JPH01317010A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
- Publication number
- JPH01317010A JPH01317010A JP63148666A JP14866688A JPH01317010A JP H01317010 A JPH01317010 A JP H01317010A JP 63148666 A JP63148666 A JP 63148666A JP 14866688 A JP14866688 A JP 14866688A JP H01317010 A JPH01317010 A JP H01317010A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- level difference
- ich
- qch
- base band
- band signals
- Prior art date
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- Pending
Links
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 8
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 abstract description 8
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 244000025254 Cannabis sativa Species 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000002250 progressing effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
例えば、ディジタル多重無線装置の多値直交振幅変調部
に使用される自動利得制御回路に関し、多値直交振幅変
調手段に入力するIchおよびQchのベースバンド信
号のレベル差によって生ずる。
に使用される自動利得制御回路に関し、多値直交振幅変
調手段に入力するIchおよびQchのベースバンド信
号のレベル差によって生ずる。
受信側符号誤り率の劣化を改善することを目的とし、
増幅手段を介して加えられたIchおよびQchのベー
スバンド信号を用いて直交振幅変調手段で直交振幅変調
波を生成する際に、該直交振幅変調手段に入力するIc
hおよびQchのベースバンド信号のレベル差を検出す
るレベル差検出手段を設け、該レベル差検出手段の出力
でいずれか一方の増幅手段の利得を制御して該レベル差
を自動的に0にする様に構成する。
スバンド信号を用いて直交振幅変調手段で直交振幅変調
波を生成する際に、該直交振幅変調手段に入力するIc
hおよびQchのベースバンド信号のレベル差を検出す
るレベル差検出手段を設け、該レベル差検出手段の出力
でいずれか一方の増幅手段の利得を制御して該レベル差
を自動的に0にする様に構成する。
本発明は9例えばディジタル多重無線装置の多値直交振
幅変調部に使用される自動利得制御回路に関するもので
ある。
幅変調部に使用される自動利得制御回路に関するもので
ある。
近年、ディジタル信号を無線回線で伝送する傾向が増大
するのにともなって2周波数の利用効率を高めるために
16値直交振幅変調方式(以下、16QAM方弐と省略
する)から54 QAM方式、更に256QAM方式と
多値化が進んでいる。しかし、多値化が進むにつれて、
直交振幅変調器に入力するIchおよびQchのベース
バンド信号のレベル差が受信側の符号誤り率を劣化させ
る。
するのにともなって2周波数の利用効率を高めるために
16値直交振幅変調方式(以下、16QAM方弐と省略
する)から54 QAM方式、更に256QAM方式と
多値化が進んでいる。しかし、多値化が進むにつれて、
直交振幅変調器に入力するIchおよびQchのベース
バンド信号のレベル差が受信側の符号誤り率を劣化させ
る。
そこで、このレベル差によって生ずる受信側符号誤り率
の劣化を改善することが必要である。
の劣化を改善することが必要である。
第3図は従来例のブロック図、第4図は第3図の動作説
明図を示す。以下、第4図を参照して第3図の動作を説
明する。
明図を示す。以下、第4図を参照して第3図の動作を説
明する。
先ず、m系列のデータはIchのディジタル/アナログ
変換器で26値のアナログ(3号(以下、ベースバンド
信号と云う)に変換され、低域通過形フィルタ12.可
変減衰器13.バッファ増幅器14を通って直交振幅変
調器19に加えられる。
変換器で26値のアナログ(3号(以下、ベースバンド
信号と云う)に変換され、低域通過形フィルタ12.可
変減衰器13.バッファ増幅器14を通って直交振幅変
調器19に加えられる。
また、Qchのディジタル/アナログ変換器15に加え
られた別のm系列のディジタル信号は、上記と同様に低
域通過形フィルタ16.可変減衰器17゜−バッファ増
幅器18を介して直交振幅変調器19に加えられるので
、第4図に示す様な信号点配置の22″’ QAM波が
得られる。
られた別のm系列のディジタル信号は、上記と同様に低
域通過形フィルタ16.可変減衰器17゜−バッファ増
幅器18を介して直交振幅変調器19に加えられるので
、第4図に示す様な信号点配置の22″’ QAM波が
得られる。
ここで、企画センターが昭和60年3月1日に発行した
。桑原守二監修「ディジタルマイクロ波通信」の97頁
に第4図に示す様な格子状信号点配置を有するn(li
QAM波(n=2”とする)の符号誤り率P、。の近似
式は、最小信号点距離d7がで表されるので。
。桑原守二監修「ディジタルマイクロ波通信」の97頁
に第4図に示す様な格子状信号点配置を有するn(li
QAM波(n=2”とする)の符号誤り率P、。の近似
式は、最小信号点距離d7がで表されるので。
となる。
ここで、Aは受信信号の最大振幅、 erfcは誤差補
間数を示す。
間数を示す。
上式に示す様に、nの値が大きくなって多値化が進む程
、最小信号点距離d7は小さくなり、これにともなって
符号誤り率も劣化する。
、最小信号点距離d7は小さくなり、これにともなって
符号誤り率も劣化する。
さて、IchとQchのベースバンド信号との間にレベ
ル差があると、第4図に示すd、が小さくなり、符号誤
り率が劣化する。そこで、これを少なくするためにIc
hおよびQchにランダムデータを加えて両方のレベル
が一致する様に、即ち符号誤り率が最良になる様に可変
減衰器13.または17の減衰量を手動で調整して固定
した。
ル差があると、第4図に示すd、が小さくなり、符号誤
り率が劣化する。そこで、これを少なくするためにIc
hおよびQchにランダムデータを加えて両方のレベル
が一致する様に、即ち符号誤り率が最良になる様に可変
減衰器13.または17の減衰量を手動で調整して固定
した。
しかし、Ich側のディジタル/アナログ変換器11、
低域通過形フィルタ12.可変減衰器13及びバッファ
増幅器14の温度特性と、Qch側のディジタル/アナ
ログ変換器15.低域通過形フィルタ16゜可変減衰器
17及びバッファ増幅器18の温度特性とは完全には一
致しない。
低域通過形フィルタ12.可変減衰器13及びバッファ
増幅器14の温度特性と、Qch側のディジタル/アナ
ログ変換器15.低域通過形フィルタ16゜可変減衰器
17及びバッファ増幅器18の温度特性とは完全には一
致しない。
そこで9周囲温度が変化すると、直交振幅変調器19に
入力するIchおよびQchのベースバンド信号にレベ
ル差が生じ、受信側における符号誤り率が劣化すると云
う問題がある。
入力するIchおよびQchのベースバンド信号にレベ
ル差が生じ、受信側における符号誤り率が劣化すると云
う問題がある。
本発明は多値直交振幅変調手段に入力するIchおよび
Qchのベースバンド信号のレベル差によって生ずる。
Qchのベースバンド信号のレベル差によって生ずる。
受信側符号誤り率の劣化を改善することを目的とする。
第1図は本発明の原理ブロック図を示す。
図中、4は直交振幅変調手段に入力するIchおよびQ
chのベースバンド信号のレベル差を検出するレベル差
検出手段である。
chのベースバンド信号のレベル差を検出するレベル差
検出手段である。
このレベル差検出手段の出力で直交振幅変調手段5の入
力側に接続されている増幅手段2.3のいずれか一方の
増幅手段の利得を制御して該レベル差を自動的に0にす
る様に構成する。
力側に接続されている増幅手段2.3のいずれか一方の
増幅手段の利得を制御して該レベル差を自動的に0にす
る様に構成する。
本発明は直交振幅変調手段5に人力するIchおよびQ
chのベースバンド信号のレベル差をレベル差検出手段
4で検出し、このレベル差がOになる様にいずれか一方
の増幅手段の利得を自動的に制御する。これにより、受
信側符号誤り率の劣化が改善される。
chのベースバンド信号のレベル差をレベル差検出手段
4で検出し、このレベル差がOになる様にいずれか一方
の増幅手段の利得を自動的に制御する。これにより、受
信側符号誤り率の劣化が改善される。
第2図は本発明の実施例のブロック図を示す。
ここで、低域通過形フィルタ21.可変減衰器22゜増
幅器23は増幅手段2の構成部分、低域通過形フィルタ
31.減衰器32.増幅器33は増幅手段3の構成部分
、バッファ増幅器41.44.検波器42.45゜積分
器43.46および比較器47はレベル差検出手段4の
構成部分を示す。以下、Ichのベースバンド信号のレ
ベルを変化させるとして第2図の動作を説明する。
幅器23は増幅手段2の構成部分、低域通過形フィルタ
31.減衰器32.増幅器33は増幅手段3の構成部分
、バッファ増幅器41.44.検波器42.45゜積分
器43.46および比較器47はレベル差検出手段4の
構成部分を示す。以下、Ichのベースバンド信号のレ
ベルを変化させるとして第2図の動作を説明する。
先ず、入力したIchおよびQchのベースバンド信号
は低域通過形フィルタ21,31.′$i衰器22,3
2.増幅器23.33を介して直交振幅変調器51に加
えられ。
は低域通過形フィルタ21,31.′$i衰器22,3
2.増幅器23.33を介して直交振幅変調器51に加
えられ。
ここで搬送波を多値QAM変調して送出する。
この時、直交振幅変調器51に入力するIchおよびQ
chのベースバンド信号の一部は高入力インピーダンス
のバッファ増幅器41.44を介して検波器42、45
でそれぞれ検波され、積分器43.46で積分された後
、比較器47で比較されて差分信号が取り出される。
chのベースバンド信号の一部は高入力インピーダンス
のバッファ増幅器41.44を介して検波器42、45
でそれぞれ検波され、積分器43.46で積分された後
、比較器47で比較されて差分信号が取り出される。
この差分信号はチョークchを介して減衰器22に加え
られ、差分信号が0になる様に減衰量が自動的に制御さ
れる。そこで、IchおよびQchのベースバンド信号
のレベル差によって生ずる。受信側符号誤り率の劣化が
改善される。
られ、差分信号が0になる様に減衰量が自動的に制御さ
れる。そこで、IchおよびQchのベースバンド信号
のレベル差によって生ずる。受信側符号誤り率の劣化が
改善される。
以上詳細に説明した様に2本発明によれば多値直交振幅
変調器に入力するIchおよびQchのベースバンド信
号のレベル差を自動的に0にして受信側符号誤り率の劣
化が改善されると云う効果がある。
変調器に入力するIchおよびQchのベースバンド信
号のレベル差を自動的に0にして受信側符号誤り率の劣
化が改善されると云う効果がある。
第1図は本発明の原理ブロック図、
第2図は本発明の実施例のブロック図、第3図は従来例
のブロック図、 第4図は第3図の動作説明図を示す。 図において、 2.3は増幅手段、 4はレベル差検出手段、 5は直交振幅変調手段を示す。 イ疋泉伊コのフ゛0ソフの 茅 3 日 竿 4 の
のブロック図、 第4図は第3図の動作説明図を示す。 図において、 2.3は増幅手段、 4はレベル差検出手段、 5は直交振幅変調手段を示す。 イ疋泉伊コのフ゛0ソフの 茅 3 日 竿 4 の
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 増幅手段(2、3)を介して加えられたIchおよびQ
chのベースバンド信号を用いて直交振幅変調手段(5
)で直交振幅変調波を生成する際に、該直交振幅変調手
段(5)に入力するIchおよびQchのベースバンド
信号のレベル差を検出するレベル差検出手段(4)を設
け、 該レベル差検出手段の出力でいずれか一方の増幅手段(
2、または3)の利得を制御して該レベル差を自動的に
0にする様に構成することを特徴とする自動利得制御回
路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63148666A JPH01317010A (ja) | 1988-06-16 | 1988-06-16 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63148666A JPH01317010A (ja) | 1988-06-16 | 1988-06-16 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01317010A true JPH01317010A (ja) | 1989-12-21 |
Family
ID=15457904
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63148666A Pending JPH01317010A (ja) | 1988-06-16 | 1988-06-16 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01317010A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100434351B1 (ko) * | 2000-11-28 | 2004-06-04 | 엘지전자 주식회사 | 아이,큐 채널신호 보상회로 |
US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
US7477687B2 (en) | 1999-01-19 | 2009-01-13 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
US8792545B2 (en) | 1999-01-19 | 2014-07-29 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
-
1988
- 1988-06-16 JP JP63148666A patent/JPH01317010A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7477687B2 (en) | 1999-01-19 | 2009-01-13 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
US8792545B2 (en) | 1999-01-19 | 2014-07-29 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
KR100434351B1 (ko) * | 2000-11-28 | 2004-06-04 | 엘지전자 주식회사 | 아이,큐 채널신호 보상회로 |
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