CN109804545B - 逆变器控制装置以及驱动器*** - Google Patents

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Abstract

提供提高电动机的无旋转传感器控制的精度的逆变器控制装置以及驱动器***，实施方式的逆变器控制装置(1)具备：电流指令生成部(10)，生成电流指令值；电流检测部(80)，检测从逆变器电路(INV)输出到电动机(M)的交流电流的电流值；选通指令生成部(40)，以使电流指令值与由电流检测部(80)检测到的电流值一致的方式生成针对逆变器电路(INV)的选通指令，根据该选通指令求出逆变器电路(INV)的输出电压目标矢量；旋转相位角推测部(60)，根据由电流检测部(80)检测到的电流值和输出电压目标矢量，求出电动机(M)的旋转相位角推测值；以及极性判定部(70)，在将与电动机(M)的转子频率同步的电流通电时，使用与产生的转子频率同步的磁通、电压或这两方，进行电动机(M)的磁铁磁极判别，输出基于判别结果的旋转相位角推测值的校正值。

Description

逆变器控制装置以及驱动器***
技术领域
本发明的实施方式涉及逆变器控制装置以及驱动器***。
背景技术
在驱动磁铁式同步马达的逆变器的控制装置中，为了实现小型轻量化、低成本化以及提高可靠性，提出了不使用变压器、编码器等旋转传感器的无旋转传感器控制法。在无旋转传感器控制中，期望能够在从逆变器停止至最高速为止的宽的速度范围推测旋转相位角以及转速。
例如，在对在转子内部具有磁铁的同步电动机进行无旋转传感器控制的情况下，需要磁铁的磁极(N极和S极中的至少一方的)位置信息。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4241218号公报
发明内容
然而，在使用了高次谐波电流的方式的情况下，难以在高速旋转时检测高次谐波电流，有时磁铁的磁极位置的判别精度下降。另外，由于施加高次谐波电压，有时产生噪音。
另外，即使是使用了磁铁感应电压的方式的电动机，在磁铁磁通小的、例如积极地利用磁阻转矩的电动机的情况下，即使高速旋转，也几乎不产生无负荷感应电压，难以利用电压符号来进行磁铁的磁极位置的判别。
本发明的实施方式是鉴于上述情形而完成的，其目的在于提供提高电动机的无旋转传感器控制的精度的逆变器控制装置以及驱动器***。
实施方式的逆变器控制装置具备：电流指令生成部，生成电流指令值；电流检测部，检测从逆变器电路输出到电动机的交流电流的电流值；选通指令生成部，以使所述电流指令值与由所述电流检测部检测到的电流值一致的方式生成针对所述逆变器电路的选通指令，根据该选通指令求出所述逆变器电路的输出电压目标矢量；旋转相位角推测部，根据由所述电流检测部检测到的电流值和所述输出电压目标矢量，求出所述电动机的旋转相位角推测值；以及极性判定部，在将与所述电动机的转子频率同步的电流通电时，使用与所产生的转子频率同步的磁通、电压或这两方，进行所述电动机的磁铁磁极判别，输出基于判别结果的所述旋转相位角推测值的校正值。
附图说明
图1是概略地示出第1实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***的一个结构例的框图。
图2是用于说明实施方式中的d轴、q轴以及推测旋转坐标系的定义的图。
图3是用于说明图1所示的选通指令生成部的一个结构例的图。
图4是用于说明图1所示的电动机的一部分的结构例的图。
图5是概略地示出第1实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的一个结构例的框图。
图6是示出磁铁式同步马达的d轴电流－d轴基波磁通特性的一个例子的图。
图7是用于说明实施方式的逆变器控制装置中的d轴电感设定值的设定范围的一个例子的图。
图8是用于说明实施方式的逆变器控制装置的动作的一个例子的图。
图9是示出关于第1实施方式的逆变器控制装置的仿真结果的一个例子的图。
图10是示出关于第1实施方式的逆变器控制装置的仿真结果的一个例子的图。
图11是概略地示出第2实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的结构例的框图。
图12是概略地示出第3实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的结构例的框图。
图13是示出预定的阈值与磁通差ΔΦd_NS的绝对值的关系的一个例子的图。
图14是概略地示出第4实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***的一个结构例的框图。
图15是概略地示出第4实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的其它结构例的框图。
图16是示出对本实施方式的逆变器控制装置的极性判定的动作进行了仿真的结果的一个例子的图。
图17是示出对本实施方式的逆变器控制装置的极性判定的动作进行了仿真的结果的一个例子的图。
图18是概略地示出第5实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***的一个结构例的框图。
图19是概略地示出第5实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的其它结构例的框图。
图20是示出对本实施方式的逆变器控制装置的极性判定的动作进行了仿真的结果的一个例子的图。
图21是示出对本实施方式的逆变器控制装置的极性判定的动作进行了仿真的结果的一个例子的图。
具体实施方式
以下，参照附图，详细地说明实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***。
图1是概略地示出第1实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***的一个结构例的框图。本实施方式的逆变器控制装置1例如是控制驱动具有磁凸极性的永久磁铁同步马达的逆变器电路的逆变器控制装置，搭载于驱动车辆的驱动器***。
图1所示的驱动器***具备电动机M、逆变器电路INV、逆变器控制装置1以及上位控制器CTR。逆变器控制装置1具备电流指令生成部10、dq/αβ变换部20、角度运算部30、选通(gate)指令生成部40、3相/αβ变换部50、旋转相位角推测部60、极性判定部70以及电流传感器80。
电流指令生成部10从上位控制器CTR接收电流振幅指令idq_ref、电流相位指令β_ref以及电流通电标志Ion。电流指令生成部10根据电流振幅指令和电流相位指令，运算通电到电动机M的d轴电流指令值id_ref和q轴电流指令值iq_ref，在电流通电标志Ion为导通(高电平)时输出该值。d轴电流指令值id_ref和q轴电流指令值iq_ref通过下述式求出。
id_ref＝－idq_ref·sinβ_ref
iq_ref＝idq_ref·cosβ_ref
图2是用于说明实施方式中的、d轴、q轴以及推测旋转坐标系(dc轴、qc轴)的定义的图。
d轴为在电动机M的转子中静态电感最小的矢量轴，q轴为在电角度下与d轴正交的矢量轴。相对于此，推测旋转坐标系对应于转子的推测位置处的d轴和q轴。即，从d轴旋转推测误差Δθ后的矢量轴为dc轴，从q轴旋转推测误差Δθ后的矢量轴为qc轴。通过上述式求出的d轴电流指令值id_ref为从dc轴旋转180度后的方向的矢量值，q轴电流指令值iq_ref为qc轴的方向的矢量值。
对dq/αβ变换部20输入d轴电流指令值id_ref、q轴电流指令值iq_ref以及旋转相位角的推测值θest。dq/αβ变换部20是将用dq轴的坐标系表示的d轴电流指令值id_ref和q轴电流指令值iq_ref变换为用αβ轴的固定坐标系表示的α轴电流指令值iα_ref和β轴电流指令值iβ_ref的矢量变换器。此外，α轴表示电动机M的U相绕组轴，β轴为与α轴正交的轴。用αβ轴的固定坐标系表示的值能够不使用电动机的转子相位角来运算。
在dq/αβ变换部20的后级配置有电流控制部的减法器。从dq/αβ变换部20输出的α轴电流指令值iα_ref以及β轴电流指令值iβ_ref被输入到减法器。另外，由电流传感器80检测从逆变器电路INV输出的至少2相的电流值，由3相/αβ变换部50变换为αβ轴固定坐标系的电流值iα_FBK、iβ_FBK被输入到减法器。减法器输出α轴电流指令值iα_ref与从逆变器电路INV输出的电流值iα_FBK的电流矢量偏差Δiα、以及β轴电流指令值iβ_ref与从逆变器电路INV输出的电流值iβ_FBK的电流矢量偏差Δiβ。
对角度运算部30输入从减法器输出的电流矢量偏差Δiα和电流矢量偏差Δiβ。角度运算部30根据被输入的电流矢量偏差Δiα、Δiβ，运算αβ轴(固定坐标系)的电流矢量偏差的角度θi。角度θi通过电流矢量偏差Δiα、Δiβ的反正切(tan-1)求出。
图3是用于说明图1所示的选通指令生成部40的一个结构例的图。
选通指令生成部40以使电流指令值与实际地从逆变器电路INV输出的电流值一致的方式，输出提供给逆变器电路INV的U相、V相、W相的开关元件的选通指令。
在本实施方式中，逆变器电路INV的6个(各相两个)开关元件(未图示)的开关状态的组合有8种，所以对逆变器电路INV的输出电压考虑各相的相位差，假想与各自的开关状态对应的8个电压矢量。8个电压矢量能够表达成相位相互相差π/3且大小相等的6个基本电压矢量V1～V6、以及两个零电压矢量V0、V7。在此，8个电压矢量V0～V7对应于8种开关状态，例如，在各相的正侧的开关元件为导通时表示成“1”，在各相的负侧的开关元件为导通时表示成“0”。
在本实施方式中，以电流追随型PWM控制为例进行说明，在电流追随型PWM控制中，根据电流指令值与检测电流的电流矢量偏差的角度θi，选择非零电压矢量(除了零电压矢量V0＝(000)以及V7＝(111)以外的电压矢量V1～V6)，生成选通指令。电压矢量V1当用UVW的选通指令表示时对应于(001)。同样地，电压矢量V2～V7、V0为(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、(111)、(000)。其中，由于UVW的相间电压为0V，所以电压矢量V0和电压矢量V7是指零电压矢量，电压矢量V2～V6是指非零电压矢量。在逆变器电路INV输出零电压矢量V0或者零电压矢量V7时，电流仅根据转子的感应电压而变化，其变化量变小。因而，在本实施方式中，为了在检测转子位置时增大电流微分项，仅选择非零电压矢量作为电压矢量。
选通指令生成部40具备保存有针对角度θi的范围的U相、V相、W相的选通指令的表格TB、以及3相/αβ变换部42。
选通指令生成部40使用表格TB，以电压矢量V4为基准(＝0)，选择与角度θi的矢量最接近的电压矢量，输出与选择出的电压矢量对应的选通指令。
3相/αβ变换部42接收从表格TB输出的选通指令，对与UVW相对应的选通指令进行αβ变换，运算αβ轴固定坐标系的输出电压目标矢量Vα、Vβ而输出。输出电压目标矢量Vα、Vβ是对能够根据逆变器电路INV的选通指令来运算的3相交流电压指令进行αβ变换而得到的，是选通指令想要实现的逆变器电路INV的输出电压的矢量值。
逆变器电路INV具备直流电源(直流负载)、以及U相、V相、W相的各相两个开关元件。各相两个开关元件串联地连接于与直流电源的正极连接的直流线和与直流电源的负极连接的直流线之间。根据从选通指令生成部40接收到的选通指令来控制逆变器电路INV的开关元件。逆变器电路INV是将U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw输出到作为交流负载的电动机M的3相交流逆变器。另外，逆变器电路INV还能够将由电动机M发电而得到的电力充电到作为直流电源的二次电池。
图4是用于说明图1所示的电动机的一部分的结构例的图。
此外，在此，仅示出了电动机M的一部分，电动机M的定子100以及转子200例如是将图4所示的结构组合多个而成的。
电动机M为具有磁凸极性的永久磁铁同步马达。电动机M例如为具备定子100和转子200的磁铁式同步马达。转子200具有气隙210、外周桥BR1、中心桥BR2以及磁铁MG。
中心桥BR2沿着从转子200的中心延伸到外周部的线而配置。此外，配置有中心桥BR2的线为d轴。外周桥BR1位于转子200的外周与气隙210之间。在图4所示的电动机M的部分设置有从转子200的外周部朝向中心部延伸的6个气隙210。气隙210以相对于d轴线对称的方式延伸在中心桥BR2与外周桥BR1之间。在气隙210的中心桥BR2侧的端部配置有用于磁路稳定化的磁铁MG。
旋转相位角推测部60在逆变器电路INV启动时的初始推测中，根据由电流传感器80检测到的电流值、逆变器电路INV的输出电压目标值Vα、Vβ、以及相位角推测值θest，运算电动机M的旋转相位角推测值。
旋转相位角推测部60具备αβ/dq变换部62、推测误差运算部64、PLL运算部66、低通滤波器FL1以及积分器68。
αβ/dq变换部62从积分器68接收旋转相位角推测值θest，从选通指令生成部接收αβ轴固定坐标系的输出电压目标矢量Vα、Vβ，从3相/αβ变换部50接收αβ轴固定坐标系的电流值iα_FBK、iβ_FBK，将这些矢量值变换为dq轴坐标系而输出。从αβ/dq变换部62输出的值为包含推测误差Δθ的dcqc坐标系的电压矢量Vdc、Vqc、以及电流矢量idc、iqc。
推测误差运算部64从αβ/dq变换部62接收电压矢量Vdc、Vqc和电流矢量idc、iqc，根据它们来运算推测误差Δθ。以下，说明推测误差Δθ的运算式。
在磁铁式同步马达中，旋转相位角误差Δθ为零时，即实际的dq轴与推测出的dcqc轴一致时的电压方程通过下述[公式1]表达。
[式1]
Figure BDA0001974185280000081
在此，
Figure BDA0001974185280000082
eα＝ωφsinθ、eβ＝ωφcosθ。
此外，在上述[公式1]中，vd、vq：dq轴电压，id、iq：dq轴电流，R：电枢绕组电阻，ωe：电角度角速度，Ld、Lq：dq轴电感，p：微分算子(＝d/dt)。
进而，当将[公式1]变换为作为推测坐标系的dcqc轴坐标系，变形为扩张感应电压方程的形式时，成为[公式2]至[公式4]。
[式2]
Figure BDA0001974185280000083
Figure BDA0001974185280000084
E0x＝(Ld-Lq)(ωid-piq)+ωψd [公式4]
在此，将通过[公式4]运算的E0x称为扩张感应电压。
进而，将转速的推测值设为ωest，将旋转相位角的推测值设为θest，对[公式2]进行变形，则
[式3]
Figure BDA0001974185280000085
当将[公式5]的d轴除以q轴时，成为[公式6]。
[式4]
Figure BDA0001974185280000086
进而，采用上述[公式6]的反正切，从而成为
[式5]
Figure BDA0001974185280000091
，将[公式7]中的转速ωe改写为推测值ωest，从而能够运算旋转相位角误差Δθest。进而，通过以使旋转相位角误差Δθest成为零的方式进行PLL控制，从而运算转速推测值ωest，进而，通过对运算出的转速推测值ωest进行积分，能够运算旋转相位角推测值θest，以无旋转角度传感器的方式驱动马达。
以上为使用扩张感应电压来推测旋转相位角和转速的方法，但在对磁铁式同步马达进行无旋转传感器控制的情况下，需要进行磁铁极性判别(NS判别)。如果弄错磁铁极性的推测，则马达会反旋转，所以要求进行精度高的极性推测。
图5是概略地示出第1实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的一个结构例的框图。
极性判定部70在启动逆变器电路INV时的初始推测中，在将与马达M的转子频率同步的电流通电时，使用与产生的转子频率同步的磁通、电压或这两方，进行磁铁磁极判别，输出基于判别结果的旋转相位角的推测值θest′的校正值θNS。在本实施方式中，极性判定部70使用在将d轴方向的电流通电时产生的d轴基波磁通或由基波磁通产生的q轴电压来进行磁铁磁极判别。
图6是示出磁铁式同步马达的d轴电流和d轴基波磁通的特性的一个例子的图。
在本实施方式中，在电动机M中，在将电流向+d轴通电的情况和将电流向－d轴通电的情况下，d轴交链磁通的大小产生差异。因而，极性判定部70根据上述d轴交链磁通的差异来进行电动机M的磁铁极性判别。此外，上述d轴交链磁通的差异不仅在磁铁量少的马达中产生，在磁铁量多的马达中也产生。
极性判定部70通过[公式8]运算q轴电压设定值Vd_FF，通过[公式9]运算作为NS判别的基准的电压差分ΔVq_NS。此外，q轴电压实际值Vqc能够表示成[公式10]。
[式6]
vq_FF＝ωest·Ld_FF·id_ref [公式8]
Δvq_NS＝vqc-vq_FF [公式9]
其中vqc＝ωestLdidc [公式10]
图7是用于说明实施方式的逆变器控制装置中的d轴电感设定值的设定范围的一个例子的图。
d轴电感设定值Ld_FF为将电流向+d轴方向通电时的d轴电感与将电流向-d轴方向通电时的d轴电感之间的值即可。在本实施方式中，d轴电感设定值Ld_FF例如设为将电流向+d轴通电的情况下的d轴电感和将电流向-d轴通电时的d轴电感的平均值。
在设定d轴电感设定值Ld_FF，并准确地进行电流控制的情况下，电流指令值id_ref与d轴电流实际值idc相等，电压差分ΔVq_NS成为[公式11]的关系。
[式7]
Figure BDA0001974185280000101
极性判定部70依照上述[公式11]的关系，输出旋转相位、速度推测单元推测出的旋转角度的校正值θNS。
即，极性判定部70具备乘法器71、72、阈值设定部Th、减法器73、滤波器FL2以及选择器74、75。极性判定部70将q轴电压Vqc、d轴电流指令id_ref以及转速推测值ωest作为输入。
阈值设定部Th将用于运算q轴电压设定值Vq_FF的d轴电感设定值Ld_FF输出到乘法器72。
乘法器71将d轴电流指令id_ref与转速推测值ωest相乘，输出到乘法器72。
乘法器72将d轴电感设定值Ld_FF与乘法器71中的运算结果相乘，作为q轴电压设定值Vq_FF而输出到减法器73。
减法器73从q轴电压Vqc减去q轴电压设定值Vq_FF，作为电压差分ΔVq_NS而输出。
滤波器FL2例如是低通滤波器，去除从减法器73输出的电压差分ΔVq_NS中包含的高频分量而输出。
选择器74判定从滤波器FL2输出的电压差分ΔVq_NS是否为零以上，输出与判定结果相应的值。即，选择器74在电压差分ΔVq_NS为零以上时将输出值设为“0”，在电压差分ΔVq_NS小于零时将输出值设为“1”。
选择器75根据从选择器74输出的值，输出校正值θNS。即，选择器75在从选择器74输出的值为“1”时，将校正值θNS设为π(180°)而输出，在从选择器74输出的值为“0”时，将校正值θNS设为0°而输出。
从选择器75输出的校正值θNS与从旋转相位角推测部60输出的旋转相位角推测值θest相加，校正旋转相位角推测值θest。校正后的旋转相位角推测值θest被供给到dq/αβ变换部20以及αβ/dq变换部62，用于矢量变换。
图8是用于说明实施方式的逆变器控制装置的动作的一个例子的图。
在本实施方式的逆变器控制装置1中，在启动时的初始推测中进行极性判定。即，根据逆变器电路INV的启动指令，执行由旋转相位角推测部60进行的旋转相位角推测值的运算以及由极性判定部70进行的磁铁磁极判别。在启动前以及在初始推测完成后被初始化为止的期间，逆变器电路INV为停止的状态，电动机M自由转动。
上位控制器CTR设定对马达通电的电流指令id_ref、iq_ref和电流相位β_ref，控制各种标志(电流通电标志(Ion)、初始化标志、初始推测标志、NS判别运算标志、NS判别结果反映标志、通常控制标志)。上位控制器CTR将初始化标志、初始推测标志、通常控制标志以及NS判别运算标志供给到旋转相位角推测部60。上位控制器CTR将NS判别结果反映标志供给到极性判定部70。上位控制器CTR将电流通电标志(Ion)供给到电流指令生成部10。
当上位控制器CTR接受到启动指令时，同时使初始化标志上升。接着，上位控制器CTR使初始推测标志和电流通电标志(Ion)上升，使初始化标志下降。
当初始化标志上升时，旋转相位角推测部60将旋转相位角和转速的推测值设定为初始值，进行初始化。接着，当初始推测标志上升时，开始旋转相位角推测值θest以及转速推测值ωest的运算。
接着，上位控制器CTR使NS判别运算标志上升。
当NS判别运算标志上升时，极性判定部70进行电压差分ΔVq_NS的运算。
接着，上位控制器CTR使初始推测标志和NS判别运算标志下降，使NS判别结果反映标志上升。
当NS判别结果反映标志上升时，如[公式17]所示，极性判定部70根据电压差分ΔVq_NS的值，输出旋转角度的校正值θNS。
接着，上位控制器CTR使NS判别结果反映标志下降，使初始化标志上升。
当初始化标志上升时，旋转相位角推测部60将旋转相位角和转速的推测值设定为初始值，进行初始化。
接着，上位控制器CTR使初始化标志下降，使通常控制标志上升。当通常控制标志上升时，旋转相位角推测部60结束初始推测处理，开始动力运行驱动或者再生驱动的动作。
接着，说明对上述实施方式的逆变器控制装置1进行了仿真的结果的一个例子。在此，说明运算旋转相位角推测值、转速推测值以及电压差分ΔVq_NS的仿真结果。
图9以及图10是示出关于第1实施方式的逆变器控制装置的仿真结果的一个例子的图。在图9以及图10中，示出了包括从图8所示的电流通电标志Ion上升的定时起至NS判别运算标志下降的定时为止的期间的期间的仿真结果。
在该仿真中，示出了逆变器控制装置在0秒的时间点开始电流通电，开始旋转相位角以及转速的推测值的运算，在0.1秒的时间点完成初始推测的例子。另外，逆变器控制装置在0.05秒的时间点开始极性判别的运算。
在图9所示的例子中，旋转相位角的实际值与推测值偏离180°。在该情况下，电流通电标志(Ion)上升，当在0.05秒后极性判别运算标志上升时，开始极性判别，电压差分ΔVq_NS成为负的值。此时，在本实施方式的逆变器控制装置1中，校正值θNS为180°，旋转相位角的推测值被修正，推测值与实际值变得相等。
在图10所示的例子中，旋转相位角的实际值与推测值未偏离。在本结果中，可知与先前的结果不同，电压差分ΔVq_NS为正。此时，在本实施方式的逆变器控制装置1中，校正值θNS为0°，旋转相位角的推测值与实际值变得相等。
上述运算实施至初始推测完成的0.1sec为止，根据初始推测完成时的电压差，设为θNS＝180°或0°而与推测旋转相位角相加，从而能够进行磁极校正。
如上所述，在本实施方式中，在驱动无负荷磁通小的同步马达时，也能够精度良好地判别磁极位置。另外，在本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***中，与利用高次谐波电压来判别磁极位置的方式不同，在转速增加时也能够精度良好地进行极性判定，也不会产生噪音。
即，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，能够提高电动机的无旋转传感器控制的精度。
接下来，参照附图，说明第2实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***。
第2实施方式的逆变器控制装置1除了极性判定部70的结构以外，与上述第1实施方式相同。在本实施方式中，极性判定部70使用磁通之差来进行极性判别。此外，在以下的说明中，在与第1实施方式同样的结构中附加相同的附图标记，省略说明。
图11是概略地示出第2实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的结构例的框图。
本实施方式的极性判定部70使用q轴电压实际值Vqc、d轴电流指令id_ref、转速推测值ωest以及电感设定值Ld_FF来进行极性判别。
极性判定部70通过下述[公式12]运算实际的d轴磁通Φd_act，通过下述[公式13]运算d轴磁通设定值Φd_FF，通过下述[公式14]运算作为极性判别的基准的磁通差ΔΦd_NS。
[式8]
Figure BDA0001974185280000141
Φd_FF＝Ld_FF·id_ref [公式13]
ΔΦd_NS＝Φd_act-Φd_FF [公式14]
极性判定部70具备除法器76、乘法器77、减法器78、滤波器FL2、阈值设定部Th以及选择器79、75。
除法器76将d轴电压实际值Vqc(＝ωest·Ld·Idc)除以转速推测值ωest，运算实际的d轴磁通Φd_act，供给到减法器78。
乘法器77将d轴电流指令id_ref与电感设定值Ld_FF相乘，运算d轴磁通设定值Φd_FF，供给到减法器78。
减法器78从实际的d轴磁通值Φd_act减去d轴磁通设定值Φd_FF，运算磁通差ΔΦd_NS，供给到滤波器FL2。
滤波器FL2例如为低通滤波器，将去除了高频分量后的磁通差ΔΦd_NS供给到选择器79。
选择器79判定从滤波器FL2输出的磁通差ΔΦd_NS是否为零以上，输出与判定结果相应的值。即，选择器79在磁通差ΔΦd_NS为零以上时将输出值设为“0”，在磁通差ΔΦd_NS小于零时将输出值设为“1”。
选择器75根据从选择器79输出的值，输出校正值θNS。即，选择器75在从选择器79输出的值为“1”时将校正值θNS设为π(＝180°)而输出，在从选择器79输出的值为“0”时，将校正值θNS设为0°而输出。
从选择器75输出的校正值θNS与从旋转相位角推测部60输出的旋转相位角推测值θest相加，校正旋转相位角推测值θest。校正后的旋转相位角推测值θest被供给到dq/αβ变换部20以及αβ/dq变换部62，用于矢量变换。
如上所述，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，与上述第1实施方式同样地，在驱动负荷磁通小的同步马达时，也能够精度良好地判别磁极位置。另外，在本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***中，与利用高次谐波电压来判别磁极位置的方式不同，在转速增加时也能够精度良好地进行极性判定，也不会产生噪音。
即，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，能够提高电动机的无旋转传感器控制的精度。
接下来，参照附图，说明第3实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***。
图12是概略地示出第3实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的结构例的框图。
本实施方式的逆变器控制装置1与上述第1实施方式以及第2实施方式的不同点在于极性判定部70的结构。
在本实施方式中，极性判定部70使用q轴电压实际值Vqc、d轴电流指令id_ref、推测转速ωest以及电感设定值Ld_FF来进行极性判别。此时，阈值设定部Th将电感设定值Ld_FF设定成与将电流向+d轴通电时的电感或将电流向－d轴通电时的电感一致。
此时，极性判定部70通过上述[公式18]运算实际的d轴磁通Φd_act，通过上述[公式19]运算d轴磁通设定值Φd_FF，通过上述[公式20]运算作为极性判别的基准的磁通差ΔΦd_NS。
在阈值设定部Th中，例如，[公式15]示出在将电感设定值Ld_FF设定为将电流向－d轴通电时的电感值时，精度良好地进行电流控制的情况下的磁通差的关系。
[式9]
Figure BDA0001974185280000161
图13是示出预定的阈值与磁通差ΔΦd_NS的绝对值的关系的一个例子的图。
极性判定部70在预定的定时t1，在磁通差ΔΦd_NS的绝对值低于预定的阈值Φd_th的情况下，判断为极性(NS)一致，磁通差ΔΦd_NS的绝对值为预定的阈值Φd_th以上的情况下，判断为极性(NS)反转。
此外，在阈值设定部Th中，在将电感设定值Ld_FF设定为+d轴电流通电时的电感值的情况下，成为与上述相反的判定结果。即，极性判定部70在磁通差ΔΦd_NS的绝对值低于预定的阈值的情况下，判断为极性(NS)反转，在磁通差ΔΦd_NS的绝对值为预定的阈值以上的情况下，判断为极性(NS)一致。
另外，作为预定的阈值Φd_th，根据将电流向±d轴通电时的电感差、电压检测精度来决定即可，例如，也可以做成参照针对通电电流的表格的结构。
即，本实施方式的极性判定部70具备除法器76、乘法器77、减法器78、阈值设定部Th、滤波器FL2、绝对值运算部ABS以及选择器SL、75。
除法器76将d轴电压实际值Vqc(＝ωest·Ld·Idc)除以转速推测值ωest，运算实际的d轴磁通Φd_act，供给到减法器78。
乘法器77将d轴电流指令id_ref与电感设定值Ld_FF相乘，运算d轴磁通设定值Φd_FF，供给到减法器78。
减法器78从实际的d轴磁通值Φd_act减去d轴磁通设定值Φd_FF，运算磁通差ΔΦd_NS，供给到滤波器FL2。
滤波器FL2例如为低通滤波器，将去除了高频分量后的磁通差ΔΦd_NS供给到绝对值运算部ABS。
绝对值运算部ABS运算从滤波器FL2输出的磁通差ΔΦd_NS的绝对值，输出到选择器SL。
选择器SL比较从绝对值运算部ABS输出的磁通差ΔΦd_NS的绝对值和预定的阈值Φd_th，判定磁通差ΔΦd_NS是否为阈值Φd_th以上，输出与判定结果相应的值。即，选择器79在磁通差ΔΦd_NS为阈值Φd_th以上时将输出值设为“1”，在磁通差ΔΦd_NS小于阈值Φd_th时将输出值设为“0”。
选择器75根据从选择器SL输出的值，输出校正值θNS。即，选择器75在从选择器SL输出的值为“1”时，将校正值θNS设为π(180°)而输出，在从选择器SL输出的值为“0”时，将校正值θNS设为0°而输出。
从选择器75输出的校正值θNS与从旋转相位角推测部60输出的旋转相位角推测值θest相加，校正旋转相位角推测值θest。校正后的旋转相位角推测值θest被供给到dq/αβ变换部20以及αβ/dq变换部62，用于矢量变换。
如上所述，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，与上述第1实施方式同样地，在驱动负荷磁通小的同步马达时，也能够精度良好地判别磁极位置。另外，在本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***中，与利用高次谐波电压来判别磁极位置的方式不同，在转速增加时也能够精度良好地进行极性判定，也不会产生噪音。
即，根据本实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***，能够提高电动机的无旋转传感器控制的精度。
接下来，参照附图，说明第4实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***。
图14是概略地示出第4实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***的一个结构例的框图。在本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***中，根据使正方向的d轴电流流过时的q轴电压和使负方向的d轴电流流过时的q轴电压，判别极性。即，极性判定部70根据以－d轴方向为目标而将电流通电时的电动机的q轴电压值与以+d轴方向为目标而将电流通电时的电动机的q轴电压值的比较结果，进行所述电动机的磁铁磁极判别，输出基于判别结果的所述旋转相位角推测值的校正值。
本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***与上述第1至第3实施方式的不同点在于供给到极性判定部70的标志和极性判定部70的结构。即，在本实施方式中，上位控制器CTR将电流相位角变更标志供给到极性判定部70。上位控制器CTR与d轴电流的指令值从正方向切换到负方向的定时同步地将电流相位角变更标志从高(H)切换到低(L)，与d轴电流的指令值从负方向切换到正方向的定时同步地将电流相位角变更标志从低(L)切换到高(H)。
图15是概略地示出第4实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的其它结构例的框图。
极性判定部70具备q轴电压差运算部710和校正值运算部720。q轴电压差运算部710具备绝对值运算部711、触发输出部712、713、第1零阶保持器714、第2零阶保持器715、减法器716以及滤波器FL3。校正值运算部720具备选择器74、75。
绝对值运算部711运算q轴电压实际值Vqc的绝对值，将运算结果供给到第1零阶保持器714以及第2零阶保持器715。
触发输出部712与电流相位角变更标志上升的定时同步地，将脉冲输出到第1零阶保持器714。
第1零阶保持器714当从触发输出部712接收到脉冲时，将从绝对值运算部711供给的值作为输出值进行保持，输出到减法器716。
触发输出部713与电流相位角变更标志下降的定时同步地，将脉冲输出到第2零阶保持器715。
第2零阶保持器715当从触发输出部713接收到脉冲时，将从绝对值运算部711供给的值作为输出值进行保持，供给到减法器716。
减法器716从由第1零阶保持器714供给的值减去由第2零阶保持器715供给的值，供给到滤波器FL3。即，减法器716从d轴电流指令值从负变化到正时的q轴电压减去d轴电流指令值从负变化到正时的q轴电压，输出q轴电压差。
滤波器FL3例如为低通滤波器，将去除了高频分量后的q轴电压差输出到选择器74。
选择器74判定从滤波器FL3输出的q轴电压差是否为零以下，输出与判定结果相应的值。即，选择器74在q轴电压差为零以下时将输出值设为“0”，在q轴电压差比零大时将输出值设为“1”。
选择器75根据从选择器74输出的值，输出校正值θNS。即，选择器75在从选择器74输出的值为“1”时将校正值θNS设为π(180°)而输出，在从选择器74输出的值为“0”时将校正值θNS设为0°而输出。
从选择器75输出的校正值θNS与从旋转相位角推测部60输出的旋转相位角推测值θest相加，校正旋转相位角推测值θest。校正后的旋转相位角推测值θest被供给到dq/αβ变换部20、以及αβ/dq变换部62，用于矢量变换。
图16以及图17是示出对本实施方式的逆变器控制装置的极性判定的动作进行了仿真的结果的一个例子的图。在图16以及图17中，示出了包括从图8所示的电流通电标志Ion上升的定时至NS判别运算标志下降的定时为止的期间的期间的仿真结果。
示出了在0sec开始电流通电，开始旋转相位角以及转速的推测值的运算，在0.1sec完成初始推测的例子。另外，在0.04sec时间点开始极性判别的运算。
在图16中，示出了旋转相位角的实际值与推测值未偏离时的仿真结果。
上位控制器CTR在开始极性判定时，使d轴电流指令id_ref从负变化到正，并且使NS判别运算标志和电流相位角变更标志上升。当电流相位角变更标志上升时，在第1零阶保持器714中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。另外，当d轴电流指令id_ref从负变化到正时，q轴电压Vqc的绝对值变大。
接着，上位控制器CTR使d轴电流指令id_ref从正变化到负，并且使电流相位角变更标志下降。当电流相位角变更标志下降时，在第2零阶保持器715中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。另外，当d轴电流指令id_ref从正变化到负时，q轴电压Vqc的绝对值变小。
之后，上位控制器CTR使NS判别结果反映标志上升，从极性判定部70输出校正值θNS，结束极性判定。
在该例中，第1零阶保持器714的输出值比第2零阶保持器715的输出值小，从滤波器FL3输出的值为零以下，所以校正值θNS为0°。
在图17中，示出了旋转相位角的实际值与推测值偏离180°时的仿真结果。
上位控制器CTR的动作与图16所示的仿真时相同。即，上位控制器CTR在开始极性判定时，使d轴电流指令id_ref从负变化到正，并且使NS判别运算标志和电流相位角变更标志上升。当电流相位角变更标志上升时，在第1零阶保持器714中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。在该例中，当d轴电流指令id_ref从负变化到正时，q轴电压Vqc的绝对值变小。
接着，上位控制器CTR使d轴电流指令id_ref从正变化到负，并且使电流相位角变更标志下降。当电流相位角变更标志下降时，在第2零阶保持器715中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。在该例中，当d轴电流指令id_ref从正变化到负时，q轴电压Vqc的绝对值变大。
之后，上位控制器CTR使NS判别结果反映标志上升，从极性判定部70输出校正值θNS，结束极性判定。
在该例中，第1零阶保持器714的输出值比第2零阶保持器715的输出值大，从滤波器FL3输出的值比零大，所以校正值θNS为180°。因而，利用校正值θNS而旋转相位角的推测值反转，旋转相位角的实际值与推测值变得相等。
如上所述，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，与上述第1实施方式同样地，在驱动负荷磁通小的同步马达时，也能够精度良好地判别磁极位置。另外，在本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***中，与利用高次谐波电压来判别磁极位置的方式不同，在转速增加时也能够精度良好地进行极性判定，也不会产生噪音。
另外，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，在极性判定中，不使用电感设定值，所以能够针对参数设定的误差实现鲁棒化。另外，对极性判定不使用推测速度值、电流值，所以能够针对速度变动、电流纹波实现不灵敏化。
即，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，能够提高电动机的无旋转传感器控制的精度。
接下来，参照附图，说明第5实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***。
图18是概略地示出第5实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***的一个结构例的框图。在本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***中，根据使正方向的d轴电流流过时的q轴电压和使负方向的d轴电流流过时的q轴电压判别极性。即，极性判定部70根据对旋转相位角推测值加上0°时的电动机的q轴电压值与对旋转相位角推测值加上180°时的电动机的q轴电压值的比较结果，进行所述电动机的磁铁磁极判别，输出基于判别结果的所述旋转相位角推测值的校正值。
本实施方式的逆变器控制装置1与上述第1至第4实施方式的不同点在于供给到极性判定部70的标志和极性判定部70的结构。即，在本实施方式中，上位控制器CTR将相位反转标志供给到极性判定部70。上位控制器CTR当开始极性判定时，将相位反转标志从高(H)切换到低(L)，在经过预定时间后，将相位反转标志从低(L)切换到高(H)。
图19是概略地示出第5实施方式的逆变器控制装置的极性判定部的其它结构例的框图。
极性判定部70具备相位反转部730和校正值运算部720。相位反转部730具备绝对值运算部731、触发输出部732、733、第1零阶保持器734、第2零阶保持器735、减法器736、选择器737、加法器738以及滤波器FL4。校正值运算部720具备选择器74、75。
绝对值运算部731运算q轴电压实际值Vqc的绝对值，将运算结果供给到第1零阶保持器734以及第2零阶保持器735。
触发输出部732与相位反转标志上升的定时同步地，将脉冲输出到第1零阶保持器734。
第1零阶保持器734当从触发输出部732接收到脉冲时，将从绝对值运算部731供给的值作为输出值进行保持，输出到减法器736。
触发输出部733与相位反转标志下降的定时同步地，将脉冲输出到第2零阶保持器735。
第2零阶保持器735当从触发输出部733接收到脉冲时，将从绝对值运算部731供给的值作为输出值进行保持，供给到减法器736。
减法器736从由第1零阶保持器734供给的值减去由第2零阶保持器735供给的值，供给到滤波器FL4。
选择器737接收相位反转标志，在相位反转标志为“1”时，将输出值设为π(＝180°)，在相位反转标志为“0”时，将输出值设为零(＝0°)。从选择器737输出的值被供给到加法器738。
滤波器FL4例如为低通滤波器，将去除了高频分量后的q轴电压差输出到选择器74。
选择器74判定从滤波器FL4输出的q轴电压差是否为零以下，输出与判定结果相应的值。即，选择器74在q轴电压差为零以下时将输出值设为“0”，在q轴电压差比零大时将输出值设为“1”。
选择器75根据从选择器74输出的值，选择输出值。即，选择器75在从选择器74输出的值为“1”时将输出值设为π(180°)，在从选择器74输出的值为“0”时将输出值设为0°。从选择器75输出的值被供给到加法器738。
加法器738将从选择器737输出的值与从选择器75输出的值相加，输出校正值θNS。从加法器738输出的校正值θNS与从旋转相位角推测部60输出的旋转相位角推测值θest相加，校正旋转相位角推测值θest。校正后的旋转相位角推测值θest被供给到dq/αβ变换部20以及αβ/dq变换部62，用于矢量变换。
图20以及图21是示出对本实施方式的逆变器控制装置以及驱动器***的极性判别的动作进行了仿真的结果的一个例子的图。在图20以及图21中，示出了包括从图8所示的电流通电标志Ion上升的定时起至NS判别运算标志下降的定时为止的期间的期间的仿真结果。
示出了在0sec开始电流通电，开始旋转相位角以及转速的推测值的运算，在0.1sec完成初始推测的例子。另外，在0.04sec时间点开始磁极判别的运算。另外，在以下的仿真中，d轴电流指令为负的恒定值。
在图20中，示出了旋转相位角的实际值与推测值未偏离时的仿真结果。
上位控制器CTR在开始极性判定时，使NS判别运算标志和相位反转标志上升。当相位反转标志上升时，在第1零阶保持器734中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。另外，当相位反转标志上升时，选择器737的输出值为180°，校正值θNS为180°，旋转相位角的推测值反转。由此，q轴电压的绝对值变大。
接着，上位控制器CTR在0.06sec时间点使相位反转标志下降。当相位反转标志下降时，在第2零阶保持器735中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。另外，当相位反转标志下降时，选择器737的输出值为0°，校正值θNS为0°，旋转相位角的推测值与实际值一致。
之后，上位控制器CTR使NS判别结果反映标志上升，从极性判定部70输出校正值θNS，结束极性判定。
在该例中，第1零阶保持器734的输出值比第2零阶保持器735的输出值小，从滤波器FL4输出的值为零以下，所以选择器75的输出值为0°。在该时间点，相位反转标志为0，所以选择器75的输出值为校正值θNS，为0°。因而，维持旋转相位角的推测值与实际值相等的状态。
在图21中，示出了旋转相位角的实际值与推测值偏离180°时的仿真结果。
上位控制器CTR的动作与图20所示的仿真时相同。即，上位控制器CTR在开始极性判定时，使NS判别运算标志和相位反转标志上升。当相位反转标志上升时，在第1零阶保持器734中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。另外，当相位反转标志上升时，选择器737的输出值为180°，校正值θNS为180°，旋转相位角的推测值与实际值一致。
接着，上位控制器CTR在0.06sec时间点，使相位反转标志下降。当相位反转标志下降时，在第2零阶保持器735中，q轴电压Vqc的绝对值作为输出值而被保持。另外，当相位反转标志下降时，选择器737的输出值为0°，校正值θNS为0°，旋转相位角的推测值与实际值偏离180°。
之后，上位控制器CTR使NS判别结果反映标志上升，从极性判定部70输出校正值θNS，结束极性判定。
在该例中，第1零阶保持器734的输出值比第2零阶保持器735的输出值大，从滤波器FL4输出的值比零大，所以选择器75的输出值为180°。在该时间点，相位反转标志为0，所以选择器75的输出值为校正值θNS，为180°。因而，利用校正值θNS而使旋转相位角的推测值反转，旋转相位角的实际值与推测值变得相等。
如上所述，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，与上述第1实施方式同样地，在驱动负荷磁通小的同步马达时，也能够精度良好地判别磁极位置。另外，在本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***中，与利用高次谐波电压判别磁极位置的方式不同，在转速增加时也能够精度良好地进行极性判定，也不会产生噪音。
另外，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，在极性判定中不使用电感设定值，所以能够针对参数设定的误差实现鲁棒化。另外，对极性判定不使用推测速度值、电流值，所以能够针对速度变动、电流纹波实现不灵敏化。
即，根据本实施方式的逆变器控制装置1以及驱动器***，能够提高电动机的无旋转传感器控制的精度。
此外，在第1至第3实施方式中，通过从实际值减去设定值而运算差分，进行极性判别，但也可以从设定值减去实际值，在该情况下，使进行旋转相位的校正的条件相反即可。进而，只要是因d轴磁通的差异而产生的特征量，就不限于磁通、电压，能够用于极性判定。
另外，在第1至第5实施方式中，以通过电流追随型PWM控制来进行电流控制的方式为例进行了说明，但只要是能够决定使电流指令与电流检测值一致的逆变器选通指令的手段，就也可以采用其它方式，例如即使是使用了PI控制的三角波比较型的PWM调制方式也能够得到同样的效果。
另外，在上述第1至第5实施方式中，以推测旋转相位角和转速的无传感器控制为例进行了说明，但即使应用于使用了不知道磁铁极性的传感器例如如脉冲发生器(PG)那样的速度传感器的磁铁式同步马达驱动器***也能够得到同样的效果。
另外，在第1至第5实施方式中，以产生某种程度的电压为前提，但在转速低的情况下，也可以在初始推测之后的通常控制中变更无旋转传感器控制方式，通过利用了高次谐波电流的方式、利用了磁铁感应电压的方式等，再次判定磁铁极性。
以下，说明根据高次谐波电流信息进行NS判别的方式和根据通过磁铁旋转而产生的感应电压来进行NS判别的方式。
1)利用了高次谐波电流的方式
相对于推测旋转相位角与真的旋转相位角一致的情况下的电压方程[公式1]，在推测旋转相位角与真的旋转相位角不一致的情况下，dq轴电压方程被改写成下述[公式16]。
[式10]
Figure BDA0001974185280000261
进而，当关于电流微分项将[公式16]汇总时，成为如[公式17]那样。
[式11]
Figure BDA0001974185280000262
在此，
Figure BDA0001974185280000263
此时，以马达转速足够低，能够忽略电阻所致的电压下降的情况为例。在该情况下，[公式17]被改写成下述[公式18]。
[式12]
Figure BDA0001974185280000264
进而，当将高频电压仅施加到推测出的d轴(dc轴)时，[公式18]被改写成[公式19]。
[式13]
Figure BDA0001974185280000265
根据上述[公式19]，qc轴的高次谐波电流依赖于旋转角度Δθ而变化，还能够利用该旋转角度依赖的特性来推测旋转相位角。但是，本特性按照转子旋转角度的两倍变化，所以无法用于判别NS这样的180°的相位差。
相对于此，有利用根据d轴电感的倒数确定dc轴高次谐波电流这一情况的NS判别方法。具有磁凸极性的磁铁式同步马达的电感为图6的特性，当将+d轴电流向正方向通电时，电感变大。相反，当将－d轴电流通电时，电感变低。也就是说，在判别磁极的极性的情况下，将±d轴电流通电，并向d轴方向施加高次谐波电压，根据此时的高次谐波电流的大小来判别磁极。
2)利用了磁铁感应电压的方式
接着，说明使用了因磁铁旋转而产生的感应电压的极性判别方法。
在永久磁铁式同步马达以无负荷状态旋转的情况下，[公式16]被改写成[公式20]。
[式14]
Figure BDA0001974185280000271
进而，[公式21]示出磁铁的N极与d轴一致的情况(θ＝0°)和NS反转的情况(θ＝180°)下的电压。
[式15]
Figure BDA0001974185280000272
如[公式21]所示，在磁极位置反转的情况下，qc轴所产生的感应电压的符号反转。理想的是向+q轴方向产生电压，所以通过观察vqc的符号，能够进行NS判别。
说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提示的，未意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其它各种方式被实施，能够在不脱离发明的要旨的范围进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围、要旨，并且包含于专利权利要求书所记载的发明及与其均等的范围。
此外，在上述多个实施方式中，逆变器控制装置以及上位控制器既可以为由硬件实现的结构，也可以具备至少1个处理器、以及存储器，由软件实现逆变器控制装置以及驱动器***的结构。在任意的情况下都能够得到与上述多个实施方式同样的效果。

Claims (7)

1.一种逆变器控制装置，
电流指令生成部，生成电流指令值；
电流检测部，检测从逆变器电路输出到电动机的交流电流的电流值；
选通指令生成部，以使所述电流指令值与由所述电流检测部检测到的电流值一致的方式生成针对所述逆变器电路的选通指令，根据该选通指令求出所述逆变器电路的输出电压目标矢量；
旋转相位角推测部，根据由所述电流检测部检测到的电流值和所述输出电压目标矢量，求出所述电动机的旋转相位角推测值；以及
极性判定部，在使与所述电动机的转子频率同步的电流通电时，使用与所产生的转子频率同步的磁通、电压或这两方，进行所述电动机的磁铁磁极判别，输出基于判别结果的所述旋转相位角推测值的校正值。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述极性判定部根据磁通的实际值与磁通的设定值之差、或电压的实际值与电压的设定值之差，进行所述电动机的磁铁磁极判别。
3.根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其中，
所述极性判定部使用被设定为将正方向的d轴电流通电到所述电动机时的电感值与将负方向的d轴电流通电到所述电动机时的电感值之间的范围的电感设定值，求出所述磁通的设定值或所述电压的设定值。
4.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述极性判定部根据对所述旋转相位角推测值加上0°时的所述电动机的q轴电压值与对所述旋转相位角推测值加上180°时的所述电动机的q轴电压值的比较结果，进行所述电动机的磁铁磁极判别。
5.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述极性判定部根据以－d轴方向为目标而使电流通电时的所述电动机的q轴电压值与以+d轴方向为目标而使电流通电时的所述电动机的q轴电压值的比较结果，进行所述电动机的磁铁磁极判别。
6.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
根据所述逆变器电路的启动指令，执行由所述旋转相位角推测部进行的旋转相位角推测值的运算以及由所述极性判定部进行的磁铁磁极判别。
7.一种驱动器***，具备：
权利要求1至6中的任意一项所述的逆变器控制装置；
上位控制器，控制所述逆变器控制装置的动作；
所述逆变器电路；以及
所述电动机，
所述电动机具备磁铁的转子或埋入有磁铁的转子，具有磁性凸极性。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7014014B2 (ja) * 2018-03-30 2022-02-01 株式会社豊田自動織機 車載流体機械
CN110798061A (zh) * 2018-08-01 2020-02-14 台达电子工业股份有限公司 三相变频器及其死区补偿电路和死区补偿方法
GB2589336A (en) * 2019-11-26 2021-06-02 Trw Ltd Motor position calibration
US11165381B2 (en) * 2019-11-27 2021-11-02 Infineon Technologies Austria Ag Speed contant control and power constant control of a permanent magnet synchronous motor
JP7358277B2 (ja) * 2020-03-03 2023-10-10 株式会社東芝 駆動装置、駆動システム、及び、電動機の駆動方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1988362A (zh) * 2005-12-08 2007-06-27 三洋电机株式会社 电动机的驱动控制装置
CN101662258A (zh) * 2008-08-27 2010-03-03 株式会社日立制作所 电动机控制装置
CN104145417A (zh) * 2012-06-27 2014-11-12 株式会社东芝 控制***

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3722948B2 (ja) 1996-05-15 2005-11-30 株式会社日本自動車部品総合研究所 永久磁石界磁同期電動機のセンサレス制御方法
JP3979561B2 (ja) 2000-08-30 2007-09-19 株式会社日立製作所 交流電動機の駆動システム
JP3630102B2 (ja) * 2001-01-09 2005-03-16 日産自動車株式会社 複合電流供給装置
JP3480572B2 (ja) * 2001-11-27 2003-12-22 東洋電機製造株式会社 永久磁石同期電動機の制御装置
JP4241218B2 (ja) 2003-06-27 2009-03-18 株式会社日立産機システム 交流電動機の制御装置及び交流電動機システム
US7602139B2 (en) * 2006-07-13 2009-10-13 International Rectifier Corporation Signal conditioning apparatus and method for determination of permanent magnet motor rotor position
US8179068B2 (en) * 2006-07-24 2012-05-15 Kabushiki Kaisha Toshiba Variable-flux motor drive system
JP2010022185A (ja) 2008-06-13 2010-01-28 Suri-Ai:Kk 同期機
JP5324159B2 (ja) * 2008-08-20 2013-10-23 三洋電機株式会社 モータ制御装置
CN102668361B (zh) 2009-12-24 2014-11-05 株式会社安川电机 电动机控制装置及其磁极位置检测方法
JP5435282B2 (ja) 2010-03-26 2014-03-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 モータ制御装置
JP2011217575A (ja) * 2010-04-02 2011-10-27 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP5534935B2 (ja) * 2010-05-20 2014-07-02 株式会社東芝 回転センサレス制御装置
WO2012073372A1 (ja) * 2010-12-02 2012-06-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5971707B2 (ja) * 2011-08-29 2016-08-17 株式会社東芝 同期電動機のセンサレス制御装置ならびにインバータ装置
KR101765407B1 (ko) 2013-05-27 2017-08-07 가부시끼가이샤 도시바 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법
JP6367332B2 (ja) * 2015-01-28 2018-08-01 株式会社東芝 インバータ制御装置及びモータ駆動システム

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1988362A (zh) * 2005-12-08 2007-06-27 三洋电机株式会社 电动机的驱动控制装置
CN101662258A (zh) * 2008-08-27 2010-03-03 株式会社日立制作所 电动机控制装置
CN104145417A (zh) * 2012-06-27 2014-11-12 株式会社东芝 控制***

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