JP2002535924A - 位相偏移変調受信装置における振幅および位相の不平衡の補正 - Google Patents
位相偏移変調受信装置における振幅および位相の不平衡の補正Info
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＱＰＳＫ信号の振幅および位相を受信時に平衡化して信号のビット誤り率を低下させる。
【解決方法】伝送中に損なわれた受信ＱＰＳＫ信号の振幅および位相をこの発明は平衡化する。このシステムは、受信信号のＩシンボルおよびＱシンボルの各々の振幅を算定し、それら振幅値を比較してそれらチャネルの一方または他方に補正を加えて振幅不平衡の補正を行う。位相不均衡に対しては、このシステムは平均値が零になるはずのＩシンボルとＱシンボルとの間の交叉相関を算出する。この交叉相関から相関係数を抽出して上記二つのチャネルに加え、位相交叉相関を零にする。このシステムの出力は振幅および位相の両方に補正を加えた信号である。
Description
【０００１】
この発明は概括的にはディジタル通信技術に関する。より詳しくいうと、この
発明は受信した直交位相被変調信号の振幅および位相を平衡させるシステムおよ
び方法に関する。
発明は受信した直交位相被変調信号の振幅および位相を平衡させるシステムおよ
び方法に関する。
【０００２】
ディジタル信号の変調に一般に用いられる方法の一つは多レベルシステム、す
なわちＭ元変調を用いる方法である。Ｍ元変調技術は２進符号変調技術の当然の
拡大であり、Ｌレベル振幅または位相偏移変調に該当する。
なわちＭ元変調を用いる方法である。Ｍ元変調技術は２進符号変調技術の当然の
拡大であり、Ｌレベル振幅または位相偏移変調に該当する。
【０００３】 通常用いられる４相構成は直交位相偏移変調またはＱＰＳＫと呼ぶ。Ｍ元振幅
または位相構成の場合と同様に、ＱＰＳＫの主な利点は帯域幅節減である。
または位相構成の場合と同様に、ＱＰＳＫの主な利点は帯域幅節減である。
【０００４】 パルス繰返し周波数ｆｐは次式、すなわち ｆｐ＝ｆｓ logＬ Ｍ （式１） （ここで、ｆｓはシンボル周波数、Ｍはメッセージ数、Ｌは変調元数を表す）で
表されるので、Ｌが大きいほどパルス繰返し周波数は小さくなり、周波数帯域幅
も小さくなる。
表されるので、Ｌが大きいほどパルス繰返し周波数は小さくなり、周波数帯域幅
も小さくなる。
【０００５】 通信用では、ＱＰＳＫは二つの互いに異なる信号を変調して同一の帯域幅とし
、二次元信号空間を形成する。そのために、図１Ａに示すとおり互いに同一の周
波数で位相差９０度の二つの搬送波を用いて複合位相被変調信号を生ずる。慣習
として余弦搬送波を同相成分Ｉと呼び、正弦波搬送波を直交位相成分Ｑと呼ぶ。
Ｉ成分はその信号の実数成分であり、Ｑ成分はその信号の虚数成分である。これ
らＩ成分およびＱ成分の各々を２相位相変調する。ＱＰＳＫシンボルは同相Ｉ信
号および直交位相Ｑ信号の両方からの少なくとも一つのサンプルから成る。それ
らシンボルはアナログサンプルの量子化出力またはディジタルデータを表す。
、二次元信号空間を形成する。そのために、図１Ａに示すとおり互いに同一の周
波数で位相差９０度の二つの搬送波を用いて複合位相被変調信号を生ずる。慣習
として余弦搬送波を同相成分Ｉと呼び、正弦波搬送波を直交位相成分Ｑと呼ぶ。
Ｉ成分はその信号の実数成分であり、Ｑ成分はその信号の虚数成分である。これ
らＩ成分およびＱ成分の各々を２相位相変調する。ＱＰＳＫシンボルは同相Ｉ信
号および直交位相Ｑ信号の両方からの少なくとも一つのサンプルから成る。それ
らシンボルはアナログサンプルの量子化出力またはディジタルデータを表す。
【０００６】 あらゆる位相変調信号伝送系は位相同期の問題を不可避的に伴っており、この
問題を克服しなければならない。ＱＰＳＫシグナリングの動作を正しく行うには
、ＩチャネルおよびＱチャネルが両受信チャネルの信号処理全体にわたって互い
に等しい利得を備え、両チャネル相互間を互いに相関なしの状態に保たなければ
ならない。利得の不整合または互いに無相関のＩチャネルおよびＱチャネルの間
の信号強度の不整合がある場合は信号処理時に誤りを生ずる。上記両信号間の位
相差が９０度以外の値になると、チャネル間に溢出し同様の性能劣化が生ずる。
問題を克服しなければならない。ＱＰＳＫシグナリングの動作を正しく行うには
、ＩチャネルおよびＱチャネルが両受信チャネルの信号処理全体にわたって互い
に等しい利得を備え、両チャネル相互間を互いに相関なしの状態に保たなければ
ならない。利得の不整合または互いに無相関のＩチャネルおよびＱチャネルの間
の信号強度の不整合がある場合は信号処理時に誤りを生ずる。上記両信号間の位
相差が９０度以外の値になると、チャネル間に溢出し同様の性能劣化が生ずる。
【０００７】 通常の受信装置では、温度変化、製造段階の許容誤差その他による部品回路定
数の変動に起因するミキサ、フィルタおよびＡ−Ｄ変換器の利得不整合のために
ＩチャネルおよびＱチャネルの総合利得が互いに異なる。ＩチャネルおよびＱチ
ャネルの間の振幅位相不平衡は図１Ｂおよび図１Ｃに示した歪を生じ、信号対雑
音比（ＳＮＲ）を低下させる。
数の変動に起因するミキサ、フィルタおよびＡ−Ｄ変換器の利得不整合のために
ＩチャネルおよびＱチャネルの総合利得が互いに異なる。ＩチャネルおよびＱチ
ャネルの間の振幅位相不平衡は図１Ｂおよび図１Ｃに示した歪を生じ、信号対雑
音比（ＳＮＲ）を低下させる。
【０００８】 振幅位相不平衡の回避のための従来技術の手法は、能動的温度補償による各利
得段の高精度回路制御に基づいている。それら従来技術の構成は、極めて小さい
温度係数を備えるように製造された回路部品とＩＱ両チャネルのミキサを製造過
程でカスタム整合させたフィルタとを必要とし製造コストが高い。
得段の高精度回路制御に基づいている。それら従来技術の構成は、極めて小さい
温度係数を備えるように製造された回路部品とＩＱ両チャネルのミキサを製造過
程でカスタム整合させたフィルタとを必要とし製造コストが高い。
【０００９】 したがって、ＱＰＳＫ信号の振幅および位相の平衡を受信時に達成し信号の完
全無欠性を高めビット誤り率（ＢＥＲ）を低下させるシステムが必要になってい
る。
全無欠性を高めビット誤り率（ＢＥＲ）を低下させるシステムが必要になってい
る。
【００１０】
この発明は、伝送の途中で劣化したＱＰＳＫ受信信号の振幅および位相を平衡
させる。この発明のシステムの出力は振幅および位相の両方で補正を受けた信号
である。このシステムは受信信号のＩチャネルおよびＱチャネルの振幅を算定し
、これらチャネルの一方または両方に補正を加えて振幅不平衡を補正する。位相
不平衡に対しては、平均が零であるべきＩＱ両チャネル間の交叉相関を計算する
。相関係数をその交叉相関積から導き出し、両チャネルに加え、位相交叉相関を
零に戻す。
させる。この発明のシステムの出力は振幅および位相の両方で補正を受けた信号
である。このシステムは受信信号のＩチャネルおよびＱチャネルの振幅を算定し
、これらチャネルの一方または両方に補正を加えて振幅不平衡を補正する。位相
不平衡に対しては、平均が零であるべきＩＱ両チャネル間の交叉相関を計算する
。相関係数をその交叉相関積から導き出し、両チャネルに加え、位相交叉相関を
零に戻す。
【００１１】 したがって、この発明の一つの目的は受信したＱＰＳＫ信号の振幅を平衡させ
るシステムを提供することである。
るシステムを提供することである。
【００１２】 この発明のもう一つの目的は受信したＱＰＳＫ信号の位相を平衡させるシステ
ムを提供することである。
ムを提供することである。
【００１３】 この発明のシステムおよび方法の上記以外の目的および利点は、好ましい実施
例の詳細な説明から当業者には明らかになろう。
例の詳細な説明から当業者には明らかになろう。
【００１４】
同じ構成要素を全図を通じて同じ参照数字を付けて示した図面を参照して好ま
しい実施例を説明する。
しい実施例を説明する。
【００１５】 この発明の振幅平衡化システム１７の実施例を図２に示し、このシステムにお
いて二つの２相位相変調を受けた信号を入力２１Ｉおよび２１Ｑに入力する。各
サンプルの信号の強度を測定してその測定値にディジタル値を割り当てるプロセ
スが量子化である。標本化回路が信号のサンプルをサンプリングする度ごとに、
量子化プロセスがそれら互いに離散的な時点で変動中のアナログ信号の強度を測
定する。入力２３Ｉおよび２３Ｑへの入力データストリームは各々が複数のビッ
トから成る有限のワードにアッセンブルされた離散的サンプルを表す。各ワード
を定義するビットの数が各サンプルまたは各シンボルの全体の量子化を定める。
例えば、６ビット量子化は、次式、すなわち 量子化レベル数＝２ｎ−１ （式２） のｎが６に等しい場合であり、精細度６３レベルをもたらす。所望の信号精細度
でｎが定まる。
いて二つの２相位相変調を受けた信号を入力２１Ｉおよび２１Ｑに入力する。各
サンプルの信号の強度を測定してその測定値にディジタル値を割り当てるプロセ
スが量子化である。標本化回路が信号のサンプルをサンプリングする度ごとに、
量子化プロセスがそれら互いに離散的な時点で変動中のアナログ信号の強度を測
定する。入力２３Ｉおよび２３Ｑへの入力データストリームは各々が複数のビッ
トから成る有限のワードにアッセンブルされた離散的サンプルを表す。各ワード
を定義するビットの数が各サンプルまたは各シンボルの全体の量子化を定める。
例えば、６ビット量子化は、次式、すなわち 量子化レベル数＝２ｎ−１ （式２） のｎが６に等しい場合であり、精細度６３レベルをもたらす。所望の信号精細度
でｎが定まる。
【００１６】 入力２３Ｉおよび２３Ｑの信号成分ＩおよびＱの各々を可変利得を備える増幅
器２５Ｉおよび２５Ｑに加える。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの出力２７Ｉ
および２７Ｑを絶対値算出器２９Ｉおよび２９Ｑに加えて入力２３Ｉおよび２３
Ｑへの入来シンボルの各々の相対強度を生ずる。これら絶対値算出器２９Ｉおよ
び２９Ｑの出力３１Ｉおよび３１Ｑを低域フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑの入力に
それぞれ加える。
器２５Ｉおよび２５Ｑに加える。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの出力２７Ｉ
および２７Ｑを絶対値算出器２９Ｉおよび２９Ｑに加えて入力２３Ｉおよび２３
Ｑへの入来シンボルの各々の相対強度を生ずる。これら絶対値算出器２９Ｉおよ
び２９Ｑの出力３１Ｉおよび３１Ｑを低域フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑの入力に
それぞれ加える。
【００１７】 低域フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑは上記受信シンボル２３Ｉおよび２３Ｑを時
間平均し、新たに到来するサンプルには追加の重みづけをし、それ以前のサンプ
ルには漸減の重みづけをする。この実施例のシステム１７では単極ＩＩＲ（無限
インパルスレスポンス）フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑを用いているが、この発明
の原理から逸脱することなく上記以外の種類のフィルタまたは上記以外の元数の
ＩＩＲフィルタを用いることもできる。低域フィルタ出力３５Ｉおよび３５Ｑは
絶対値算出器２９Ｉおよび２９Ｑからのサンプル振幅概算出力の平均値を表す。
間平均し、新たに到来するサンプルには追加の重みづけをし、それ以前のサンプ
ルには漸減の重みづけをする。この実施例のシステム１７では単極ＩＩＲ（無限
インパルスレスポンス）フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑを用いているが、この発明
の原理から逸脱することなく上記以外の種類のフィルタまたは上記以外の元数の
ＩＩＲフィルタを用いることもできる。低域フィルタ出力３５Ｉおよび３５Ｑは
絶対値算出器２９Ｉおよび２９Ｑからのサンプル振幅概算出力の平均値を表す。
【００１８】 低域フィルタ３３Ｉおよび３３Ｑの出力３５Ｉおよび３５Ｑの差を加算器３７
で算出し、誤差基準信号３９を生ずる。入力信号２３Ｉおよび２３ＱのＩ成分お
よびＱ成分が互いに直交する位相関係にあれば、誤差基準信号３９の大きさは零
となり、シンボルが平衡していることを表す。誤差基準信号３９が零以外の値を
とる場合は、シンボルは振幅平衡状態にない。
で算出し、誤差基準信号３９を生ずる。入力信号２３Ｉおよび２３ＱのＩ成分お
よびＱ成分が互いに直交する位相関係にあれば、誤差基準信号３９の大きさは零
となり、シンボルが平衡していることを表す。誤差基準信号３９が零以外の値を
とる場合は、シンボルは振幅平衡状態にない。
【００１９】 誤差基準信号３９の零以外の値が誤差補正値となる。誤差基準信号３９をハー
ドリミタ４１の入力に加える。ハードリミタ４１は誤差基準信号３９に応じた正
極性または負極性の小振幅の信号４３を生ずる。ハードリミタ４１は誤差基準信
号３９の振幅をクリップし、その信号３９の極性符号を補正要因とする。この動
作は実働化の単純化のためのものであり、ハードリミタはこの発明に必須ではな
い。
ドリミタ４１の入力に加える。ハードリミタ４１は誤差基準信号３９に応じた正
極性または負極性の小振幅の信号４３を生ずる。ハードリミタ４１は誤差基準信
号３９の振幅をクリップし、その信号３９の極性符号を補正要因とする。この動
作は実働化の単純化のためのものであり、ハードリミタはこの発明に必須ではな
い。
【００２０】 ハードリミタ４１の出力４３を累算器４５から成る擬似積分器に加える。累算
器４５は現時点の入力値を先行入力累算値に加算して加算出力４７を生ずる。累
算器４５のビット数は限られているので、誤差が継続し大きい場合は累算値の大
きさは時間の経過とともに限界値に自己収斂する。累算器４５の内部累算回路に
おける複数の誤差基準信号３９の累算値はシステムが安定状態に達すると平均値
零になる。
器４５は現時点の入力値を先行入力累算値に加算して加算出力４７を生ずる。累
算器４５のビット数は限られているので、誤差が継続し大きい場合は累算値の大
きさは時間の経過とともに限界値に自己収斂する。累算器４５の内部累算回路に
おける複数の誤差基準信号３９の累算値はシステムが安定状態に達すると平均値
零になる。
【００２１】 累算器４５の出力４７を可変利得増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの利得制御入力４
９Ｉおよび４９Ｑの各々に加える。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑは、累算器
４５からの出力信号４７に従って利得を増減して入力Ｉシンボル２３ＩおよびＱ
シンボル２３Ｑの振幅を平衡化する。この実施例から理解されるとおり、基準信
号３９は上流側の増幅器２５Ｉおよび２５Ｑへの負帰還である。利得制御入力４
９Ｉおよび４９Ｑへの正極性の制御電圧はその増幅器の利得増加を指示し、負極
性の制御電圧は利得減少を指示する。
９Ｉおよび４９Ｑの各々に加える。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑは、累算器
４５からの出力信号４７に従って利得を増減して入力Ｉシンボル２３ＩおよびＱ
シンボル２３Ｑの振幅を平衡化する。この実施例から理解されるとおり、基準信
号３９は上流側の増幅器２５Ｉおよび２５Ｑへの負帰還である。利得制御入力４
９Ｉおよび４９Ｑへの正極性の制御電圧はその増幅器の利得増加を指示し、負極
性の制御電圧は利得減少を指示する。
【００２２】 入力信号２３Ｉおよび２３Ｑの振幅が不平衡状態にある場合は、このシステム
は可変利得増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの利得調整を、ＩシンボルおよびＱシンボ
ルの振幅が所定の許容範囲に入るまで累算器４５の出力信号４７に従って行う（
一方の成分の利得を下げた方の成分の利得を上げる）。シンボル利得が互いに等
しいものの受信シンボル相互間で変動している場合は、このシステム１７は補正
に影響を及ぼさない。下流側の自動利得制御（ＡＧＣ）（図示してない）は後段
の信号処理（図示してない）に備えてシステム出力５１Ｉおよび５１Ｑを等化す
る。
は可変利得増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの利得調整を、ＩシンボルおよびＱシンボ
ルの振幅が所定の許容範囲に入るまで累算器４５の出力信号４７に従って行う（
一方の成分の利得を下げた方の成分の利得を上げる）。シンボル利得が互いに等
しいものの受信シンボル相互間で変動している場合は、このシステム１７は補正
に影響を及ぼさない。下流側の自動利得制御（ＡＧＣ）（図示してない）は後段
の信号処理（図示してない）に備えてシステム出力５１Ｉおよび５１Ｑを等化す
る。
【００２３】 この発明の位相補正システム６１の実施例を図３に示す。二つの２相位相変調
を受けた信号１９をシステム６１の入力６３Ｉおよび６３Ｑに加える。これら入
力６３Ｉおよび６３Ｑへの入力ＩシンボルおよびＱシンボルのデータストリーム
６５Ｉおよび６５Ｑを並列配置の加算器６９Ｉおよび６９Ｑの各々の第１の入力
６７Ｉおよび６７Ｑにそれぞれ加える。これら加算器６９Ｉおよび６９Ｑの各々
の出力７１Ｉおよび７１Ｑはシステム出力７３Ｉおよび７３Ｑとなり、同時にこ
のシステム６１における帰還信号となる。出力７１Ｉおよび７１Ｑをミキサ７５
に接続して両者間の相関をとる。ミキサ７５からの交叉相関出力信号７７を積分
器７９に加える。積分器７９はこの交叉相関出力信号７７の時間平均値を生ずる
。この積分器の出力をハードリミタ８３に加える。ハードリミタ８３は交叉相関
出力積分値の大きさを制限する。ハードリミタ８３の出力８５は極性符号を維持
する。このハードリミタ８３の出力８５を累算器８７の入力に加える。ハードリ
ミタ８３は実働化を単純にするものでありこのシステムに必須でないことは当業
者に認識されよう。
を受けた信号１９をシステム６１の入力６３Ｉおよび６３Ｑに加える。これら入
力６３Ｉおよび６３Ｑへの入力ＩシンボルおよびＱシンボルのデータストリーム
６５Ｉおよび６５Ｑを並列配置の加算器６９Ｉおよび６９Ｑの各々の第１の入力
６７Ｉおよび６７Ｑにそれぞれ加える。これら加算器６９Ｉおよび６９Ｑの各々
の出力７１Ｉおよび７１Ｑはシステム出力７３Ｉおよび７３Ｑとなり、同時にこ
のシステム６１における帰還信号となる。出力７１Ｉおよび７１Ｑをミキサ７５
に接続して両者間の相関をとる。ミキサ７５からの交叉相関出力信号７７を積分
器７９に加える。積分器７９はこの交叉相関出力信号７７の時間平均値を生ずる
。この積分器の出力をハードリミタ８３に加える。ハードリミタ８３は交叉相関
出力積分値の大きさを制限する。ハードリミタ８３の出力８５は極性符号を維持
する。このハードリミタ８３の出力８５を累算器８７の入力に加える。ハードリ
ミタ８３は実働化を単純にするものでありこのシステムに必須でないことは当業
者に認識されよう。
【００２４】 上述のとおり、累算器の機能は現時点の入力値をそれ以前の入力値に時間の経
過とともに累算することである。その累算値は相関信号として出力される。
過とともに累算することである。その累算値は相関信号として出力される。
【００２５】 この相関信号８９を可変利得増幅器９３Ｉの第１の入力９１Ｉに加えて、Ｑ入
力６５ＱとＩ入力６３Ｉとを合成する。補正信号８９は可変利得増幅器９３Ｑの
第１の入力９１Ｑにも加えて、Ｉシンボル入力６５ＩとＱ入力６３Ｑとを合成す
る。
力６５ＱとＩ入力６３Ｉとを合成する。補正信号８９は可変利得増幅器９３Ｑの
第１の入力９１Ｑにも加えて、Ｉシンボル入力６５ＩとＱ入力６３Ｑとを合成す
る。
【００２６】 補正信号８９は増幅器９３Ｉおよび９３Ｑの両方の利得の増減を調節する。増
幅器出力９５Ｉおよび９５Ｑを入力加算器６９Ｉおよび６９Ｑの第２の入力９７
Ｉおよび９７Ｑにそれぞれ加える。
幅器出力９５Ｉおよび９５Ｑを入力加算器６９Ｉおよび６９Ｑの第２の入力９７
Ｉおよび９７Ｑにそれぞれ加える。
【００２７】 位相補正をベクトル表示で図４に示す。加算器６９Ｉおよび６９ＱはＱ成分６
３Ｑ部分をＩ成分６５Ｉから減算し、すなわち次式 Ｉ＝ｘ−ｒｙ （式３） −Ｉ＝−ｘ−ｒｙ （式４） （ここでｒは交叉相関に比例）の演算を行い両者から交叉相関寄与分を除去する
。交叉相関を生ずる信号部分を除去すると、加算器６９Ｉおよび６９Ｑの出力７
１Ｉおよび７１Ｑは無相関となり信号空間で互いに直交関係になる。
３Ｑ部分をＩ成分６５Ｉから減算し、すなわち次式 Ｉ＝ｘ−ｒｙ （式３） −Ｉ＝−ｘ−ｒｙ （式４） （ここでｒは交叉相関に比例）の演算を行い両者から交叉相関寄与分を除去する
。交叉相関を生ずる信号部分を除去すると、加算器６９Ｉおよび６９Ｑの出力７
１Ｉおよび７１Ｑは無相関となり信号空間で互いに直交関係になる。
【００２８】 振幅平衡化システム１７および位相平衡化システム６１の両方を組み合わせた
もう一つの実施例を図５に示す。このシステム１０１は、振幅および位相の両方
について補正を施したシンボル出力１０３Ｉおよび１０３Ｑを生ずる単純な直列
接続構成である。振幅平衡化システム１７を位相平衡化システム６１の後段に配
置した組合せ形の実施例も可能である。
もう一つの実施例を図５に示す。このシステム１０１は、振幅および位相の両方
について補正を施したシンボル出力１０３Ｉおよび１０３Ｑを生ずる単純な直列
接続構成である。振幅平衡化システム１７を位相平衡化システム６１の後段に配
置した組合せ形の実施例も可能である。
【００２９】 この発明の特定の実施例を図示し説明してきたが、この発明の真意および範囲
を逸脱することなく多数の変形および改変が当業者には可能である。上述の説明
は例示を目的とするものであって、この発明を特定の形態に限定しようとするも
のではない。
を逸脱することなく多数の変形および改変が当業者には可能である。上述の説明
は例示を目的とするものであって、この発明を特定の形態に限定しようとするも
のではない。
【図１】図１Ａは振幅および位相の両方で平衡したＱＰＳＫシンボルの説明図
、図１Ｂは振幅が不均衡であるＱＰＳＫシンボルの説明図、図１Ｃは位相が不均
衡であるＱＰＳＫシンボルの説明図。
、図１Ｂは振幅が不均衡であるＱＰＳＫシンボルの説明図、図１Ｃは位相が不均
衡であるＱＰＳＫシンボルの説明図。
【図２】この発明による振幅平衡化システムのブロック図。
【図３】この発明による位相平衡化システムのブロック図。
【図４】位相補正を示すベクトル表示図。
【図５】この発明による振幅および位相平衡化システムのブロック図。
１９ ２相位相変調を受けた信号 ２１Ｉ，２１Ｑ 入力端子 ２３Ｉ，２３Ｑ 入来シンボル ２５Ｉ，２５Ｑ 可変利得増幅器 ２９Ｉ，２９Ｑ 絶対値算出器 ３３Ｉ，３３Ｑ 低域フィルタ ３７ 加算器 ４１ ハードリミタ ４５ 累算器 ４９Ｉ，４９Ｑ 利得制御信号入力端子 ６３Ｉ，６３Ｑ 入力端子 ６９Ｉ，６９Ｑ 加算器 ９３Ｉ，９３Ｑ 可変利得増幅器 ７５ ミキサ ７９ 積分器 ８３ ハードリミタ ８７ 累算器 １０１ 振幅均衡化および位相均衡化組合せシステム
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年３月７日（２００１．３．７）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００８】 振幅位相不平衡の回避のための従来技術の手法は、能動的温度補償による各利
得段の高精度回路制御に基づいている。それら従来技術の構成は、極めて小さい
温度係数を備えるように製造された回路部品とＩＱ両チャネルのミキサを製造過
程でカスタム整合させたフィルタとを必要とし製造コストが高い。 Ericcson名義のＰＣＴ出願公開第WO 98/32221号はＱ搬送波信号とＩ搬送波信
号との間の不平衡を補償する方法および装置を開示している。このEriccsonの発
明は受信信号の不平衡の検出に受信装置を事前較正する既知のＲＦ基準信号と切
換機構とを用いている。 Ryanほか名義の米国特許第4,085,378号は漏話から不平衡位相を検出し、不平
衡測定値で基準のＶＣＯを制御し漏話に起因する不平衡を調整するＱＰＳＫ復調
装置を開示している。
得段の高精度回路制御に基づいている。それら従来技術の構成は、極めて小さい
温度係数を備えるように製造された回路部品とＩＱ両チャネルのミキサを製造過
程でカスタム整合させたフィルタとを必要とし製造コストが高い。 Ericcson名義のＰＣＴ出願公開第WO 98/32221号はＱ搬送波信号とＩ搬送波信
号との間の不平衡を補償する方法および装置を開示している。このEriccsonの発
明は受信信号の不平衡の検出に受信装置を事前較正する既知のＲＦ基準信号と切
換機構とを用いている。 Ryanほか名義の米国特許第4,085,378号は漏話から不平衡位相を検出し、不平
衡測定値で基準のＶＣＯを制御し漏話に起因する不平衡を調整するＱＰＳＫ復調
装置を開示している。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２１】 累算器４５の出力４７を可変利得増幅器２５Ｉおよび２５Ｑの利得制御入力４
９Ｉおよび４９Ｑに接続したオプションの時間遅延手段に接続することもできる
。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑは、累算器４５からの出力信号４７に従って
利得を増減して入力Ｉシンボル２３ＩおよびＱシンボル２３Ｑの振幅を平衡化す
る。この実施例から理解されるとおり、基準信号３９は上流側の増幅器２５Ｉお
よび２５Ｑへの負帰還である。利得制御入力４９Ｉおよび４９Ｑへの正極性の制
御電圧はその増幅器の利得増加を指示し、負極性の制御電圧は利得減少を指示す
る。
９Ｉおよび４９Ｑに接続したオプションの時間遅延手段に接続することもできる
。これら増幅器２５Ｉおよび２５Ｑは、累算器４５からの出力信号４７に従って
利得を増減して入力Ｉシンボル２３ＩおよびＱシンボル２３Ｑの振幅を平衡化す
る。この実施例から理解されるとおり、基準信号３９は上流側の増幅器２５Ｉお
よび２５Ｑへの負帰還である。利得制御入力４９Ｉおよび４９Ｑへの正極性の制
御電圧はその増幅器の利得増加を指示し、負極性の制御電圧は利得減少を指示す
る。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ， ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，Ｓ Ｌ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 カザケヴィッチ，レオニード アメリカ合衆国 ニューヨーク州 11803 プレインヴュー，ラウンドトリー ドラ イブ 95 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FH00
Claims (12)
- 【請求項１】直交位相偏移変調システム用の信号平衡化装置であって、 各々が出力を有する第１のＩおよびＱ可変利得増幅器にそれぞれ接続したＩ信
号入力およびＱ信号入力と、 前記第１のＩおよびＱ可変利得増幅器の各々の利得を制御する手段であって、 前記第１のＩおよびＱ可変利得増幅器のそれぞれの出力および振幅比較手段
に接続したＩ振幅算定手段およびＱ振幅算定手段を含み、 前記振幅比較手段が前記第１のＩおよびＱ可変利得増幅器の両方の補正信号
を生ずる 利得制御手段と を含み、前記ＩおよびＱ可変利得増幅器が振幅平衡化ずみのＩ信号およびＱ信号
を生ずる信号平衡化装置。 - 【請求項２】各々が出力を有し前記第１のＩおよびＱ可変利得増幅器の出力
にそれぞれ接続された第２のＩおよびＱ可変利得増幅器と、 前記第１のＩおよびＱ可変利得増幅器の出力に接続した第１のミキサ入力と前
記第２の増幅器の前記出力に接続した第２のミキサ入力とミキサ出力とを各々が
備えるＩおよびＱミキサと、 前記第２のＩおよびＱ増幅器の各々の利得を制御する手段であって、 前記ＩおよびＱミキサの出力に接続され、交叉相関積、すなわち前記第２の
ＩおよびＱ増幅器の利得を制御するように前記第２のＩおよびＱ増幅器に供給さ
れる交叉相関積を生ずるＩおよびＱ交叉相関手段 を含む利得制御手段 とをさらに含み、前記第２のＩおよびＱ増幅器が振幅および位相平衡化ずみのＩ
信号およびＱ信号を出力する請求項１記載の信号平衡化装置。 - 【請求項３】前記ＩおよびＱ振幅算定手段と前記比較手段との間にそれぞれ
接続したＩおよびＱ低域フィルタと、 前記利得補正信号を受けるとともに出力を有するハードリミタ、すなわち出力
を有する時間遅延手段に接続したハードリミタと をさらに含み、前記時間遅延手段を利得制御用に前記第１のＩおよびＱ増幅器に
接続した請求項２記載の信号平衡化装置。 - 【請求項４】前記交叉相関積を受けるとともに出力を有する積分器 をさらに含み、 前記積分器の出力を出力を有する前記ハードリミタに接続し、 前記ハードリミタの出力を出力を有する累算器に接続し、 前記累算器を前記利得の制御のために前記第２のＩおよびＱ増幅器に接続した
請求項３記載の信号平衡化装置。 - 【請求項５】直交位相偏移変調システム用の信号平衡化装置であって、 各々が出力を有する第１のＩおよびＱ可変利得増幅器にそれぞれ接続したＩ信
号入力およびＱ信号入力と、 前記第１のＩおよびＱ可変利得増幅器の出力に接続した第１のミキサ入力と、
前記第１の増幅器の他方信号の前記出力に接続した第２のミキサ入力と、ミキサ
出力とを各々が有するＩおよびＱミキサと、 前記第１のＩおよびＱ増幅器の利得を制御する手段であって、 前記ＩおよびＱミキサの出力に接続され、交叉相関積を生ずるＩおよびＱ交
叉相関手段 を含む制御手段と を含み、前記交叉相関積が前記第１の増幅器の利得を制御するように前記第１の
ＩおよびＱ増幅器に接続されており、 前記第１のＩおよびＱ増幅器が位相平衡化したＩおよびＱ信号を出力する信号
平衡化装置。 - 【請求項６】各々が出力を有し前記第１のＩおよびＱ可変利得増幅器の出力
にそれぞれ接続された第２のＩおよびＱ可変利得増幅器と、 前記第２のＩおよびＱ増幅器の各々の利得を制御する手段であって、 前記第２のＩおよびＱ増幅器の出力および振幅比較手段に接続されたＩ振幅
算定手段およびＱ振幅算定手段を含み、 前記振幅比較手段が前記第２のＩおよびＱ増幅器の両方への利得補正信号を
発生する利得制御手段 とを含み、前記第２のＩおよびＱ増幅器が振幅および位相平衡化ずみのＩおよび
Ｑ信号を出力する請求項５記載の信号平衡化装置。 - 【請求項７】前記交叉相関積を受けるとともに出力を有する積分器 をさらに含み、 前記積分器の出力を出力を有する前記ハードリミタに接続し、 前記ハードリミタの出力を出力を有する累算器に接続し、 前記累算器を前記利得の制御のために前記第１のＩおよびＱ増幅器に接続した
請求項６記載の信号平衡化装置。 - 【請求項８】前記ＩおよびＱ振幅算定手段と前記比較手段との間にそれぞれ
接続したＩおよびＱ低域フィルタと、 前記利得補正信号を受けるとともに出力を有するハードリミタ、すなわち出力
を有する時間遅延手段に接続したハードリミタと をさらに含み、前記時間遅延手段を利得制御用に前記第１のＩおよびＱ増幅器に
接続した請求項７記載の信号平衡化装置。 - 【請求項９】Ｉ成分およびＱ成分を含む直交位相偏移変調信号を平衡化する
方法であって、 ａ）前記Ｉ成分の振幅を前記Ｑ成分の振幅と比較する過程と、 ｂ）前記Ｉ成分およびＱ成分の両方への補正信号を生ずる過程と、 ｃ）前記補正信号に応じて前記Ｉ成分およびＱ成分の利得を調整し、振幅平衡
化ずみの信号を生ずる利得調整過程と、 前記過程ａ乃至ｃを繰り返す過程と を含む直交位相偏移変調信号の平衡化方法。 - 【請求項１０】ｄ）前記振幅平衡化ずみの信号の前記Ｉ成分およびＱ成分を
交叉相関させる過程と、 ｅ）交叉相関積を抽出する過程と、 ｆ）前記交叉相関積に従って前記Ｉ成分およびＱ成分の各々の利得を調節する
過程と、 ｇ）前記成分の一方と前記成分の他方への調整ずみの利得とを混合して振幅お
よび位相平衡化ずみの信号を生ずる混合過程と、 前記過程ｄ乃至ｇを繰り返す過程と をさらに含む請求項９記載の直交位相偏移変調信号の平衡化方法。 - 【請求項１１】Ｉ成分およびＱ成分を含む直交位相偏移変調信号を平衡化す
る方法であって、 ａ）前記Ｉ成分と前記Ｑ成分とを交叉相関させる過程と、 ｂ）交叉相関積を抽出する過程と、 ｃ）前記交叉相関積に従って前記Ｉ成分およびＱ成分の各々の利得を調整する
過程と、 ｄ）前記成分の一方と前記成分の他方への調整ずみの利得とを混合して位相平
衡化ずみの信号を生ずる混合過程と、 前記過程ａ乃至ｄを繰り返す過程と を含む直交位相偏移変調信号の平衡化方法。 - 【請求項１２】ｅ）前記位相平衡化ずみの信号の前記Ｉ振幅成分とＱ振幅成
分とを比較する過程と、 ｆ）前記Ｉ成分およびＱ成分の両方について補正信号を生ずる過程と、 ｇ）前記補正信号に従って前記Ｉ成分およびＱ成分の利得を調整して位相およ
び振幅平衡化ずみの信号を生ずる調整過程と、 前記過程ｅ乃至ｇを繰り返す過程と をさらに含む請求項１１記載の直交位相偏移変調信号の平衡化方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/233,791 US6377620B1 (en) | 1999-01-19 | 1999-01-19 | Balancing amplitude and phase |
| US09/233,791 | 1999-01-19 | ||
| PCT/US1999/029002 WO2000044143A1 (en) | 1999-01-19 | 1999-12-07 | Correction of amplitude and phase imbalance in psk receivers |
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|---|---|
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