JP3321371B2 - 周波数オフセット補償装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル移動通
信のデータ受信装置などに利用する周波数オフセット補
償装置に関し、特に、基準発振器の発振周波数を高速に
補正できるようにしたものである。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル移動通信などのデータ受信装
置は、受信信号を検波してデータを復号するが、このと
き、送信側が変調に用いた搬送波周波数と受信側が復調
に用いる基準発振器の発振周波数との間に周波数誤差
（オフセット）があると、正しい復号ができない。そこ
で、データ受信装置は、周波数オフセット補償装置を備
え、この周波数オフセットを補償し、基準発振器の発振
周波数を補正する。

【０００３】従来の周波数オフセット補償装置は、受信
する信号が例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号であ
る場合、図６に示すように、波形整形されたベースバン
ドの波形データのシンボル識別時点における同相成分Ｘ
（ｎＴ）が印加される入力端子61と、波形整形されたベ
ースバンドの波形データのシンボル識別時点における直
交成分Ｙ（ｎＴ）が印加される入力端子62と、入力端子
61、62に印加された波形データＸ（ｎＴ）、Ｙ（ｎＴ）
を取り込み、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号
の変調位相差の余弦と正弦とをそれぞれ同相成分Ｉ（ｎ
Ｔ）、直交成分Ｑ（ｎＴ）として持つ信号Ｓ（ｎＴ）を
出力するベースバンド遅延検波回路63と、ベースバンド
遅延検波回路63の出力信号Ｓ（ｎＴ）と後述する判定回
路68の出力信号Ｄ（ｎＴ）とから位相誤差を推定して位
相補償値を１シンボルごとにデータ更新して出力する位
相誤差推定回路64と、位相誤差推定回路64から供給され
る位相補償値を用いてベースバンド遅延検波回路63の出
力信号Ｓ（ｎＴ）に含まれる周波数オフセットに起因し
た位相誤差を補償する位相補償回路67と、位相補償回路
67から出力された受信データの象限判定を行なう判定回
路68と、位相誤差推定回路64から供給される位相補償値
を後述する基準発振器71の制御信号（周波数制御用デー
タ）に変換する変換回路69と、変換回路69から出力され
る基準発振器の周波数制御用データを平均化する平均回
路70と、データ受信装置の動作基準となる発振周波数を
供給する基準発振器71と、判定回路68の出力を２進のシ
リアルデータに変換するデコーダ72と、デコーダ72の出
力を受信データとして出力する受信データ出力端子73と
を備えている。

【０００４】なお、変換回路69は、基準発振器71の周波
数を制御した場合に、位相誤差推定回路64の過去の位相
補償値のデータをリセットするためのリセット信号を出
力する。

【０００５】また、位相誤差推定回路64は、ベースバン
ド遅延検波回路63の出力信号Ｓ（ｎＴ）の共役複素信号
Ｓ*(ｎＴ)（＊は共役複素数を表す）と判定回路68の出
力信号Ｄ（ｎＴ）との複素相関値を算出する相関演算回
路65と、適応アルゴリズムを用いてこの複素相関値の平
均値Ψ＊を算出し、この平均値Ψ＊を位相補償値として
１シンボルごとに更新して出力する適応演算回路66とを
具備している。この位相補償値Ψ＊は、位相誤差推定値
Ψの共役複素数である。

【０００６】この装置の動作について説明する。シンボ
ル識別時点ｎＴ（ｎ：正整数、Ｔ：シンボル周期）にお
いて、入力端子61には、波形整形されたベースバンドの
波形データの同相成分Ｘ(ｎＴ)が、また、入力端子62に
は、波形整形されたベースバンドの波形データの直交成
分Ｙ(ｎＴ)が印加され、それぞれベースバンド遅延検波
回路63に供給される。ベースバンド遅延検波回路63は、
波形データＸ(ｎＴ)、Ｙ(ｎＴ)に対して、１シンボル間
の位相差を求める遅延検波を行ない、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦と正弦とを、それぞ
れ同相成分Ｉ(ｎＴ)、直交成分Ｑ(ｎＴ)として出力す
る。

【０００７】ここで、ベースバンド遅延検波回路63の出
力を、同相成分を実数部、直交成分を虚数部に持つ複素
信号Ｓ(ｎＴ)で表現すると（数１）のようになる。

【０００８】 Ｓ(ｎＴ)＝Ｉ(ｎＴ)＋ｊＱ(ｎＴ) （数１） 同様に位相誤差推定回路64の出力、及び、判定回路68の
出力の複素表現をそれぞれ、Ψ＊((ｎ-1)Ｔ)、Ｄ(ｎＴ)
とする。

【０００９】そこで、周波数オフセットに起因する位相
誤差の推定値Ψ(ｎＴ)を次のように選ぶ。即ち、ベース
バンド遅延検波回路63の出力Ｓ(ｎＴ)に対して、位相誤
差推定回路64の出力である位相誤差の推定値Ψ((ｎ-1)
Ｔ)の共役複素数Ψ＊((ｎ-1)Ｔ)を用いて、位相補償回
路67で位相補償を行なった結果Ｓ(ｎＴ)・Ψ＊((ｎ-1)
Ｔ)と、判定回路68で位相補償回路67の出力に対して４
値判定を行なった結果Ｄ（ｎＴ）との誤差ｅ(ｎ)＝Ｄ
（ｎＴ）−Ｓ(ｎＴ)・Ψ＊((ｎ-1)Ｔ)の２乗和が最小に
なるように選ぶ。

【００１０】位相誤差の推定値をこのように選んだとき
の位相誤差の推定値の共役複素数、即ち、位相補償値Ψ
＊(ｎＴ)は、位相誤差推定回路64で（数２）に示す相関
演算を行なうことにより得られる。

【００１１】 Ψ*(ｎＴ）＝Σλ^n-k・Ｓ*(kT)・Ｄ(kT)／Σλ^n-k・|Ｓ(kT)|² （Σはｋ＝１からｎまで加算） （数２） ここで、λは忘却係数であり、０＜λ≦１の範囲内で値
を定める。

【００１２】このとき、位相誤差推定回路64の相関演算
回路65は、１シンボルごとに（数２）に示したＳ＊（ｎ
Ｔ）・Ｄ（ｎＴ）の相関演算を行なう。また、適応演算
回路66は、相関演算回路65の出力と、ベースバンド遅延
検波回路63の出力信号Ｓ（ｎＴ）とを用いて、（数２）
に示す適応アルゴリズムによる演算を行ない、Ψ*(ｎ
Ｔ）を出力する。

【００１３】位相補償回路67は、こうして得られた位相
補償値Ψ*(ｎＴ）を用いて、１シンボル後のシンボル識
別時点（ｎ＋１）ＴのデータＳ((ｎ＋１)Ｔ)に対し、周
波数オフセットに起因した位相誤差の補償を行ない、判
定回路68は、位相誤差の補償されたデータの４値判定を
行なう。判定回路68の出力は、デコーダ72で２進のシリ
アルデータに変換され、出力端子73から受信データとし
て出力される。

【００１４】また、位相誤差推定回路64から出力された
位相補償値Ψ*(ｎＴ）は変換回路69に送られ、変換回路
69は、このΨ*(ｎＴ）を基準発振器71の周波数ずれを補
正するための制御信号に変換する。変換回路69の出力で
ある基準発振器71用制御信号は、平均回路70で平均化さ
れ、この平均化された制御信号により基準発振器71の発
振周波数が制御され、周波数ずれが補正される。

【００１５】また、基準発振器71の周波数制御を行なっ
た場合には、位相補償値の算出に用いた過去のデータが
参考にならなくなるため、変換回路69から位相誤差推定
回路64にリセット信号が出力され、位相誤差推定回路64
における過去の位相補償値のデータがリセットされる。

【００１６】なお、平均回路70においては、基準発振器
71用の制御信号は基準発振器71の周波数制御を行なった
場合でもリセットされず、引き続いて過去の制御信号と
の平均化が行なわれる。

【００１７】このように、従来の周波数オフセット補償
装置は、（数２）に示した演算を１シンボルごとに実行
し、位相誤差の補償値を１シンボルごとに更新してい
る。そのため、高精度な位相誤差の補償を行なうことが
できる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の周波数
オフセット補償装置では、ベースバンド信号の周波数オ
フセットに起因した位相誤差を高精度に補償することが
できるが、基準発振器に対する周波数制御に関しては、
次のような問題がある。

【００１９】位相誤差推定回路64では、時間ｎＴの間の
データを適応アルゴリズムによって平均化して位相補償
値を求めており、基準発振器の周波数制御は、その結果
を用いて行なわれるが、周波数制御の補償値を更新した
場合には、位相誤差推定回路64における過去のデータが
リセットされ、位相誤差推定回路64は、新たに入手する
データを用いて位相補償値を計算し直すことになる。

【００２０】このとき、位相誤差推定回路64が計算し
た、少数のデータから求めた位相補償値を基準発振器の
周波数制御に用いると、高精度の制御を行なうことがで
きず、また、位相誤差推定回路64が所定数以上のデータ
を平均化して計算した位相補償値を用いて基準発振器の
周波数制御を行なおうとすると、初期引き込みに多くの
時間が掛かってしまう。

【００２１】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、基準発振器に対する高精度の周波数制御
が可能であり、且つ、高速での初期引き込みが可能であ
る周波数オフセット補償装置を提供することを目的とし
ている。

【００２２】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明の周波数
オフセット補償装置では、検波後の受信データから現在
行なわれている周波数オフセット補償による影響を除去
する補償除去手段を設け、位相誤差推定手段が、補償除
去手段の出力と受信データの判定結果との相関値を基
に、初期周波数オフセットに対する位相誤差補償値を算
出するように構成している。

【００２３】この装置では、周波数オフセット補償によ
る影響を取り除いた初期周波数オフセットに対する位相
誤差補償値を求め、この位相誤差補償値に基づいて基準
発振器の周波数制御を行なっている。そのため、基準発
振器の周波数を制御したときでも、位相誤差補償値の算
出に用いた過去のデータを、リセットすることなく、平
均化するデータとして使用することができ、位相誤差補
償値を継続して算出し続けることができる。従って、基
準発振器に対する高精度な制御と初期引き込みの高速化
とを実現することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、周波数オフセットに起因する位相誤差を推定して位
相誤差補償値を出力する位相誤差推定手段と、位相誤差
補償値を基準発振器の周波数制御用データに変換する変
換手段とを具備し、位相誤差補償値に基づいて基準発振
器の周波数制御を行なう周波数オフセット補償装置にお
いて、検波後の受信データから現在行なわれている周波
数オフセット補償による影響を除去する補償除去手段を
設け、位相誤差推定手段が、補償除去手段の出力と受信
データの判定結果との相関値を基に、平均化手法を用い
て、初期周波数オフセットに対する位相誤差補償値を算
出するように構成したものであり、基準発振器の周波数
制御を行なった場合でも、過去のデータをリセットする
必要がないため、位相誤差補償値の算出を継続して行な
うことができ、高精度のオフセット補償と初期引き込み
の高速化とを実現することができる。

【００２５】請求項２に記載の発明は、位相誤差推定手
段を、補償値除去手段の出力の共役複素データと判定結
果のデータとの相関値及び補償値除去手段の出力の複素
乗算値のそれぞれを１シンボルごとに出力する相関演算
手段と、相関演算手段の出力に対する移動平均を演算す
る移動平均手段と、移動平均手段の出力から位相誤差補
償値を算出して１シンボルごとに出力する推定誤り補正
手段とで構成したものであり、高精度の位相誤差補償値
を算出することができる。

【００２６】請求項３に記載の発明は、位相誤差推定手
段を、補償値除去手段の出力の共役複素データと判定結
果のデータとの相関値及び補償値除去手段の出力の複素
乗算値のそれぞれを１シンボルごとに出力する相関演算
手段と、相関演算手段の出力に対して適応アルゴリズム
を用いた平均演算を行なう適応演算手段と、適応演算手
段の出力から位相誤差補償値を算出して１シンボルごと
に出力する推定誤り補正手段とで構成したものであり、
適応アルゴリズムにより高精度の位相誤差補償値を算出
することができる。

【００２７】請求項４に記載の発明は、位相誤差推定手
段を、補償値除去手段の出力の共役複素データと判定結
果のデータとの相関値及び補償値除去手段の出力の複素
乗算値のそれぞれを１シンボルごとに出力する相関演算
手段と、相関演算手段の出力をＮシンボル間累積するＮ
シンボル加算手段と、Ｎシンボル加算手段の出力に対す
る移動平均を演算する移動平均手段と、移動平均手段の
出力から位相誤差補償値を算出してＮシンボルごとに出
力する推定誤り補正手段とで構成したものであり、位相
誤差補償値の演算を間隔を空けて行なうことにより、位
相誤差補償値の演算に要する消費電力を削減することが
できる。

【００２８】請求項５に記載の発明は、位相誤差推定手
段を、補償値除去手段の出力の共役複素データと判定結
果のデータとの相関値及び補償値除去手段の出力の複素
乗算値のそれぞれを１シンボルごとに出力する相関演算
手段と、相関演算手段の出力をＮシンボル間累積するＮ
シンボル加算手段と、Ｎシンボル加算手段の出力に対し
て適応アルゴリズムを用いた平均演算を行なう適応演算
手段と、適応演算手段の出力から位相誤差補償値を算出
してＮシンボルごとに出力する推定誤り補正手段とで構
成したものであり、適応アルゴリズムを用いて位相誤差
補償値を演算する場合の消費電力を削減することができ
る。

【００２９】請求項６に記載の発明は、推定誤り補正手
段が、算出した位相誤差補償値が補償可能範囲を超えて
いるとき、補償可能範囲の位相誤差補償値に補正するよ
うに構成したものであり、適正な位相誤差補償値を出力
することができる。

【００３０】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図５を用いて説明する。

【００３１】（第１の実施の形態）第１の実施形態の周
波数オフセット補償装置は、ＴＤＭＡのπ／４シフトＱ
ＰＳＫ変調波信号を受信するものとして、その構成を説
明する。

【００３２】この装置は、図１に示すように、波形整形
されたベースバンドの波形データのシンボル識別時点に
おける同相成分Ｘ（ｎＴ）が印加される入力端子１と、
波形整形されたベースバンドの波形データのシンボル識
別時点における直交成分Ｙ（ｎＴ）が印加される入力端
子２と、入力端子１、２に印加された波形データＸ（ｎ
Ｔ）、Ｙ（ｎＴ）を取り込み、受信したπ／４シフトＱ
ＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦と正弦とをそれぞ
れ同相成分Ｉ（ｎＴ）、直交成分Ｑ（ｎＴ）として持つ
信号Ｓ（ｎＴ）を出力するベースバンド遅延検波回路３
と、ベースバンド遅延検波回路３の出力信号Ｓ（ｎＴ）
の象限を判定する判定回路４と、ベースバンド遅延検波
回路３の出力信号Ｓ（ｎＴ）から現在行なわれている周
波数オフセット補償による影響を除去する補償除去回路
５と、判定回路４の出力信号Ｄ（ｎＴ）と補償除去回路
５の出力信号Ｕ（ｎＴ）との相関値から平均化手法を用
いて周波数オフセットに起因した位相誤差を推定する位
相誤差推定回路６と、位相誤差推定回路６の出力信号で
ある位相誤差の補償値を基準発振器の周波数制御用デー
タに変換する変換回路７と、データ受信装置の動作基準
となる発振周波数を供給する基準発振器８と、判定回路
４の出力を２進のシリアルデータに変換するデコーダ９
と、デコーダ９の出力を受信データとして出力する受信
データ出力端子10とを備えている。

【００３３】また、位相誤差推定回路６は、図２に示す
ように、補償除去回路５の出力信号Ｕ（ｎＴ）の共役複
素信号Ｕ*(ｎＴ）と判定回路４の出力信号Ｄ（ｎＴ）と
の複素相関値Ｕ*(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）、及び、補償除去回
路５の出力信号Ｕ（ｎＴ）とＵ（ｎＴ）の共役複素信号
Ｕ*(ｎＴ）との複素乗算結果|Ｕ*(ｎＴ）|² を出力する
相関演算回路21と、相関演算回路21から出力される相関
値Ｕ*(ｎＴ）・Ｄ（ｎＴ）、及び、|Ｕ*(ｎＴ）|² に対
して１シンボルごとにＬシンボルの移動平均演算を行な
い、１シンボルごとに相関値Ｕ*(ｎＴ)・Ｄ(ｎＴ）の平
均値ＡＺ(ｎＴ)、及び、|Ｕ*(ｎＴ）|² の平均値ＡＲ
(ｎＴ)を更新する移動平均回路22と、移動平均回路22の
出力から１シンボルごとに位相誤差の補償値Ψ*(ｎＴ）
を算出し、この補償値が補償可能範囲を超えた場合に、
補償可能範囲内に補正した後、位相補償値Ψ*(ｎＴ）を
出力する推定誤り補正回路23とを具備している。

【００３４】この周波数オフセット補償装置の動作につ
いて説明する。

【００３５】シンボル識別時点ｎＴ（ｎ：正整数、Ｔ：
シンボル周期）において、入力端子１には波形整形され
たベースバンドの波形データの同相成分Ｘ（ｎＴ）が、
また、入力端子２には波形整形されたベースバンドの波
形データの直交成分Ｙ（ｎＴ）が印加され、それぞれベ
ースバンド遅延検波回路３に供給される。ベースバンド
遅延検波回路３は、波形データＸ（ｎＴ）、Ｙ（ｎＴ）
に対して遅延検波を行ない、π／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号の変調位相差の余弦と正弦とを、それぞれ同相成
分Ｉ（ｎＴ）、直交成分Ｑ（ｎＴ）として出力する。こ
のベースバンド遅延検波回路３の出力を、前述した（数
１）により、 Ｓ（ｎＴ）＝Ｉ（Ｎｔ）＋ｊＱ（ｎＴ） （数１） と表す。同様に位相誤差推定回路６が出力する補償値の
複素表現をΨ*(ｎＴ）と表し、判定回路４が出力する、
Ｓ(ｎＴ)について４値判定した結果の複素表現をＤ(ｎ
Ｔ)と表す。

【００３６】このとき、変換回路７が、周波数オフセッ
トに起因する位相誤差の補償値Ψ＊（(ｎ−１)Ｔ）を基
準発振器８の周波数制御用データに変換して、基準発振
器８の周波数制御を行なっているとすると、ベースバン
ド遅延検波回路３の出力Ｓ(ｎＴ）は、（数３）のよう
に表せる。

【００３７】 Ｓ(ｎＴ)＝Ｕ(ｎＴ)・Ψ*((ｎ−１)Ｔ) （数３） なお、Ｕ(ｎＴ)は周波数オフセット補償がないときのベ
ースバンド遅延検波後の信号である。従って、補償除去
回路５において（数４）に示す演算を毎シンボル行なう
ことによってＵ(ｎＴ)を得ることができる。

【００３８】 Ｕ(ｎＴ)＝Ｓ(ｎＴ)／Ψ*((ｎ−１)Ｔ) （数４） そこで、周波数オフセットに起因する位相誤差の推定値
Ψ(ｎ)を、補償除去回路５の出力Ｕ(ｎＴ)と、判定回路
４においてベースバンド遅延検波回路３の出力Ｓ(ｎＴ)
に対して４値判定を行なった結果Ｄ(ｎＴ)との誤差ｅ
(ｎ)＝Ｄ(ｎＴ)−Ｕ(ｎＴ)の２乗平均が最小になるよう
に選ぶ。このとき、位相誤差の推定値の共役複素数、即
ち位相補償値Ψ＊(ｎＴ)は、位相誤差推定回路６で（数
５）に示す相関演算を行なうことにより、位相誤差推定
回路６の出力として得られる。

【００３９】 Ψ*(ｎＴ)＝Ｅ[Ｕ*(ｎＴ)・Ｄ(ｎＴ)]／Ｅ[|Ｕ(ｎＴ)|²] ＝ＡＺ(ｎＴ)／ＡＲ(ｎＴ) （数５） 但し、Ｅ[・]は平均操作であり、ここではＬシンボル
（Ｌ：正整数）の移動平均を求める操作が行なわれれ
る。

【００４０】位相誤差推定回路６の相関演算回路21は、
（数５）に示したＵ*(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）の相関演算、及
び、|Ｕ(ｎＴ)|² の乗算を毎シンボル行ない、計算結果
を移動平均回路22に出力する。移動平均回路22は、この
出力を用いて、毎シンボル、（数５）に示した移動平均
演算を行ない、その結果としてのＡＺ(ｎＴ)、ＡＲ(ｎ
Ｔ)を出力する。推定誤り補正回路23は、移動平均回路2
2の出力ＡＺ(ｎＴ)、ＡＲ(ｎＴ)を用いて、１シンボル
ごとに位相誤差の補償値Ψ*(ｎＴ)を算出し、出力す
る。また、この補償値が補償可能範囲を超えているとき
は、補償可能範囲内に補正した後、補正後の補償値Ψ*
(ｎＴ)を出力する（この補正は、例えば、位相誤差θが
補償可能範囲の４５°を超えている場合に、補償値を
（９０°−θ）とすることに対応している）。

【００４１】こうして得られた位相補償値Ψ*(ｎＴ）は
変換回路７に出力され、変換回路７は、このΨ*(ｎＴ）
をシンボル識別時点(ｎ＋１)Ｔにおける基準発振器８の
制御信号に変換し、この制御信号により基準発振器８の
発振周波数を制御し、周波数ずれを補正する。

【００４２】なお、位相誤差推定回路６で求める位相補
償値Ψ*(ｎＴ）は、初期周波数オフセットに対する位相
補償値であるので、基準発振器８の周波数制御を行なっ
た場合でも、位相誤差推定回路６において過去の位相補
償値の算出に用いたデータをリセットすることなく、そ
れらを継続的に使用して位相補償値の算出を行なうこと
ができる。

【００４３】判定回路４の出力はデコーダ９で２進のシ
リアルデータに変換され、出力端子10から受信データと
して出力される。

【００４４】このように第１の実施形態の周波数オフセ
ット補償装置は、ベースバンド帯で算出した初期周波数
オフセットの補償値を用いて基準発振器の周波数制御を
連続的に行なう一方で、現在行なわれている周波数オフ
セット補償による影響を取り除き、初期周波数オフセッ
トに対する補償値を、１シンボルごとに移動平均を取る
平均化手法により、継続的に算出している。この装置で
は、基準発振器の周波数制御を行なった場合でも、位相
補償値の算出に用いたデータをリセットする必要がない
ため、精度の高い補償値を継続的に得ることができ、周
波数オフセットの高精度な補償と、初期引き込みの高速
化とを併せて実現することができる。

【００４５】（第２の実施の形態）第２の実施形態の周
波数オフセット補償装置は、位相誤差の推定に当たっ
て、適応アルゴリズムによる平均化手法を用いている。

【００４６】この装置における位相誤差推定回路６は、
図３に示すように、補償除去回路５の出力信号Ｕ（ｎ
Ｔ）の共役複素信号Ｕ*(ｎＴ）と判定回路４の出力信号
Ｄ（ｎＴ）との複素相関値Ｕ*(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）及び補
償除去回路５の出力信号Ｕ（ｎＴ）とＵ（ｎＴ）の共役
複素信号Ｕ*(ｎＴ）との複素乗算結果|Ｕ*(ｎＴ）|² を
出力する相関演算回路31と、相関演算回路31から出力さ
れる相関値Ｕ*(ｎＴ）・Ｄ（ｎＴ）及び|Ｕ*(ｎＴ）|²
に対して１シンボルごとに適応アルゴリズムを用いた平
均演算を行ない、１シンボルごとに相関値Ｕ*(ｎＴ)・Ｄ
(ｎＴ）の平均値ＡＺ(ｎＴ)及び|Ｕ*(ｎＴ）|² の平均
値ＡＲ(ｎＴ)を更新する適応演算回路32と、適応演算回
路32の出力から１シンボルごとに位相誤差の補償値Ψ*
(ｎＴ）を算出し、この補償値が補償可能範囲を超えた
場合に、補償可能範囲内に補正した後、位相補償値Ψ*
(ｎＴ）を出力する推定誤り補正回路33とを具備してい
る。この装置の全体構成は第１の実施形態（図１）と変
わりがない。

【００４７】この周波数オフセット補償装置では、第１
の実施形態と同様に、補償除去回路５が、 Ｕ(ｎＴ)＝Ｓ(ｎＴ)／Ψ*((ｎ−１)Ｔ) （数４） を演算して、１シンボルごとにＵ(ｎＴ)を出力し、位相
誤差推定回路６が、このＵ(ｎＴ)と、判定回路４の出力
であるＤ(ｎＴ)との誤差ｅ(ｎ)＝Ｄ(ｎＴ)−Ｕ(ｎＴ)の
２乗和を最小にするように、（数６）に示す相関演算を
行ない、１シンボルごとに、位相補償値Ψ＊(ｎＴ)を出
力する。

【００４８】 Ψ*(ｎＴ）＝Σλ^n-k・Ｕ*(kT)・Ｄ(kT)／Σλ^n-k・|Ｕ(kT)|² ＝ＡＺ(ｎＴ)／ＡＲ(ｎＴ) （Σはｋ＝１からｎまで加算） （数６） ここで、λは忘却係数であり、０＜λ≦１の範囲内で値
を定める。

【００４９】位相誤差推定回路６の相関演算回路31は、
（数６）に示したＵ*(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）の相関演算及び
|Ｕ(ｎＴ)|² の乗算を毎シンボル行ない、計算結果を適
応演算回路32に出力する。適応演算回路32は、この出力
を用いて、毎シンボル、（数６）に示した適応アルゴリ
ズムによる演算を行ない、その結果としてのＡＺ(ｎ
Ｔ)、ＡＲ(ｎＴ)を出力する。推定誤り補正回路33は、
適応演算回路32の出力ＡＺ(ｎＴ)、ＡＲ(ｎＴ)を用い
て、１シンボルごとに位相誤差の補償値Ψ*(ｎＴ）を算
出して出力する。また、この補償値が補償可能範囲を超
えているときは、補償可能範囲内に補正した後、その補
正後の補償値Ψ*(ｎＴ)を出力する。

【００５０】こうして得られた位相補償値Ψ*(ｎＴ）は
変換回路７に出力され、変換回路７は、このΨ*(ｎＴ）
をシンボル識別時点(ｎ＋１)Ｔにおける基準発振器８の
制御信号に変換し、この制御信号により基準発振器８の
発振周波数を制御し、周波数ずれを補正する。

【００５１】この位相誤差推定回路６で求める位相補償
値Ψ*(ｎＴ）は、初期周波数オフセットに対する位相補
償値であるので、第１の実施形態と同様に、基準発振器
８の周波数制御を行なった場合でも、位相誤差推定回路
６において過去の位相補償値の算出に用いたデータをリ
セットすることなく、それらを継続的に使用して位相補
償値の算出を行なうことができる。

【００５２】このように第２の実施形態の周波数オフセ
ット補償装置は、ベースバンド帯で算出した初期周波数
オフセットの補償値を用いて基準発振器の周波数制御を
連続的に行なう一方で、現在行なわれている周波数オフ
セット補償による影響を取り除き、初期周波数オフセッ
トに対する補償値を適応アルゴリズムによる平均化手法
を用いて継続的に算出している。適応アルゴリズムの使
用により、高精度な補償が可能となり、また、初期周波
数オフセットに対する補償値を用いることによって、初
期引き込みの高速化を実現できる。

【００５３】（第３の実施の形態）第３の実施形態の周
波数オフセット補償装置は、補償値を求める演算間隔を
空けることにより消費電力の削減を図っている。

【００５４】この装置における位相誤差推定回路６は、
図４に示すように、補償除去回路５の出力信号Ｕ（ｎ
Ｔ）の共役複素信号Ｕ*(ｎＴ）と判定回路４の出力信号
Ｄ（ｎＴ）との複素相関値Ｕ*(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）及び補
償除去回路５の出力信号Ｕ（ｎＴ）とＵ（ｎＴ）の共役
複素信号Ｕ*(ｎＴ）との複素乗算結果|Ｕ*(ｎＴ）|² を
出力する相関演算回路41と、相関演算回路41から出力さ
れる相関値Ｕ*(ｎＴ）・Ｄ（ｎＴ）及び|Ｕ*(ｎＴ）|²
をＮシンボル間累積し、Ｎシンボルごとに、相関値Ｕ*
(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）の加算結果Ｚ（ｍ）及び|Ｕ*(ｎＴ）
|² の加算結果Ｒ（ｍ）を更新するＮシンボル間加算回
路42と、Ｎシンボル間加算回路42から出力されるＺ
（ｍ）及びＲ（ｍ）に対してＮシンボルごとにＭ×Ｎシ
ンボルの移動平均演算を行ない、Ｎシンボルごとに、Ｚ
（ｍ）の平均値ＡＺ（ｍ）、及び、Ｒ（ｍ）の平均値Ａ
Ｒ（ｍ）を更新する移動平均回路43と、移動平均回路43
の出力からＮシンボルごとに位相誤差の補償値Ψ*(ｍ）
を算出し、この補償値が補償可能範囲を超えた場合に、
補償可能範囲内に補正した後、位相補償値Ψ*(ｍ）を出
力する推定誤り補正回路44とを具備している。この装置
の全体構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。

【００５５】この周波数オフセット補償装置では、第１
の実施形態と同様に、補償除去回路５が、 Ｕ(ｎＴ)＝Ｓ(ｎＴ)／Ψ*((ｎ−１)Ｔ) （数４） を演算して、１シンボルごとにＵ(ｎＴ)を出力する。位
相誤差推定回路６は、このＵ(ｎＴ)と、判定回路４の出
力であるＤ(ｎＴ)との誤差ｅ(ｎ)＝Ｄ(ｎＴ)−Ｕ(ｎＴ)
の２乗平均を最小にするように、（数７）に示す相関演
算を行ない、Ｎシンボルごとに、位相補償値Ψ＊(ｍ)を
出力する。ここで、ｎとＮとｍとは、Ｎ×ｍ≦ｎＴ＜Ｎ
×（ｍ＋１）、（ｎ：正整数、Ｔ：シンボル周期、ｍ：
正整数、Ｎ：平均シンボル数）の関係にある。

【００５６】 Ψ*(ｍ）＝Ｅ［ΣＵ*(kT)・Ｄ(kT)］／Ｅ［Σ｜Ｕ(kT)｜²］ ＝ＡＺ(m)／ＡＲ(m) （数７） 但し、 Ｚ(ｍ)＝ΣＵ*(kT)・Ｄ(kT) Ｒ(ｍ)＝Σ｜Ｕ(kT)｜² ＡＺ(ｍ)＝Ｅ［ΣＵ*(kT)・Ｄ(kT)］＝Ｅ［Ｚ(m)］ ＡＲ(ｍ)＝Ｅ［Σ｜Ｕ(kT)｜²］＝Ｅ［Ｒ(m)］ （各Σはｋ＝１からＮまで加算） なお、Ｅ［・］は平均操作であり、Ｍ×Ｎシンボル
（Ｍ、Ｎ：正整数）の移動平均を求める操作が行なわれ
る。

【００５７】相関演算回路41は、（数７）に示したＵ*
(ｎＴ)・Ｄ(ｎＴ)の相関演算と｜Ｕ(ｎＴ)｜² の乗算と
を１シンボルごとに行ない、これらＵ*(ｎＴ)・Ｄ(ｎ
Ｔ)、｜Ｕ(ｎＴ)｜² をＮシンボル間加算回路42に出力
する。Ｎシンボル間加算回路42は、相関演算回路41の出
力に対して（数７）に示した加算を行ない、結果として
それぞれＺ(ｍ)、Ｒ(ｍ)をＮシンボルに１回出力する。
移動平均回路43は、（数７）によって、Ｎシンボルごと
に出力されるＺ(ｍ)、Ｒ(ｍ)の移動平均演算を行ない、
結果としてＡＺ(ｍ)、ＡＲ(ｍ)を出力する。推定誤り補
正回路44は、移動平均回路43の出力ＡＺ(ｍ)、ＡＲ(ｍ)
を用いて、Ｎシンボルに１回、位相誤差の補償値Ψ＊
(ｍ)を算出して出力する。また、この補償値が補償可能
範囲を超えた場合には、補償可能範囲内に補正し、補正
後の補償値Ψ*(ｍ)を出力する。

【００５８】このようにして得られた位相補償値Ψ*
(ｍ）は、変換回路７により、基準発振器８の周波数ず
れを補正するための制御信号に変換され、この制御信号
により、シンボル識別時点ｎＴ（Ｎ×(ｍ＋１)≦ｎＴ＜
Ｎ×(ｍ＋２)）における基準発振器８の発振周波数が制
御され、周波数ずれが補正される。

【００５９】このように第３の実施形態の周波数オフセ
ット補償装置は、ベースバンド帯で算出した初期周波数
オフセットの補償値を用いて基準発振器の周波数制御を
連続的に行なう一方で、現在行なわれている周波数オフ
セット補償による影響を取り除き、初期周波数オフセッ
トに対する補償値を、Ｎシンボルごとに移動平均による
平均化手法を用いて継続的に算出している。この装置で
は、精度の高い補償が可能であるとともに、初期引き込
みの高速化を実現することができ、また、補償値の算出
をＮシンボル間隔で行なうことによって、演算に費やす
電力の削減を図ることができる。

【００６０】（第４の実施の形態）第４の実施形態の周
波数オフセット補償装置は、適応アルゴリズムによる平
均化手法を用いて補償値を算出する場合の演算間隔を空
けることにより消費電力の削減を図っている。

【００６１】この装置における位相誤差推定回路６は、
図５に示すように、補償除去回路５の出力信号Ｕ（ｎ
Ｔ）の共役複素信号Ｕ*(ｎＴ）と判定回路４の出力信号
Ｄ（ｎＴ）との複素相関値Ｕ*(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）及び補
償除去回路５の出力信号Ｕ（ｎＴ）とＵ（ｎＴ）の共役
複素信号Ｕ*(ｎＴ）との複素乗算結果|Ｕ*(ｎＴ）|² を
出力する相関演算回路51と、相関演算回路51から出力さ
れる相関値Ｕ*(ｎＴ）・Ｄ（ｎＴ）及び|Ｕ*(ｎＴ）|²
をＮシンボル間累積し、Ｎシンボルごとに、相関値Ｕ*
(ｎＴ)・Ｄ（ｎＴ）の加算結果Ｚ（ｍ）及び|Ｕ*(ｎＴ）
|² の加算結果Ｒ（ｍ）を更新するＮシンボル間加算回
路52と、Ｎシンボル間加算回路52から出力されるＺ
（ｍ）及びＲ（ｍ）に対してＮシンボルごとに適応アル
ゴリズムを用いた平均演算を行ない、Ｎシンボルごとに
Ｚ（ｍ）の平均値ＡＺ（ｍ）、及び、Ｒ（ｍ）の平均値
ＡＲ（ｍ）を更新する適応演算回路53と、適応演算回路
53の出力からＮシンボルごとに位相誤差の補償値Ψ*
(ｍ）を算出し、この補償値が補償可能範囲を超えた場
合に、補償可能範囲内に補正した後、位相補償値Ψ*
(ｍ）を出力する推定誤り補正回路54とを具備してい
る。この装置の全体構成は第１の実施形態（図１）と変
わりがない。

【００６２】この周波数オフセット補償装置では、第１
の実施形態と同様に、補償除去回路５が、 Ｕ(ｎＴ)＝Ｓ(ｎＴ)／Ψ*((ｎ−１)Ｔ) （数４） を演算して、１シンボルごとにＵ(ｎＴ)を出力する。位
相誤差推定回路６は、このＵ(ｎＴ)と、判定回路４の出
力であるＤ(ｎＴ)との誤差ｅ(ｎ)＝Ｄ(ｎＴ)−Ｕ(ｎＴ)
の２乗和を最小にするように、（数８）に示す相関演算
を行ない、Ｎシンボルごとに、位相補償値Ψ＊(ｍ)を出
力する。ここで、ｎとＮとｍとは、Ｎ×ｍ≦ｎＴ＜Ｎ×
（ｍ＋１）、（ｎ：正整数、Ｔ：シンボル周期、ｍ：正
整数、Ｎ：平均シンボル数）の関係にある。

【００６３】 Ψ*(ｍ）＝Σ'λ^m-i・{ΣＵ*(kT)・Ｄ(kT)}／Σ'λ^m-i・{Σ|Ｕ(kT)|²} ＝ＡＺ(m)／ＡＲ(m) （数８） 但し、 Ｚ(ｍ)＝ΣＵ*(kT)・Ｄ(kT) Ｒ(ｍ)＝Σ|Ｕ(kT)|² ＡＺ(ｍ)＝Σ'λ^m-i・{ΣＵ*(kT)・Ｄ(kT)}＝Σ'λ^m-i・Ｚ
(m) ＡＲ(ｍ)＝Σ'λ^m-i・{Σ|Ｕ(kT)|²}＝Σ'λ^m-i・Ｒ(m) （Σ’はｉ＝１からｍまで加算、Σはｋ＝１からＮまで
加算） ここで、λは忘却係数であり、０＜λ≦１の範囲内で値
を定める。

【００６４】相関演算回路51は、（数８）に示したＵ*
(ｎＴ)・Ｄ(ｎＴ)の相関演算と｜Ｕ(ｎＴ)｜² の乗算と
を１シンボルごとに行ない、これらＵ*(ｎＴ)・Ｄ(ｎ
Ｔ)、｜Ｕ(ｎＴ)｜² をＮシンボル間加算回路52に出力
する。Ｎシンボル間加算回路52は、相関演算回路51の出
力に対して（数８）に示した加算を行ない、結果として
それぞれＺ(ｍ)、Ｒ(ｍ)をＮシンボルに１回出力する。
適応演算回路53は、（数８）によって、Ｎシンボル間加
算回路52からＮシンボルごとに出力されるＺ(ｍ)、Ｒ
(ｍ)に対して適応アルゴリズムを用いた平均演算を行な
い、結果としてＡＺ(ｍ)、ＡＲ(ｍ)を出力する。推定誤
り補正回路54は、適応演算回路53の出力ＡＺ(ｍ)、ＡＲ
(ｍ)を用いて、Ｎシンボルに１回、位相誤差の補償値Ψ
＊(ｍ)を算出して出力する。また、この補償値が補償可
能範囲を超えた場合には、補償可能範囲内に補正し、補
正後の補償値Ψ*(ｍ)を出力する。

【００６５】このようにして得られた位相補償値Ψ*
(ｍ）は、変換回路７により、基準発振器８の周波数ず
れを補正するための制御信号に変換され、この制御信号
により、シンボル識別時点ｎＴ（Ｎ×(ｍ＋１)≦ｎＴ＜
Ｎ×(ｍ＋２)）における基準発振器８の発振周波数が制
御され、周波数ずれが補正される。

【００６６】このように第４の実施形態の周波数オフセ
ット補償装置は、ベースバンド帯で算出した初期周波数
オフセットの補償値を用いて基準発振器の周波数制御を
連続的に行なう一方で、現在行なわれている周波数オフ
セット補償による影響を取り除き、初期周波数オフセッ
トに対する補償値を、Ｎシンボルごとに適応アルゴリズ
ムによる平均化手法を用いて継続的に算出している。こ
の装置では、高精度の補償が可能であるとともに、初期
引き込みの高速化を実現することができ、また、補償値
の算出をＮシンボル間隔で行なうことにより、演算に費
やす電力の削減を図ることができる。

【００６７】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の周波数オフセット補償装置は、基準発振器の周波数を
高精度に制御して周波数オフセットを補償することがで
き、また、初期引き込みを高速で行なうことができる。

【００６８】また、Ｎシンボルごとに位相誤差補償値を
出力する第３及び第４の実施形態の装置では、演算に消
費する電力を削減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１〜第４の実施形態における周波数
オフセット補償装置の構成を示すブロック図、

【図２】第１の実施形態の周波数オフセット補償装置に
おける位相誤差推定回路のブロック図、

【図３】第２の実施形態の周波数オフセット補償装置に
おける位相誤差推定回路のブロック図、

【図４】第３の実施形態の周波数オフセット補償装置に
おける位相誤差推定回路のブロック図、

【図５】第４の実施形態の周波数オフセット補償装置に
おける位相誤差推定回路のブロック図、

【図６】従来の周波数オフセット補償装置の構成を示す
ブロック図である。

【符号の説明】

１、２、61、62 入力端子 ３、63 ベースバンド遅延検波回路 ４、68 判定回路 ５ 補償除去回路 ６、64 位相誤差推定回路 ７、69 変換回路 ８、71 基準発振器 ９、72 デコーダ 10、73 出力端子 21、31、41、51、65 相関演算回路 22、43 移動平均回路 23、33、44、54 推定誤り補正回路 32、53、66 適応演算回路 42、52 Ｎシンボル間加算回路 67 位相補償回路 70 平均回路

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−55774（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−331365（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−200280（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−56244（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−139780（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−66842（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−297871（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−176994（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−350405（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−227059（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−202251（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数オフセットに起因する位相誤差を
   推定して位相誤差補償値を出力する位相誤差推定手段
   と、前記位相誤差補償値を基準発振器の周波数制御用デ
   ータに変換する変換手段とを具備し、前記位相誤差補償
   値に基づいて基準発振器の周波数制御を行なう周波数オ
   フセット補償装置において、 検波後の受信データから現在行なわれている周波数オフ
   セット補償による影響を除去する補償除去手段を備え、 前記位相誤差推定手段が、前記補償除去手段の出力と前
   記受信データの判定結果との相関値を基に、平均化手法
   を用いて、初期周波数オフセットに対する前記位相誤差
   補償値を算出することを特徴とする周波数オフセット補
   償装置。
2. 【請求項２】 前記位相誤差推定手段が、前記補償値除
   去手段の出力の共役複素データと判定結果のデータとの
   相関値及び前記補償値除去手段の出力の複素乗算値のそ
   れぞれを１シンボルごとに出力する相関演算手段と、前
   記相関演算手段の出力に対する移動平均を演算する移動
   平均手段と、前記移動平均手段の出力から前記位相誤差
   補償値を算出して１シンボルごとに出力する推定誤り補
   正手段とを具備することを特徴とする請求項１に記載の
   周波数オフセット補償装置。
3. 【請求項３】 前記位相誤差推定手段が、前記補償値除
   去手段の出力の共役複素データと判定結果のデータとの
   相関値及び前記補償値除去手段の出力の複素乗算値のそ
   れぞれを１シンボルごとに出力する相関演算手段と、前
   記相関演算手段の出力に対して適応アルゴリズムを用い
   た平均演算を行なう適応演算手段と、前記適応演算手段
   の出力から前記位相誤差補償値を算出して１シンボルご
   とに出力する推定誤り補正手段とを具備することを特徴
   とする請求項１に記載の周波数オフセット補償装置。
4. 【請求項４】 前記位相誤差推定手段が、前記補償値除
   去手段の出力の共役複素データと判定結果のデータとの
   相関値及び前記補償値除去手段の出力の複素乗算値のそ
   れぞれを１シンボルごとに出力する相関演算手段と、前
   記相関演算手段の出力をＮシンボル間累積するＮシンボ
   ル加算手段と、前記Ｎシンボル加算手段の出力に対する
   移動平均を演算する移動平均手段と、前記移動平均手段
   の出力から前記位相誤差補償値を算出してＮシンボルご
   とに出力する推定誤り補正手段とを具備することを特徴
   とする請求項１に記載の周波数オフセット補償装置。
5. 【請求項５】 前記位相誤差推定手段が、前記補償値除
   去手段の出力の共役複素データと判定結果のデータとの
   相関値及び前記補償値除去手段の出力の複素乗算値のそ
   れぞれを１シンボルごとに出力する相関演算手段と、前
   記相関演算手段の出力をＮシンボル間累積するＮシンボ
   ル加算手段と、前記Ｎシンボル加算手段の出力に対して
   適応アルゴリズムを用いた平均演算を行なう適応演算手
   段と、前記適応演算手段の出力から前記位相誤差補償値
   を算出してＮシンボルごとに出力する推定誤り補正手段
   とを具備することを特徴とする請求項１に記載の周波数
   オフセット補償装置。
6. 【請求項６】 前記推定誤り補正手段が、算出した前記
   位相誤差補償値が補償可能範囲を超えているとき、補償
   可能範囲の位相誤差補償値に補正することを特徴とする
   請求項２乃至５に記載の周波数オフセット補償装置。