JP2002535924A - 位相偏移変調受信装置における振幅および位相の不平衡の補正 - Google Patents
位相偏移変調受信装置における振幅および位相の不平衡の補正Info
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Abstract
Description
発明は受信した直交位相被変調信号の振幅および位相を平衡させるシステムおよ
び方法に関する。
なわちM元変調を用いる方法である。M元変調技術は2進符号変調技術の当然の
拡大であり、Lレベル振幅または位相偏移変調に該当する。
または位相構成の場合と同様に、QPSKの主な利点は帯域幅節減である。
表されるので、Lが大きいほどパルス繰返し周波数は小さくなり、周波数帯域幅
も小さくなる。
、二次元信号空間を形成する。そのために、図1Aに示すとおり互いに同一の周
波数で位相差90度の二つの搬送波を用いて複合位相被変調信号を生ずる。慣習
として余弦搬送波を同相成分Iと呼び、正弦波搬送波を直交位相成分Qと呼ぶ。
I成分はその信号の実数成分であり、Q成分はその信号の虚数成分である。これ
らI成分およびQ成分の各々を2相位相変調する。QPSKシンボルは同相I信
号および直交位相Q信号の両方からの少なくとも一つのサンプルから成る。それ
らシンボルはアナログサンプルの量子化出力またはディジタルデータを表す。
問題を克服しなければならない。QPSKシグナリングの動作を正しく行うには
、IチャネルおよびQチャネルが両受信チャネルの信号処理全体にわたって互い
に等しい利得を備え、両チャネル相互間を互いに相関なしの状態に保たなければ
ならない。利得の不整合または互いに無相関のIチャネルおよびQチャネルの間
の信号強度の不整合がある場合は信号処理時に誤りを生ずる。上記両信号間の位
相差が90度以外の値になると、チャネル間に溢出し同様の性能劣化が生ずる。
数の変動に起因するミキサ、フィルタおよびA−D変換器の利得不整合のために
IチャネルおよびQチャネルの総合利得が互いに異なる。IチャネルおよびQチ
ャネルの間の振幅位相不平衡は図1Bおよび図1Cに示した歪を生じ、信号対雑
音比(SNR)を低下させる。
得段の高精度回路制御に基づいている。それら従来技術の構成は、極めて小さい
温度係数を備えるように製造された回路部品とIQ両チャネルのミキサを製造過
程でカスタム整合させたフィルタとを必要とし製造コストが高い。
全無欠性を高めビット誤り率(BER)を低下させるシステムが必要になってい
る。
させる。この発明のシステムの出力は振幅および位相の両方で補正を受けた信号
である。このシステムは受信信号のIチャネルおよびQチャネルの振幅を算定し
、これらチャネルの一方または両方に補正を加えて振幅不平衡を補正する。位相
不平衡に対しては、平均が零であるべきIQ両チャネル間の交叉相関を計算する
。相関係数をその交叉相関積から導き出し、両チャネルに加え、位相交叉相関を
零に戻す。
るシステムを提供することである。
ムを提供することである。
例の詳細な説明から当業者には明らかになろう。
しい実施例を説明する。
いて二つの2相位相変調を受けた信号を入力21Iおよび21Qに入力する。各
サンプルの信号の強度を測定してその測定値にディジタル値を割り当てるプロセ
スが量子化である。標本化回路が信号のサンプルをサンプリングする度ごとに、
量子化プロセスがそれら互いに離散的な時点で変動中のアナログ信号の強度を測
定する。入力23Iおよび23Qへの入力データストリームは各々が複数のビッ
トから成る有限のワードにアッセンブルされた離散的サンプルを表す。各ワード
を定義するビットの数が各サンプルまたは各シンボルの全体の量子化を定める。
例えば、6ビット量子化は、次式、すなわち 量子化レベル数=2n−1 (式2) のnが6に等しい場合であり、精細度63レベルをもたらす。所望の信号精細度
でnが定まる。
器25Iおよび25Qに加える。これら増幅器25Iおよび25Qの出力27I
および27Qを絶対値算出器29Iおよび29Qに加えて入力23Iおよび23
Qへの入来シンボルの各々の相対強度を生ずる。これら絶対値算出器29Iおよ
び29Qの出力31Iおよび31Qを低域フィルタ33Iおよび33Qの入力に
それぞれ加える。
間平均し、新たに到来するサンプルには追加の重みづけをし、それ以前のサンプ
ルには漸減の重みづけをする。この実施例のシステム17では単極IIR(無限
インパルスレスポンス)フィルタ33Iおよび33Qを用いているが、この発明
の原理から逸脱することなく上記以外の種類のフィルタまたは上記以外の元数の
IIRフィルタを用いることもできる。低域フィルタ出力35Iおよび35Qは
絶対値算出器29Iおよび29Qからのサンプル振幅概算出力の平均値を表す。
で算出し、誤差基準信号39を生ずる。入力信号23Iおよび23QのI成分お
よびQ成分が互いに直交する位相関係にあれば、誤差基準信号39の大きさは零
となり、シンボルが平衡していることを表す。誤差基準信号39が零以外の値を
とる場合は、シンボルは振幅平衡状態にない。
ドリミタ41の入力に加える。ハードリミタ41は誤差基準信号39に応じた正
極性または負極性の小振幅の信号43を生ずる。ハードリミタ41は誤差基準信
号39の振幅をクリップし、その信号39の極性符号を補正要因とする。この動
作は実働化の単純化のためのものであり、ハードリミタはこの発明に必須ではな
い。
器45は現時点の入力値を先行入力累算値に加算して加算出力47を生ずる。累
算器45のビット数は限られているので、誤差が継続し大きい場合は累算値の大
きさは時間の経過とともに限界値に自己収斂する。累算器45の内部累算回路に
おける複数の誤差基準信号39の累算値はシステムが安定状態に達すると平均値
零になる。
9Iおよび49Qの各々に加える。これら増幅器25Iおよび25Qは、累算器
45からの出力信号47に従って利得を増減して入力Iシンボル23IおよびQ
シンボル23Qの振幅を平衡化する。この実施例から理解されるとおり、基準信
号39は上流側の増幅器25Iおよび25Qへの負帰還である。利得制御入力4
9Iおよび49Qへの正極性の制御電圧はその増幅器の利得増加を指示し、負極
性の制御電圧は利得減少を指示する。
は可変利得増幅器25Iおよび25Qの利得調整を、IシンボルおよびQシンボ
ルの振幅が所定の許容範囲に入るまで累算器45の出力信号47に従って行う(
一方の成分の利得を下げた方の成分の利得を上げる)。シンボル利得が互いに等
しいものの受信シンボル相互間で変動している場合は、このシステム17は補正
に影響を及ぼさない。下流側の自動利得制御(AGC)(図示してない)は後段
の信号処理(図示してない)に備えてシステム出力51Iおよび51Qを等化す
る。
を受けた信号19をシステム61の入力63Iおよび63Qに加える。これら入
力63Iおよび63Qへの入力IシンボルおよびQシンボルのデータストリーム
65Iおよび65Qを並列配置の加算器69Iおよび69Qの各々の第1の入力
67Iおよび67Qにそれぞれ加える。これら加算器69Iおよび69Qの各々
の出力71Iおよび71Qはシステム出力73Iおよび73Qとなり、同時にこ
のシステム61における帰還信号となる。出力71Iおよび71Qをミキサ75
に接続して両者間の相関をとる。ミキサ75からの交叉相関出力信号77を積分
器79に加える。積分器79はこの交叉相関出力信号77の時間平均値を生ずる
。この積分器の出力をハードリミタ83に加える。ハードリミタ83は交叉相関
出力積分値の大きさを制限する。ハードリミタ83の出力85は極性符号を維持
する。このハードリミタ83の出力85を累算器87の入力に加える。ハードリ
ミタ83は実働化を単純にするものでありこのシステムに必須でないことは当業
者に認識されよう。
過とともに累算することである。その累算値は相関信号として出力される。
力65QとI入力63Iとを合成する。補正信号89は可変利得増幅器93Qの
第1の入力91Qにも加えて、Iシンボル入力65IとQ入力63Qとを合成す
る。
幅器出力95Iおよび95Qを入力加算器69Iおよび69Qの第2の入力97
Iおよび97Qにそれぞれ加える。
3Q部分をI成分65Iから減算し、すなわち次式 I=x−ry (式3) −I=−x−ry (式4) (ここでrは交叉相関に比例)の演算を行い両者から交叉相関寄与分を除去する
。交叉相関を生ずる信号部分を除去すると、加算器69Iおよび69Qの出力7
1Iおよび71Qは無相関となり信号空間で互いに直交関係になる。
もう一つの実施例を図5に示す。このシステム101は、振幅および位相の両方
について補正を施したシンボル出力103Iおよび103Qを生ずる単純な直列
接続構成である。振幅平衡化システム17を位相平衡化システム61の後段に配
置した組合せ形の実施例も可能である。
を逸脱することなく多数の変形および改変が当業者には可能である。上述の説明
は例示を目的とするものであって、この発明を特定の形態に限定しようとするも
のではない。
、図1Bは振幅が不均衡であるQPSKシンボルの説明図、図1Cは位相が不均
衡であるQPSKシンボルの説明図。
得段の高精度回路制御に基づいている。それら従来技術の構成は、極めて小さい
温度係数を備えるように製造された回路部品とIQ両チャネルのミキサを製造過
程でカスタム整合させたフィルタとを必要とし製造コストが高い。 Ericcson名義のPCT出願公開第WO 98/32221号はQ搬送波信号とI搬送波信
号との間の不平衡を補償する方法および装置を開示している。このEriccsonの発
明は受信信号の不平衡の検出に受信装置を事前較正する既知のRF基準信号と切
換機構とを用いている。 Ryanほか名義の米国特許第4,085,378号は漏話から不平衡位相を検出し、不平
衡測定値で基準のVCOを制御し漏話に起因する不平衡を調整するQPSK復調
装置を開示している。
9Iおよび49Qに接続したオプションの時間遅延手段に接続することもできる
。これら増幅器25Iおよび25Qは、累算器45からの出力信号47に従って
利得を増減して入力Iシンボル23IおよびQシンボル23Qの振幅を平衡化す
る。この実施例から理解されるとおり、基準信号39は上流側の増幅器25Iお
よび25Qへの負帰還である。利得制御入力49Iおよび49Qへの正極性の制
御電圧はその増幅器の利得増加を指示し、負極性の制御電圧は利得減少を指示す
る。
Claims (12)
- 【請求項1】直交位相偏移変調システム用の信号平衡化装置であって、 各々が出力を有する第1のIおよびQ可変利得増幅器にそれぞれ接続したI信
号入力およびQ信号入力と、 前記第1のIおよびQ可変利得増幅器の各々の利得を制御する手段であって、 前記第1のIおよびQ可変利得増幅器のそれぞれの出力および振幅比較手段
に接続したI振幅算定手段およびQ振幅算定手段を含み、 前記振幅比較手段が前記第1のIおよびQ可変利得増幅器の両方の補正信号
を生ずる 利得制御手段と を含み、前記IおよびQ可変利得増幅器が振幅平衡化ずみのI信号およびQ信号
を生ずる信号平衡化装置。 - 【請求項2】各々が出力を有し前記第1のIおよびQ可変利得増幅器の出力
にそれぞれ接続された第2のIおよびQ可変利得増幅器と、 前記第1のIおよびQ可変利得増幅器の出力に接続した第1のミキサ入力と前
記第2の増幅器の前記出力に接続した第2のミキサ入力とミキサ出力とを各々が
備えるIおよびQミキサと、 前記第2のIおよびQ増幅器の各々の利得を制御する手段であって、 前記IおよびQミキサの出力に接続され、交叉相関積、すなわち前記第2の
IおよびQ増幅器の利得を制御するように前記第2のIおよびQ増幅器に供給さ
れる交叉相関積を生ずるIおよびQ交叉相関手段 を含む利得制御手段 とをさらに含み、前記第2のIおよびQ増幅器が振幅および位相平衡化ずみのI
信号およびQ信号を出力する請求項1記載の信号平衡化装置。 - 【請求項3】前記IおよびQ振幅算定手段と前記比較手段との間にそれぞれ
接続したIおよびQ低域フィルタと、 前記利得補正信号を受けるとともに出力を有するハードリミタ、すなわち出力
を有する時間遅延手段に接続したハードリミタと をさらに含み、前記時間遅延手段を利得制御用に前記第1のIおよびQ増幅器に
接続した請求項2記載の信号平衡化装置。 - 【請求項4】前記交叉相関積を受けるとともに出力を有する積分器 をさらに含み、 前記積分器の出力を出力を有する前記ハードリミタに接続し、 前記ハードリミタの出力を出力を有する累算器に接続し、 前記累算器を前記利得の制御のために前記第2のIおよびQ増幅器に接続した
請求項3記載の信号平衡化装置。 - 【請求項5】直交位相偏移変調システム用の信号平衡化装置であって、 各々が出力を有する第1のIおよびQ可変利得増幅器にそれぞれ接続したI信
号入力およびQ信号入力と、 前記第1のIおよびQ可変利得増幅器の出力に接続した第1のミキサ入力と、
前記第1の増幅器の他方信号の前記出力に接続した第2のミキサ入力と、ミキサ
出力とを各々が有するIおよびQミキサと、 前記第1のIおよびQ増幅器の利得を制御する手段であって、 前記IおよびQミキサの出力に接続され、交叉相関積を生ずるIおよびQ交
叉相関手段 を含む制御手段と を含み、前記交叉相関積が前記第1の増幅器の利得を制御するように前記第1の
IおよびQ増幅器に接続されており、 前記第1のIおよびQ増幅器が位相平衡化したIおよびQ信号を出力する信号
平衡化装置。 - 【請求項6】各々が出力を有し前記第1のIおよびQ可変利得増幅器の出力
にそれぞれ接続された第2のIおよびQ可変利得増幅器と、 前記第2のIおよびQ増幅器の各々の利得を制御する手段であって、 前記第2のIおよびQ増幅器の出力および振幅比較手段に接続されたI振幅
算定手段およびQ振幅算定手段を含み、 前記振幅比較手段が前記第2のIおよびQ増幅器の両方への利得補正信号を
発生する利得制御手段 とを含み、前記第2のIおよびQ増幅器が振幅および位相平衡化ずみのIおよび
Q信号を出力する請求項5記載の信号平衡化装置。 - 【請求項7】前記交叉相関積を受けるとともに出力を有する積分器 をさらに含み、 前記積分器の出力を出力を有する前記ハードリミタに接続し、 前記ハードリミタの出力を出力を有する累算器に接続し、 前記累算器を前記利得の制御のために前記第1のIおよびQ増幅器に接続した
請求項6記載の信号平衡化装置。 - 【請求項8】前記IおよびQ振幅算定手段と前記比較手段との間にそれぞれ
接続したIおよびQ低域フィルタと、 前記利得補正信号を受けるとともに出力を有するハードリミタ、すなわち出力
を有する時間遅延手段に接続したハードリミタと をさらに含み、前記時間遅延手段を利得制御用に前記第1のIおよびQ増幅器に
接続した請求項7記載の信号平衡化装置。 - 【請求項9】I成分およびQ成分を含む直交位相偏移変調信号を平衡化する
方法であって、 a)前記I成分の振幅を前記Q成分の振幅と比較する過程と、 b)前記I成分およびQ成分の両方への補正信号を生ずる過程と、 c)前記補正信号に応じて前記I成分およびQ成分の利得を調整し、振幅平衡
化ずみの信号を生ずる利得調整過程と、 前記過程a乃至cを繰り返す過程と を含む直交位相偏移変調信号の平衡化方法。 - 【請求項10】d)前記振幅平衡化ずみの信号の前記I成分およびQ成分を
交叉相関させる過程と、 e)交叉相関積を抽出する過程と、 f)前記交叉相関積に従って前記I成分およびQ成分の各々の利得を調節する
過程と、 g)前記成分の一方と前記成分の他方への調整ずみの利得とを混合して振幅お
よび位相平衡化ずみの信号を生ずる混合過程と、 前記過程d乃至gを繰り返す過程と をさらに含む請求項9記載の直交位相偏移変調信号の平衡化方法。 - 【請求項11】I成分およびQ成分を含む直交位相偏移変調信号を平衡化す
る方法であって、 a)前記I成分と前記Q成分とを交叉相関させる過程と、 b)交叉相関積を抽出する過程と、 c)前記交叉相関積に従って前記I成分およびQ成分の各々の利得を調整する
過程と、 d)前記成分の一方と前記成分の他方への調整ずみの利得とを混合して位相平
衡化ずみの信号を生ずる混合過程と、 前記過程a乃至dを繰り返す過程と を含む直交位相偏移変調信号の平衡化方法。 - 【請求項12】e)前記位相平衡化ずみの信号の前記I振幅成分とQ振幅成
分とを比較する過程と、 f)前記I成分およびQ成分の両方について補正信号を生ずる過程と、 g)前記補正信号に従って前記I成分およびQ成分の利得を調整して位相およ
び振幅平衡化ずみの信号を生ずる調整過程と、 前記過程e乃至gを繰り返す過程と をさらに含む請求項11記載の直交位相偏移変調信号の平衡化方法。
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