉｎｉｔを、次のような演算により演算して出力される。
【０２０３】
すなわち、まず、電圧位相角θｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２０４】
【数２８】
次に、電圧ベクトル回転角速度ωｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２０６】
ωｉｎｉｔ＝ｄθｉｎｉｔ／ｄｔ
回転子位置推定手段４３では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２と、電圧位相角回転速度演算手段４１から出力される電圧位相角回転角速度ωｉｎｉｔとを入力として、次のような演算により、モータ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０２０７】
（１）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０の時、
【数２９】
【０２０８】
（２）ＩＮＩＴｍｏｄｅが０から１へ切り替わる時、
上記積分値が、電圧位相角回転角速度ωｉｎｉｔにプリセットされる。
【０２０９】
（３）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の時、
ωｈ＝０
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０２１０】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
以上により、回転中の永久磁石モータ１をインバータ２で再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
【０２１１】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転中の永久磁石モータ１をインバータ２で再始動する時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１２の実施の形態）
図１３は、本実施の形態によるモータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１および図７と同一要素には同一符号を付して示している。
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１３に示すように、高周波電流指令重畳手段１１と、電流制御手段１２と、電圧指令座標変換手段１３と、電流座標変換手段１４と、第一の誘起電圧推定演算手段２１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２と、第一の回転子位置推定手段１５と、第二の回転子位置推定手段２３と、電圧ベクトル振幅演算手段５１とから構成している。
【０２１２】
高周波電流指令重畳手段１１は、永久磁石モータ１のモータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する。
【０２１３】
電流制御手段１２は、電流座標変換手段１４からの出力である永久磁石モータ１のｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が高周波電流指令重畳手段１１から出力される電流指令値に追従するように、インバータ２出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する。
【０２１４】
電圧指令座標変換手段１３は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、第一の回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、インバータ２の３相電圧指令に変換する。
【０２１５】
電流座標変換手段１４は、永久磁石モータ１の３相電流（３相のうちの２相の電流検出値）を、第一の回転子位置推定手段１５からの出力であるモータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する。
【０２１６】
第一の誘起電圧推定演算手段２１は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、第二の回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０２１７】
第二の誘起電圧推定演算手段２２は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、第二の回転子位置推定手段２３からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値とを用いて、永久磁石モータ１の永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する。
【０２１８】
第一の回転子位置推定手段１５は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、電流座標変換手段１４からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の高周波電流指令重畳手段１１で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつこのｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、この算出値の直流成分がゼロとなるようにモータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０２１９】
第二の回転子位置推定手段２３は、第一の誘起電圧推定手段２１からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、第二の誘起電圧推定手段２２からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を上記モータ回転子の位置推定値として出力する。
【０２２０】
電圧ベクトル振幅演算手段５１は、電流制御手段１２からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令のベクトル和の大きさ（電圧べクトル振幅）を算出して出力する。
【０２２１】
そして、インバータ２の動作開始後一定時間は、電流制御手段１２に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、第一および第二の回転子位置推定手段２１および２２から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に電圧ベクトル振幅演算手段５１からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、この電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には第二の回転子位置推定手段２５からの出力を、また電圧ベクトル振幅が一定値未満の場合には第一の回転子位置推定手段１５からの出力を、電圧指令座標変換手段１３および電流座標変換手段１４に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替えるようにしている。
【０２２２】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２２３】
図１３において、電圧指令座標変換手段１３、および電流座標変換手段１４の作用は、前記第１の実施の形態と同一であるが、入力されるモータ回転子の位置推定値θｈは、電圧ベクトル振幅演算手段５１から出力されるセンサレスモード切り替えフラグＳＬｍｏｄｅの値に応じて、
ＳＬｍｏｄｅ＝１の時は、第二の回転子位置推定手段２３から出力される回転子位置推定値θｈが用いられ、
ＳＬｍｏｄｅ＝０の時は、第一の回転子位置推定手段１５から出力される回転子位置推定値θｈに切り替えて用いられる。
【０２２４】
高周波電流指令重畳手段１１に入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１は、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間（フラグＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間）は、両者共に強制的にゼロに設定される。
【０２２５】
（１）０＜ｔ＜ΔＴの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１、ＩｄＲｅｆ１＝０、ＩｑＲｅｆ１＝０
（２）ΔＴ＜ｔの時、
ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０、ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１はトルク指令に応じてあらかじめパターン化された値。
【０２２６】
高周波電流指令重畳手段１１では、永久磁石モータ１の回転周波数に対して十分高い周波数、例えば５００Ｈｚの高周波回転電流指令ＩｄＲｅｆＨＦ、ＩｑＲｅｆＨＦをそれぞれの電流指令に重畳して、新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２が出力される。
【０２２７】
この場合、入力されるｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１は、例えば次のような式で与えられる。
【０２２８】
ＩｄＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｃｏｓ（３π／４）
ＩｑＲｅｆ１＝ＴｒｑＲｅｆ＊ｋ＊ｓｉｎ（３π／４）
（ＴｒｑＲｅｆ：トルク指令、ｋは定数）
また、重畳する高周波成分は、次のような式で与える。
【０２２９】
（１）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の時、
ＩｄＲｅｆＨＦ＝０
ＩｑＲｅｆＨＦ＝０
（２）ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝０の時、
ＩｄＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｃｏｓ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
ＩｑＲｅｆＨＦ＝Ｉ１ＨＦ＊ｓｉｎ（２π＊ｆＨＦ＊ｔ）
（Ｉ１ＨＦ：高周波電流振幅、ｆＨＦ：重畳電流周波数５００Ｈｚ、ｔ：時刻）
さらに、出力する新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２は、次のような式で与える。
【０２３０】
ＩｄＲｅｆ２＝ＩｄＲｅｆ１＋ＩｄＲｅｆＨＦ
ＩｑＲｅｆ２＝ＩｑＲｅｆ２＋ＩｑＲｅｆＨＦ
電圧ベクトル振幅演算手段５１では、電流制御手段１２から出力されるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆを入力として、次のような演算により、電圧ベクトル振幅Ｖ１Ｒｅｆを求め、さらにその値の大きさに応じて、センサレス制御モード切り替えフラグＳＬｍｏｄｅを切り替えて出力される。
【０２３１】
【数３０】
（１）Ｖ１Ｒｅｆ＞Ｖ１ＲｅｆＳＥＴの時、ＳＬｍｏｄｅ＝１
（２）Ｖ１Ｒｅｆ＜Ｖ１ＲｅｆＳＥＴの時、ＳＬｍｏｄｅ＝０
（Ｖ１ＲｅｆＳＥＴは正の定数）
以上により、低速から高速までインバータ２再始動時の永久磁石モータ１の回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、インバータ２再始動時の永久磁石モータ１の回転速度によらずに、再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１３の実施の形態）
図１４は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図１２と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０２３３】
すなわち、本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、図１４に示すように、前記第１１の実施の形態と同一であり、インバータ２の動作開始後一定時間は、インバータ２の３相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる永久磁石モータ１の電流の実際値から電流周波数を算出し、回転子位置推定手段４２の初期値として設定する手段を付加している点のみが異なっている。
【０２３４】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２３５】
図１４において、インバータ２の動作開始から一定時間ΔＴ経過するまでの間（ＩＮＩＴｍｏｄｅ＝１の間）は、電圧指令座標変換手段１３からの出力は、強制的にゼロに設定される。
【０２３６】
または、２レベルインバータ２の各相下側素子をＵ相、Ｖ相、Ｗ相すベてオンにし、各相上側素子をＵ相、Ｖ相、Ｗ相すベてオフにすることで、３相線間電圧をゼロにするようにしてもよい。
【０２３７】
以上により、回転中の永久磁石モータ１に対するインバータ２の再始動、特にモータ誘起電圧がインバータ２の直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。
【０２３８】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、回転中の永久磁石モ一タ１に対するインバータ２再始動、特に永久磁石モータ１の誘起電圧線間電圧がインバータ２の直流電圧以上になる高速回転中の再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１４の実施の形態）
図１５は、本実施の形態によるモータ制御装置の構成例を示す機能ブロック図であり、図７と同一要素には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０２３９】
すなわち、本実施の形態のモータ制御装置は、図１５に示すように、図７における回転子位置推定手段２３に、下記の手段を付加して新たな回転子位置推定手段６２を構成し、さらに電流位相角回転速度演算手段６１と、遅延手段７１とを別途付加した構成としている。
【０２４０】
また、インバータ主回路に、バッテリ等の安定な直流電源８１と、直流電源８１とインバータ２との間を電気的に接続／切り離しするスイッチ８２と、インバータ２の入力直流を平滑する平滑コンデンサ８３とを付加して構成している。
【０２４１】
遅延手段７１は、インバータ主回路のスイッチ８２の投入指令ＳＷｏｎを入力として、一定時間遅延させてインバータ動作開始フラグＧｓｔを出力する。
電流位相角回転速度演算手段６１は、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ，Ｉｑと、遅延手段７１から出力されるインバータ動作開始フラグＧｓｔとを入力として、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを算出して出力する。
【０２４２】
回転子位置推定手段６２は、永久磁石モータ１の回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、直流電源８１の電圧を上回るような高速回転状態からインバータ２を動作させる場合に、インバータ２の動作開始前に直流電源８１とインバータ２との間のスイッチ８２を投入し、その時永久磁石モータ１からインバータ２の図示しないスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる３相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、本回転子位置推定手段６２の初期値として設定した後にインバータ２の動作を開始する手段を付加している。
【０２４３】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について説明する。
【０２４４】
図１５において、インバータ主回路のスイッチ８２の投入指令ＳＷｏｎが０から１に変わると同時に、インバータ主回路のスイッチ８２が投入される。
【０２４５】
スイッチ８２の投入指令ＳＷｏｎに対して一定時間ΔＴの遅れ時間を持って、インバータ動作開始指令フラグＧｓｔが０から１に切り替わる。
【０２４６】
回転子位置推定手段６２では、第一の誘起電圧推定演算手段２１から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ１と、第二の誘起電圧推定演算手段２２から出力されるｄ軸誘起電圧推定値Ｅｄ２と、電流位相角回転速度演算手段６１から出力される電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔと、インバータ動作開始指令フラグＧｓｔとを入力として、次のような演算により、モ一タ回転子角速度推定値ωｈおよび回転子位置推定値θｈを求めて出力される。
【０２４７】
（１）ＧＳｔ＝１の時、
【数３１】
【０２４８】
（２）Ｇｓｔが０から１へ切り替わる時、
上記積分値が、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔにプリセットされる。
【０２４９】
（３）Ｇｓｔ＝０の時、
ωｈ＝０
さらに、回転子角周波数ωｈの積分値が、モータ回転子の位置推定値θｈとして出力される。
【０２５０】
θｈ＝１／ｓ＊ωｈ
（ｓ：ラプラス演算子）
電流位相角回転速度演算手段６１では、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ，Ｉｑと、インバータ動作開始フラグＧｓｔとを入力として、Ｇｓｔ＝０の間、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを求めて出力される。
【０２５１】
すなわち、まず、電圧位相角θｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２５２】
θｉｎｉｔ＝ｔａｎ-1（Ｉｑ／Ｉｄ）
次に、電圧ベクトル回転角速度ωｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２５３】
ωｉｎｉｔ＝ｄθｉｎｉｔ／ｄｔ
以上により、モータ誘起電圧線間電圧がインバータ２の直流電源８１の電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源８１とインバータ２の直流入力とをスイッチ８２で接続した際に流れる電流を検出するだけで、インバータ２再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行を行なうことができる。上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石モータ１の誘起電圧線間電圧がインバータ２の直流電源８１電圧以上になる高速回転中の再始動に際して、直流電源８１とインバ−タ２の直流入力とをスイッチ８１で接続した際に流れる電流を検出するだけで、インバータ２再始動時の過渡変動の抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（第１５の実施の形態）
本実施の形態によるモータ制御装置の構成は、前記第１４の実施の形態と同一であり、前記スイッチ８２の投入時、３相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、永久磁石モータ１の速度が低いと判断して、回転子位置推定手段６２で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値でインバータ２の動作を開始する手段を付加している点のみが異なっている。
【０２５４】
次に、以上のように構成した本実施の形態によるモータ制御装置の作用について、図１６を用いて説明する。
【０２５５】
電流位相角回転速度演算手段６１では、電流座標変換手段１４から出力されるｄ軸電流、ｑ軸電流の実際値Ｉｄ，Ｉｑと、インバータ動作開始フラグＧｓｔとを入力として、Ｇｓｔ＝０の間、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを求めて出力される。
【０２５６】
すなわち、まず、電流ベクトル振幅Ｉ１が、次のような演算により求められる。
【０２５７】
【数３２】
ここで、電流ベクトル振幅Ｉ１の大ききが一定値Ｉ１ｓｅｔよりも小さい場合には、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔとして０が出力される。
【０２５９】
また、電流ベクトル振幅Ｉ１の大きさが一定値Ｉ１ｓｅｔよりも大きい場合には、次のような演算により、電流位相角回転角速度ωｉｎｉｔを求めて出力される。
【０２６０】
すなわち、まず、電圧位相角θｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２６１】
θｉｎｉｔ＝ｔａｎ-1（Ｉｑ／Ｉｄ）
次に、電圧ベクトル回転角速度ωｉｎｉｔが、次のような演算により求められる。
【０２６２】
ωｉｎｉｔ＝ｄθｉｎｉｔ／ｄｔ
以上により、モータ誘起電圧線間電圧の大小に関わらず、回転中の永久磁石モータ１の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作ヘの速やかな移行を行なうことができる。
【０２６３】
上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置では、永久磁石モータ１の誘起電圧線間電圧の大小にかかわらず、回転中の永久磁石モータ１の再始動時の過渡変動抑制と、定常動作への速やかな移行との両立を図ることが可能となる。
（その他の実施の形態）
尚、本発明は、上記各実施の形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが可能である。
また、各実施の形態は可能な限り適宜組合わせて実施してもよく、その場合には組合わせた作用効果を得ることができる。
さらに、上記各実施の形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合わせにより、種々の発明を抽出することができる。
例えば、実施の形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも一つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも一つ）が得られる場合には、この構成要件が削除された構成を発明として抽出することができる。
【０２６４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のモータ制御装置によれば、回転子位置センサを用いることなくモータ回転子の位置を把握して、小型化、低コスト化、ならびにメンテナンスの容易化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図２】本発明によるモータ制御装置の第２の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図３】本発明によるモータ制御装置の第３の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図４】同第３の実施の形態のモータ制御装置におけるＮＳ判別手段の動作を説明するための図。
【図５】本発明による第４の実施の形態のモータ制御装置における制御ゲイン変化を説明するための図。
【図６】本発明によるモータ制御装置の第５の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図７】本発明によるモータ制御装置の第６の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図８】本発明によるモータ制御装置の第７の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図９】本発明によるモータ制御装置の第８の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１０】本発明によるモータ制御装置の第９の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１１】本発明によるモータ制御装置の第１０の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１２】本発明によるモータ制御装置の第１１の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１３】本発明によるモータ制御装置の第１２の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１４】本発明によるモータ制御装置の第１３の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１５】本発明によるモータ制御装置の第１４の実施の形態を示す機能ブロック図。
【図１６】本発明による第１５の実施の形態のモータ制御装置における電流位相角回転角速度演算手段での出力切替えを説明するための図。
【図１７】永久磁石同期モータの基本的な制御構成を示すブロック図。
【図１８】ベクトル制御による従来の永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す機能ブロック図。
【符号の説明】
１…モータ
２…インバータ
１１…高周波電流指令重畳手段
１２…電流制御手段
１３…電圧指令座標変換手段
１４…電流座標変換手段
１５…回転子位置推定手段
１６…ｄ軸直流電流指令重畳手段
１７…ＮＳ判別手段
１８…制御ゲイン設定手段
１９…重み係数設定部
２０…重み係数切替部
２１…第一の誘起電圧推定演算手段
２２…第二の誘起電圧推定演算手段
２３…回転子位置推定手段
２４…電圧最大超過判定部
２５…変調率演算部
３１…電流制御手段
３２…ｄｑ軸電圧指令発生手段
３３…誘起電圧推定演算手段
３４…回転子位置推定手段
４１…電圧位相角回転速度演算手段
４２…回転子位置推定手段
５１…電圧ベクトル振幅演算手段
６１…電流位相角回転速度演算手段
６２…回転子位置推定手段
７１…遅延手段
８１…直流電源
８２…スイッチ
８３…平滑コンデンサ
ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１…ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令
ＩｄＲｅｆＨＦ、ＩｑＲｅｆＨＦ…高周波回転電流指令
ＩｄＲｅｆ２、ＩｑＲｅｆ２…新たなｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令
ＶｄＲｅｆ、ＶｑＲｅｆ…ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ…３相電圧指令
Ｉｕ、Ｉｗ…電流検出値
θｈ…モータ回転子の位置推定値
ωｈ…モータ回転子の回転角速度推定値
ＢＦＰ…バンドパスフィルタ
ＢＦＰ２…バンドパスフィルタ
Ｈ…評価関数
ＩｄＲｅｆ３…新たなｄ軸電流指令
ＩｄＢｉａｓ…ｄ軸直流電流バイアス
ΔθＮＳ…位相角修正値
ＬｄＭ、ＬｄＰ…サンプルホールド値
Ｋｐ…比例ゲイン
Ｋｉ…積分ゲイン
ＫｐＳＬ…制御比例ゲイン
ＫｉＳＬ…制御積分ゲイン
ｓ…ラプラス演算子
Ｒ…モータ巻線抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ…モータｄｑ軸インダクタンス
Ｅｄ１…ｄ軸誘起電圧推定値
Ｅｄ２…ｄ軸誘起電圧推定値
Ｅｄ…ｄ軸誘起電圧推定値
ｋ１、ｋ２…重み係数
Ｋｅｘｇ…切替え関数
Ｖ１Ｒｅｆ…電圧ベクトル振幅
Ｖ１Ｍａｘ…インバータ２の出力可能最大電圧
Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ…最大電圧超過フラグ
Ｆｌｇ＿Ｖ１Ｌｉｍ…電圧最大超過フラグ
ＡＬ…変調率
Ｋｐ１ｐ，Ｋｉ１ｐ，Ｋｄ１ｐ…制御ゲイン
Ｖｄｃ…インバータ２の入力直流電圧
ＩＮＩＴｍｏｄｅ…フラグ
ΔＴ…経過時間
θｉｎｉｔ…電圧位相角
ωｉｎｉｔ…電圧ベクトル回転角速度
ＳＬｍｏｄｅ…センサレスモード切り替えフラグ
ＳＷｏｎ…スイッチ８２の投入指令
Ｇｓｔ…インバータ動作開始フラグ
Ｉ１…電流ベクトル振幅
Claims (15)
- モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
前記モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、
前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が前記高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
前記モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、前記ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるように前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記回転子位置推定手段に、前記ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、前記ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた結果を入力として、前記高周波電流指令重畳手段で重畳する高周波電流指令の周波数の２倍の周波数成分のみを選択的に遮断して出力するフィルタ手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。 - モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
前記モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、
前記永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が前記高周波電流指令重畳手段からの出力である電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
前記永久磁石モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流検出値およびｑ軸電流検出値とを用いて、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、前記ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるように前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
前記永久磁石モータの永久磁石のＮ極、Ｓ極を同定するように、前記高周波電流指令重畳手段からの出力であるｄ軸電流指令に一定時間で交番する正負の直流電流指令を重畳するｄ軸直流電流指令重畳手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流の実際値とを入力として、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｄ軸電圧高周波成分を前記ｄ軸電流高周波成分で除した値を、前記ｄ軸直流電流指令重畳手段で重畳したｄ軸直流電流が正の時と負の時とで大小関係を比較し、当該大小比較結果に応じて前記永久磁石のＮ極がｄ軸正方向であるか負方向であるかを判別し、位相角修正値を算出して出力するＮＳ判別手段と、
を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記回転子位置推定手段のモータ回転子位置補正の制御ゲインを、電源投入時やインバータ動作停止後の再起動時等のインバータ動作開始時と通常運転時とで異なる値として設定する手段を付加して成ることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記回転子位置推定手段に、
前記モータ回転子位置補正の制御ゲインを、前記ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、前記ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値の直流成分の絶対値の大きさに応じて可変設定する制御ゲイン設定手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。 - 直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値がｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、前記永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
前記永久磁石モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、
前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項６に記載のモータ制御装置において、
前記回転子位置推定手段に、
前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、前記回転子位置推定手段からの出力であるモータ回転子の回転速度推定値の絶対値の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項６に記載のモータ制御装置において、
前記回転子位置推定手段に、
前記電流制御手段からの出力である電圧指令が前記インバータの出力可能最大電圧を上回った場合には、前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値を用いずに、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値のみを用いて前記モータ回転子の位置推定値補正を行なうように、前記重み係数を切り替える重み係数切替手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項６に記載のモータ制御装置において、
前記回転子位置推定手段に、
前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値とにそれぞれ乗じる重み係数を、前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令の２乗とｑ軸電圧指令の２乗との和の平方根（電圧ベクトル振幅）の、前記インバータの出力可能最大電圧に対する比率（変調率）の大きさに応じて可変設定する重み係数設定手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。 - 直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、前記永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを入力として、トルク成分電流実際値がトルク成分電流指令値に追従するように電圧位相角を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力である電圧位相角と、前記インバータの入力直流電圧とを入力として、前記インバータの出力可能最大電圧をｄ軸およびｑ軸に分配してｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を生成するｄｑ軸電圧指令発生手段と、
前記ｄｑ軸電圧指令発生手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、前記永久磁石モータのモータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
前記永久磁石モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する誘起電圧推定演算手段と、
前記誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値がゼロとなるように、前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する回転子位置推定手段と、
を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項６に記載のモータ制御装置において、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入力として、ｄｑ軸電圧ベクトルのｄ軸に対する位相角の時間変化率を算出して出力する電圧位相角回転速度演算手段と、
前記インバータの動作開始後一定時間は、前記電流制御手段に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、前記回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に前記電圧位相角回転速度演算手段から出力される電圧位相角回転速度を、前記回転子位置推定手段のモータ回転子の回転速度推定値の初期値として設定する手段とを付加し、
前記モータ回転子の回転速度推定値の初期値を設定した後に前記回転子位置推定手段の動作を開始して定常動作に移行するようにしたことを特徴とするモータ制御装置。 - モータ回転子に磁気的突極性を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータからの出力が供給される永久磁石モータの制御装置において、
前記モータ回転子の回転周波数と異なる高周波数成分の回転電流指令を、トルクを出力するために必要なｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令（ｑ軸：回転子突方向、ｄ軸：回転子突方向と直角方向）にそれぞれ重畳する高周波電流指令重畳手段と、
前記永久磁石モータのｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値が前記高周波電流指令重畳手段から出力される電流指令値に追従するように、前記インバータ出力のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を操作する電流制御手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、前記インバータの３相電圧指令に変換する電圧指令座標変換手段と、
前記永久磁石モータの３相電流を、前記モータ回転子の位置推定値を用いて、ｄｑ座標軸での値である前記ｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値に変換する電流座標変換手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値とを用いて、それぞれの入力の値の前記高周波電流指令重畳手段で重畳した高周波電流の周波数成分を抽出し、かつ当該ｑ軸電圧高周波成分とｑ軸電流高周波成分との積から、前記ｄ軸電圧高周波成分とｄ軸電流高周波成分との積を減じた値を算出し、当該算出値の直流成分がゼロとなるように前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する第一の回転子位置推定手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第一の誘起電圧推定演算手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令と、前記電流座標変換手段からの出力であるｄ軸電流およびｑ軸電流の実際値と、前記モータ回転子の回転速度推定値とを用いて、前記永久磁石モータの永久磁石によるモータ誘起電圧を推定演算する第二の誘起電圧推定演算手段と、
前記第一の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値と、前記第二の誘起電圧推定手段からの出力である誘起電圧ｄ軸成分推定値に重み係数を乗じた値とを加算した値がゼロとなるように、前記モータ回転子の回転速度推定値を補正して出力すると共に、前記モータ回転子の回転速度推定値の時間積分値を前記モータ回転子の位置推定値として出力する第二の回転子位置推定手段と、
前記電流制御手段からの出力であるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令のベクトル和の大きさ（電圧べクトル振幅）を算出して出力する電圧ベクトル振幅演算手段と、
前記インバータの動作開始後一定時間は、前記電流制御手段に入力するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を共にゼロに設定すると共に、前記第一および第二の回転子位置推定手段から出力するモータ回転子の回転速度推定値および位置推定値を共にゼロに設定し、その間に前記電圧ベクトル振幅演算手段からの出力である電圧ベクトル振幅の大きさに応じて、当該電圧ベクトル振幅が一定値以上の場合には前記第二の回転子位置推定手段からの出力を、また前記電圧ベクトル振幅が前記一定値未満の場合には前記第一の回転子位置推定手段からの出力を、前記電圧指令座標変換手段および電流座標変換手段に対するモータ回転子の位置推定値としてそれぞれ出力するように切り替える手段と、
を備えて成ることを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項６に記載のモータ制御装置において、
前記インバータの動作開始後一定時間は、前記インバータの３相出力電圧を相間電圧がそれぞれゼロとなるように設定出力し、その時に流れる前記永久磁石モータの電流の実際値から電流周波数を算出し、前記回転子位置推定手段の初期値として設定する手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。 - 直流電源と、当該直流電源からの直流電力を交流電力に変換して永久磁石モータに供給するインバータと、前記直流電源と前記インバータとの間を電気的に接続／切り離しするスイッチとから構成される、前記請求項６に記載のモータ制御装置において、
前記永久磁石モータの回転誘起電圧のダイオード整流電圧が、前記直流電源電圧を上回るような高速回転状態から前記インバータを動作させる場合に、前記インバータの動作開始前に前記直流電源とインバータとの間のスイッチを投入し、その時前記永久磁石モータから前記インバータのスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを介して流れる３相交流電流の実際値から電流周波数を算出し、前記回転子位置推定手段の初期値として設定した後に前記インバータの動作を開始する手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。 - 前記請求項１４に記載のモータ制御装置において、
前記スイッチの投入時、前記３相交流電流の実際値がすベてゼロの場合には、前記永久磁石モータの速度が低いと判断して、前記回転子位置推定手段で得られる定常状態と同一のモータ回転子の位置推定値で前記インバータの動作を開始する手段を付加したことを特徴とするモータ制御装置。
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