DE10245686B3

DE10245686B3 - Phasenfehlerkorrektor und Verfahren

Info

Publication number: DE10245686B3
Application number: DE10245686A
Authority: DE
Inventors: Eric Sachse; Menno Mennenga; Thomas Hanusch
Original assignee: Advanced Micro Devices Inc
Current assignee: GlobalFoundries Inc
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2004-06-03
Anticipated expiration: 2022-10-01
Also published as: US20040062322A1; US7180960B2

Abstract

Es werden Phasenfehlerkorrektor und ein Verfahren offenbart. In einer Ausführungsform verzögert eine Phasenfehlerkorrekturschaltung ein PSK-moduliertes Signal und multipliziert das verzögerte PSK-modulierte Signal mit dem PSK-modulierten Signal, um ein Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erzeugen. Das Eingangssignal wird dann mit dem Vorwärtsphasenkorrektursignal gemischt. In einer anderen Ausführungsform berechnet eine Phasenfehlerkorrekturschaltung einen Vorwärtsphasenversatz eines komplexen PSK-modulierten Signals. Das komplexe PSK-modulierte Signal wird in einem Mixer um einen Phasendifferenzversatz phasenverschoben, um ein Phasenkorrektursignal zu erzeugen. Eine Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung berechnet einen Rückwärtsphasenversatz, basierend auf dem Phasenkorrektursignal. Ein Subtrahierer subtrahiert den Vorwärtsphasenversatz von dem Rückwärtsphasenversatz, um einen Differenzphasenversatz an den Mixer auszugeben.

Description

GEBIET DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet von phasenmodulierten Digitalsignalen und insbesondere auf die Wiedergewinnung von digitalen Daten aus phasenumtastmodulierten Signalen (phase shift keying, PSK).

Phasenkorrektur von einlaufenden digitalen Signalen wird durch verschiedene Verfahren einschließlich Costas-Schleifen und anderen phasenverriegelten Schleifen (phase locked loops, PLL) durchgeführt. Fast alle diese Verfahren erzeugen ein Funkfrequenzsignal (RF-Signal, radio frequency signal) mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO). Ein Phasenkomparator vergleicht das vom VCO erzeugte RF-Signal mit einem RF-Eingangssignal und erzeugt eine VCO-Spannung, die eine monotone Abhängigkeit von dem Phasenunterschied zwischen dem vom VCO erzeugten RF-Signal und dem RF-Eingangssignal aufweist. Die VCO-Steuerspannung wird dem VCO zugeführt und ändert Phase und Frequenz des vom VCO erzeugten RF-Signals. Hierdurch wird der Phasenfehler reduziert und verschwindet unter idealen Bedingungen. Die Ausgabe des Phasenkomparators wird tiefpassgefiltert oder integriert, bevor sie in den VCO eingegeben wird.

Da die Phasen des RF-Eingangssignals und des vom VCO erzeugten RF-Signals im Allgemeinen eine konstante Phasendifferenz aufweisen, sind die Frequenzen dieser Signale auch identisch. Folglich kann man sagen, dass die phasenverriegelte Schleife die Frequenz und Phase des vom VCO erzeugten RF-Signals mit der Frequenz und Phase des RF-Eingangssignals verriegelt. Der Phasenkomparator der PLL erzeugt eine Ausgangsspannung, die näherungsweise proportional dem Phasenfehler ist.

Dieser Prozess ist die Grundlage für die Costas-Schleife, die "XN"-Schleife und die Wiedermodulatorschleife. Die Frequenz und Phase der Phasendemodulatoren, die die phasenverriegelten Schleifen enthalten, muss eingestellt werden, damit sie mit der Frequenz und Phase des Eingangssignals übereinstimmt, bevor die Demodulation stattfin den kann. Wegen der Tiefpassfilterung oder Integration des von dem Phasenkomparator ausgegebenen Signals sind relativ lange Zeiten erforderlich, um die Phasen des Eingangsträgersignals zu gewinnen.

Zeitverzögerungen, die auf Phasendemodulatoren mit phasenverriegelten Schleifen zurückgehen, erzeugen verschiedene Probleme bei Signalen, die in kurzen Blöcken, wie z.B, bei Vielfachzugriffszeitbereichssignalen (TDMA-Signalen, time domain multiple access). Falls der Phasenfehler nicht schnell entfernt wird, können Informationen innerhalb der kurzen Blocksignale über eine lange Gewinnungszeit verloren gehen. Eine Verzögerung der Synchronisation der phasenverriegelten Schleife mit dem RF-Eingangssignal erzeugt auf der Systemebene hohen Aufwand wegen langer Vorspänne vor den Nutzdaten, um die Phasengewinnung zu ermöglichen. Auf ähnliche Weise erfordern Empfangssysteme eine einfache Anpassung des Empfangs von sich ändernden Signalarten, z.B. binäre PSK (BPSK), quaternäre PSK (QPSK) und achtäre PSK (8PSK) oder sich ändernde Datenraten. Phasenkorrekturen, die RF-Verarbeitungsschemata benutzen, erfordern RF-Bandbreite und/oder spezielle Schaltkreise zur Erzeugung Harmonischer, die schwertällig abzustimmen sein können. Basisbandprozessoren enthalten jedoch Tiefpassfilter, die leicht abzustimmen sind.

2 erläutert BPSK. Die Phase eines Funkfrequenzsignals rotiert in der komplexen Ebene mit der Funkfrequenz. Falls das Funkfrequenzsignal durch PSK moduliert wird, springt die Phase zusätzlich von Zeit zu Zeit vorwärts und rückwärts. Nach dem Mischen des RF-Signals mit der RF-Frequenz und Tiefpassfilterung, d.h. Umsetzen des RF-Signals in das Basisband rotiert die Phase nicht mehr, sondern nimmt vielmehr nur zwei Zustände in der komplexen Ebene in Fall von BPSK ein. Der Abstand zwischen dem Ursprung und den Zuständen ist proportional zu der Amplitude des empfangenen Signals, wurde jedoch in 2 auf 1 normiert. Als Folge davon sind die Phasenzustände im Allgemeinen auf dem Einheitskreis zu finden. Die Position auf dem Einheitskreis hängt vom Phasenunterschied zwischen dem empfangenen RF-Signal und der VCO-Frequenz und den ursprünglichen Phasen ab, die für die Modulation benutzt wurden. Dieser Phasenunterschied wurde so gewählt, dass die Zustände in 2 auf der X-Achse zu finden sind.

3 zeigt das Basisbandsignal von QPSK in Diamantkonstellation. Bei der Verwendung von QPSK wird das RF-Signal mit vier Phasenzuständen moduliert. Nach der Umsetzung in das Basisband und unter der Voraussetzung, dass der Phasenunterschied zwischen dem RF-Signal und der VCO-Frequenz einen geeigneten Wert hat, nehmen die Phasenzustände im Basisband eine Diamantkonstellation ein, wie in 3 gezeigt.

In US 4,943,982 A wird ein Phasenkorrektor offenbart, der In-Phasen- und Quadratursignale im Basisband aufnimmt. Diese Signale werden durch einen Demodulator erzeugt, der ähnlich einer Costas-Schleife ist. Dem Demodulator werden ein RF- oder ein Zwischenfrequenzsignal (IF-Signal, intermediate frequency) zugeführt. Das RF- oder IF-Signal wird mit dem Ausgangssignal eines VCO in einem ersten Multiplizierer multipliziert. Das Ausgangssignal des Multiplizierers wird tiefpassgefiltert, um das In-Phasenbasisbandsignal zu bilden. Ein zweiter Multiplizierer multipliziert das um 90° verschobene Ausgangssignal des VCO mit dem RF- oder IF-Signal. Das Ausgangssignal des zweiten Multiplizierers wird ebenfalls tiefpassgefiltert, um das Quadraturbasisbandsignal zu bilden. Innerhalb des Phasenkorrektors werden die In-Phasen- und Quadraturkomponenten in einem ersten komplexen Multiplizierer mit einem konjugierten Durchschnittsphasenfehler multipliziert, der ein komplexes Signal ist, das eine In-Phasen- und eine Quadraturkomponente aufweist, wobei ein In-Phasen- und ein Quadraturphasenabstimmungsbasisbandsignalerzeugt wird. Die Ausgabe des ersten komplexen Multiplizierers wird einer Symbolentscheidungsschaltung zugeführt, die die phasenabgestimmten Basisbandsignale mit einem erlaubten Satz von Symbolen vergleicht und ein geschätztes Idealsignal erzeugt. Die geschätzten In-Phasen- und Quadraturkomponenten des Idealsignals werden in einem ersten Konjugator konjugiert und zu einem zweiten komplexen Multiplizierer übertragen. Das konjugierte Idealsignal wird dem In-Phasen- und Quadraturbasisbandsignal des Demodulators multipliziert. Die In-Phasen- und Quadraturkomponente des von dem zweiten Multiplizierer ausgegebenen Produkts wird in zwei Tiefpassfiltern Bemittelt, um einen durchschnittlichen Phasenfehler zu bilden. Der durchschnittliche Phasenfehler wird einem zweiten Konjugator zugeführt, um den konjugierten mittleren Phasenfehler zu erzeugen, der dem ersten komplexen Multiplizierer zugeführt wird.

Druckschrift US 2002/0034266 A1 beschreibt einen Demodulator zum Demodulieren digital modulierter Signale, wobei ein Phasenfehlerkorrektor für PSK-modulierte Signale eine Phasenkorrektur in einem Phasenkorrektor mittels Subtraktion eines Phasenfehlers durchführt. Zur Berechnung des Phasenfehlers ist eine Phasenfehlerberechnungseinheit vorgesehen, mittels der eine Differenz zwischen einem verzögerten Differenzphasenwert und einem nicht verzögerten Differenzphasenwert berechnet wird.

Druckschrift EP 0 762 700 A2 beschreibt ein Verfahren und eine Schaltung zur Korrektur eines Phasenfehlers eines Trägersignals, wobei zur Korrektur des Phasenfehlers im Wesentlichen ein komplexer Multiplizierer, eine Amplitudenfehlerbestimmungseinheit, eine Koeffizientenfehlerberechnungseinheit und ein Filter verwendet werden.

Herkömmliche Phasenkorrektoren (PEC, phase error correctors) sind ausgelegt, um einen statischen oder sich langsam ändernden Phasenversatz zu kompensieren. Um stabil gegen Rauschen und Verzerrungen zu sein, müssen sie immer über eine gewisse Anzahl von Phasenschätzungen mitteln, um diese Schwankungen herauszufiltern. Dieses Tiefpassfilter verwendet eine systemspezifische Verzögerung der gemittelten Phasenschätzungen gegenüber dem tatsächlich ankommenden, Phasen zu korrigierenden Signal. Falls die Phasenschwankungen langsam genug sind, kommt es auf diesen Effekt nicht an, aber für schnellere Phasenschwankungen verbleibt ein Restphasenversatz sogar nach der Korrektur. In einem folgenden kohärenten Decodierungs/Demodulationsteil des Empfängers verursacht dieser Restversatz eine Leistungsverschlechterung.

Erststufenfrequenzversatzkorrektoren (FEC) führen meist nur eine grobe Kompensation durch. Trotzdem verbleibt ein Restfrequenzfehler. Eine Frequenzversatzverzerrung kann als eine sich konstant ändernde Phasendrift angesehen werden, weil der Phasenunterschied zwischen dem Eingangssignal und dem VCO-Signal in der komplexen Ebene mit dem Frequenzversatz rotiert. Diese Phasendrift verursacht einen konstanten Phasenschätzfehler in dem PEC. Dieser Fehler hängt gleichermaßen von dem Frequenzversatzwert und der Gruppenverzögerung des Tiefpassfilters des PEC ab. Dies führt zu einer Leistungsverschlechterung. Obwohl verschiedene Schaltungen und Verfahren im Stand der Technik bekannt sind, um die Gewinnungszeit von phasenverriegelten Schleifen zu beschleunigen und den Frequenzversatz zu reduzieren, ist es wünschenswert, den Restfrequenzversatz und den tatsächlichen Phasenversatz zu kompensieren.

ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG

Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Phasenfehlerkorrektor einen Eingang zum Empfangen eines komplexen PSK-modulierten Signals. Er umfasst ferner eine Verzögerungseinrichtung, die mit dem Eingang verbunden ist, um das komplexe PSK-modulierte Signal zu verzögern, um ein erstes verzögertes Signal zu erzeugen. Der Phasenfehlerkorrektorumfasst zusätzlich einen Multiplizierer, der mit dem Eingang der Verzögerungseinrichtung verbunden ist, um das erste Verzögerungssignal mit dem komplexen PSK-modulierten Signal zu multiplizieren, um ein Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erzeugen. Der Phasenfehlerkorrektor umfasst schließlich einen Mischer, der mit dem Eingang verbunden ist, um das komplexe PSK-modulierte Signal mit einem Phasenkorrektursignal zu multiplizieren, das basierend auf dem Vorwärtsphasenkorrektursignal erzeugt wurde.

Gemäß einer anderen Ausführungsform wird ein Phasenfehlerkorrekturverfahren angegeben, das das Verzögern eines komplexen PSK-modulierten Signals, wobei hierbei ein erstes verzögertes Signal erzeugt wird und Multiplizieren des ersten verzögerten Signals mit dem komplexen PSK-modulierten Signal, um ein Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erzeugen, umfasst. Das Phasenfehlerkorrekturverfahren umfasst ferner das Multiplizieren des komplexen PSK-modulierten Signals mit einem Phasenkorrektursignal, das basierend auf dem Vorwärtsphasenkorrektursignal erzeugt wird.

Gemäß noch einer anderen Ausführungsform wird ein Phasenfehlerkorrektor angegeben, der einen Eingang zum Empfangen eines komplexen PSK-modulierten Signals und eine Vorwärtsphasenkorrekturschaltung, die mit dem Eingang verbunden ist, um einen Vorwärtsphasenversatz zu berechnen, umfasst. Der Phasenfehlerkorrektor umfasst ferner eine Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung zum Berechnen eines Rückwärtsphasenversatzes und einen Subtrahierer, der mit der Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung und der Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung verbunden ist, um den Vorwärtsphasenversatz vom Rückwärtsphasenversatz abzuziehen, um einen Differenzphasenversatz zu berechnen. Der Phasenfehlerkorrektor umfasst schließlich einen Mixer, der mit dem Eingang verbunden ist, um die Phase des komplexen PSK-modulierten Signals näherungsweise um den Differenzphasenversatz zu verschieben.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform wird ein Phasenfehlerkorrekturverfahren angegeben, das das Berechnen eines Vorwärtsphasenversatzes eines komplexen PSK-modulierten Signals und das Berechnen eines Rückwärtsphasenversatzes, basierend auf einem phasenkorrigierten Signal umfasst. Das Verfahren umfasst ferner das Subtrahieren eines Vorwärtsphasenversatzes von dem Rückwärtsphasenversatz, um einen Differenzphasenversatz zu berechnen. Das Verfahren umfasst schließlich das Verschieben der Phase des komplexen PSK-modulierten Signals ungefähr um den Differenzphasenversatz, wobei hierdurch das phasenkorrigierte Signal erzeugt wird.

KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN

Weitere Ausführungsformen, Vorteile und Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden in den beigefügten Ansprüchen definiert und werden mit der folgenden detaillierten Be schreibung zusammen mit den Bezugnahmen auf die beiliegenden Figuren offensichtlicher, in denen:

1 eine Phasenfehlerkorrekturschaltung zeigt;

2 die für BPSK verwendeten Phasen verdeutlicht;

3 die für QPSK in Diamantkonstellation verwendeten Phasen erläutert; und

4 die Näherung einer Arcustaniansfunktion durch eine lineare Funktion erläutert.

Während die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf die Ausführungsformen beschrieben wird, wie sie in der folgenden detaillierten Beschreibung sowie den Zeichnungen erläutert werden, sollte verstanden werden, dass die folgende detaillierte Beschreibung sowie die Zeichnungen die vorliegende Erfindung nicht auf die besonderen erläuternden offenbarten Ausführungsformen beschränken sollen, sondern vielmehr die beschriebenen erläuternden Ausführungsformen lediglich die verschiedenen Aspekte der vorliegenden Erfindung veranschaulichen, wird deren Schutzbereich durch die beigefügten Ansprüche festgelegt.
Wie vorher erläutert, verzögert eine Phasenfehlerkorrekturschaltung ein PSK-moduliertes Signal und multipliziert das verzögerte PSK-modulierte Signal mit dem PSK-modulierten Signal, um ein Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erzeugen. Das Eingangssignal wird dann mit dem Vorwärtsphasenkorrektursignal gemischt.
Wie vorher erläutert, berechnet gemäß einer anderen Ausführungsform eine Phasenfehlerkorrekturschaltung einen Vorwärtsphasenversatz eines komplexen PSK-modulierten Signals. Das komplexe PSK-modulierte Signal wird in einem Mixer durch einen Phasendifferenzversatz phasenverschoben, um ein phasenkorrigiertes Signal zu erzeugen. Eine Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung berechnet einen Rückwärtsphasenversatz basierend auf dem Phasenkorrektursignal. Ein Subtrahierer subtrahiert den Vorwärtsphasenversatz von dem Rückwärtsphasenversatz, um den Differenzphasenversatz auszu geben. Die letztere Ausführungsform kompensiert in vorteilhafter Weise den Restfrequenzversatz und den tatsächlichen Phasenversatz in einem Block. Dies erhöht die Systemleistung in Anwesenheit von Frequenzversatzverzerrungen. Darüber hinaus wird nur ein einzelner Mixer, äquivalent ein Multiplizierer, in dem komplexen Datenweg benötigt.
1 erläutert eine Ausführungsform detailliert. Sie umfasst einen Eingang 1, einen Ausgang 2, einen Mixer 3, einen differenziellen komplexen Multiplizierer 7, einen Verzögerer 11, zwei Winkelmodule 8 und 12, zwei Modulo-Module 15 und 16 und zwei Tiefpassfilter 9 und 13, einen Subtrahierer 10 und einen Komplexzahlerzeuger 14. Der differenzielle Komplexmultipfizierer 7 umfasst eine Verzögerungseinheit 4, einen Inverter 5 und einen komplexen Multiplizierer 6.
In 1 werden komplexe Signale durch zwei parallele Linien dargestellt. Eine ist mit 1 für die In-Phasen-Komponente und die andere mit Q für die Quadraturkomponente bezeichnet.
An Eingang 1 wird im Allgemeinen ein nPSK-moduliertes ins Basisband umgesetztes Signal empfangen, das sowohl an einem Restfrequenzversatz als auch einem tatsächlichen Phasenversatz leiden kann. Typische Werte für n sind 2, auch als BPSK bezeichnet, 4, auch als QPSK bezeichnet und 8.
Das eingegebene komplexe PSK-Signal x(k) wird sowohl einem Verzögerer 4 als auch einem Mixer 3 zugeführt. x(k) bezeichnet ein Symbol äquivalent zu einem Phasenzustand zur Zeit k. Der Verzögerer 4 verzögert das empfangene PSK-modulierte Signal um eine Symbollänge, so dass der Ausgang von Verzögerer 4 das vorige Symbol äquivalent dem vorigen Phasenzustand x(k-1) zur Verfügung stellt. Die Quadraturkomponente des verzögerten PSK-modulierten Signals wird in Inverter 5 invertiert, wobei ein konjugiertes verzögertes PSK-moduliertes Signal x*(k-1) erzeugt wird, das dem komplexen Multiplizierer 6 zugeführt wird. Der komplexe Multiplizierer 6 multipliziert das verzögerte konjugierte PSK-modulierte Signal mit dem komplexen PSK-modulierten Signal, um ein Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erzeugen.
Das Vorwärtsphasenkorrektursignal ist ein komplexes Signal, das eine In-Phasen- und Quadraturkomponente aufweist. Es wird dem ersten Winkelmodul 8 zugeführt. Die Phase oder das Argument eines komplexen Signals kann gemäß der folgenden Gleichungen 1 und 2 berechnet werden:
Ein Phasenunterschied von n2π ist niemals signifikant, da die Winkelfunktionen mit 2π periodisch sind. Jedoch in dem speziellen Fall von BPSK, beträgt der Phasenunterschied zwischen zwei Symbolen entweder Null oder π im idealen Fall. Folglich wird angenommen, dass beide Symbole gleich sind, wenn der Betrag des Phasenunterschieds zwischen zwei BPSK-Symbolen kleiner als π/2 ist. Falls dieser Betrag größer als π/2 ist, wird angenommen, dass die zwei Symbole unterschiedlich sind. In letzterem Fall wird ein Phasenunterschied von π zwischen den zwei Symbolen im idealen Fall erwartet. Deshalb kann π zu dem Phasenunterschied addiert oder von dem Phasenunterschied abgezogen werden, so dass sein Wert im Intervall zwischen –π/2 bis π/2 liegt.
Das Modulo-Modul 15 erläutert diese Additions- oder Subtraktionsoperation. Das vom ersten Modulo-Modul 15 ausgegebene Signal wird als ein begrenzter Vorwärtsphasenversatz bezeichnet. Im Fall von BPSK, kann das Modulo-Modul 15 auch einfach dadurch implementiert werden, indem das Vorzeichen der In-Phasen-Komponente ignoriert wird. Das heißt, das Modulo-Modul kann durch eine Betragsschaltung für die In-Phasen-Komponente zwischen Multiplizierer 6 und Winkelmodul 8 ersetzt werden. Falls die Symbolwerte 1 und –1 für BPSK in der komplexen Ebene sind, entfernt ein Entfernen des Vorzeichens der In-Phasen-Komponente die Dateninformation von den empfangenen Symbolen, erhält aber die Phasenfehlerinformation.
Die obigen Überlegungen sind Szenarios für den ungünstigsten Fall. In realen Anwendungen muss sichergestellt sein, dass der Phasenfehler meist geringer als π/4 ist. An dernfalls wird die Bitfehlerrate auf unakzeptabel hohe Werte ansteigen. Folglich ist es akzeptabel, die Arcustaniansfunktion durch eine lineare Funktion anzunähern, die eine Steigung von 1 aufweist und durch den Ursprung verläuft. Dies ist eine Näherung erster Ordnung der Potenzreihe der Arcutaniansfunktion:
Die Näherung einer Arcustaniansfunktion ist in 4 dargestellt. Der mit φ bezeichnete Bogen auf dem Einheitskreis erläutert den genauen Wert der Phasen, wogegen die gerade mit x bezeichnete Linie der durch eine lineare Funktion mit der Steigung 1 gelieferte Wert ist. Im Allgemeinen ist es weniger wichtig, dass die Phase genau berechnet wird. Vielmehr soll die Steuervariable, die der Phasenunterschied oder eine lineare Näherung hiervon sein kann, in diesem Fall einen Wert von 0 aufweisen, falls die Phase perfekt eingestellt ist, d.h. Kohärenz erreicht wurde, und sollte wenigstens die Tendenz der nötigen Einstellung angeben, um Kohärenz zu erreichen, falls die Abweichung von Kohärenz immer noch groß ist. Dies ist ein weiterer Grund, warum eine lineare Approximation der Arcustaniansfunktion akzeptabel ist.
Ähnliche Überlegungen können für QPSK-Modulation angestellt werden. In diesem Fall beträgt die Phasendifferenz zwischen idealen Symbolen π/2. Deshalb ist nur eine Phasendifferenz von π/4 zwischen Symbolen signifikant. Das bedeutet, falls der Absolutwert des Phasenunterschieds unterhalb von π/4 ist, wird angenommen, dass beide Symbole gleich sind. Falls der Phasenunterschied zwischen π/4 und 3π/4 liegt, wird angenommen, dass die Phasendifferenz zwischen zwei Symbolen π/2 beträgt, usw. In der Praxis muss die Systemauslegung sicherstellen, dass die Phasenunterschiede meistens unter π/8 liegen. Andernfalls wird die Bitfehlerrate, wie oben angegeben, zu hoch werden.
Im Fall QPSK-Modulation kann das Modulo-Modul 15 durch zwei Betragsschaltungen sowohl für die In-Phasen- als auch Quadraturkomponente des Vorwärtsphasenkorrektursignals ersetzt werden, das vom komplexen Multiplizierer 6 ausgegeben wird. Im Fall von QPSK entfernt eine Entfernen der Vorzeichen von In-Phasen- und Quadraturkomponente π-Dateninformation und behält die Phasenfehlerinformation bei.
In diesem Fall liegt das vom Winkelmodul 8 ausgegebene Phasensignal innerhalb des Intervalls von Null bis π/2. Dieser Bereich ist bezüglich des obigen Intervalls von –π/4 bis π/4 verschoben. Dies ist akzeptabel, da die folgenden Schaltungskomponenten, nämlich Tiefpassfilter 9 und Subtrahierer 10 linear sind. Diese Lösung ist suboptimalmal, da die Näherung der Arcustaniansfunktion durch eine lineare Funktion besser in dem Inteivall zwischen –π/4 und π/4 als in dem Intervall zwischen Null und π/2 ist. Jedoch ist die Approximation in jedem Fall nicht schlechter als für BPSK.
Im allgemeineren Fall einer nPSK-Modulation addiert das Modulo-Modul Werte von 2π/n zu der im Winkelmodul 8 berechneten Phase oder zieht sie von ihr ab, um sicherzustellen, dass der Vorwärtsphasenversatz zwischen –π/n und π/n liegt.
Die Art und Stärke der Filterung von Tiefpassfilter 9 hängen von dem erwarteten Signalrauschabstand und der Systemanwendung ab. Statt eines Tiefpassfilters kann Mittelung verwendet werden. In einer analogen Ausführung werden Tiefpassfilter bevorzugt, wohingegen in einer digitalen Ausführung ein Mitteln des Filters bevorzugt wird.
Das vom Mixer 3 ausgegebene phasenkorrigierte Signal wird Ausgang 2 der Phasenfehlerkorrekturschaltung und Verzögerer 11 zugeführt. Verzögerer 11 gibt ein verzögertes phasenkorrigiertes Signal an das zweite Winkelmodul 12 aus. Der Verzögerer 11 erzeugt die minimale Schleifenverzögerung, die für die Rückkopplung des Datenwegssignals erforderlich ist. Das zweite Winkelmodul arbeitet auf eine ähnliche Art und Weise wie das erste Winkelmodul 8 und berechnet konkret die Phase des komplexen verzögerten phasenkorrigierten Signals. Die letztere Phase wird als Rückwärtsphasenversatz bezeichnet.
Der Rückwärtsphasenversatz wird einem zweiten Modulo-Modul 16 zugeführt, das einen begrenzten Rückwärtsphasenversatz ausgibt. Das zweite Modulo-Modul wird ähnlich wie das erste Modulo-Modul ausgeführt und begrenzt die Phase auf einen Wert im Intervall zwischen –π/n bis π/n für ein nPSK-moduliertes Signal. Wie das erste Modulo-Modul 15 kann es als eine Betragsschaltung zum Entfernen des Vorzeichens der In-Phasen-Komponente des verzögerten phasenkorrigierten Signals für BPSK ausgeführt sein. Es kann auch als zwei Betragsschaltungen ausgeführt sein, die das Vorzeichen sowohl der In-Phasen- als auch Quadraturkomponente des verzögerten phasenkorri gierten Signals für QPSK entfernen. In diesem Fall liegt der Rückwärtsphasenversatz innerhalb des Intervalls zwischen Null und π/2, das nicht um Null herum zentriert ist. Da das erste Modulo-Modul 15 in ähnlicher Art und Weise wie das zweite Modulo-Modul 16 ausgeführt ist, liegen der Vorwärtsphasenversatz und der Rückwärtsphasenversatz im selben Bereich und eine Verschiebung beider Bereiche wird im Subtrahierer 10 aufgehoben. Der begrenzte Rückwärtsphasenversatz wird in dem zweiten Tiefpassfilter 13 tiefpassgefiltert, das auf ähnliche Art und Weise wie Tiefpassfilter 9 ausgeführt ist. Insbesondere kann es durch einen Mittelungsfilter ersetzt werden.
Subtrahierer 10 subtrahiert die Ausgabe des ersten Tiefpassfilters 9 von der Ausgabe des zweiten Tiefpassfilters 13 und erzeugt hierbei einen Differenzphasenversatz. Der Differenzphasenversatz wird dem Komplexzahlerzeuger 14 zugeführt. Der Komplexzahlerzeuger formt das Phasensignal in ein komplexes Signal um, das als Phasenkorrektursignal bezeichnet wird, und eine In-Phasen- und Quadraturkomponente aufweist. Das Phasenkorrektursignal hat einen Betrag von 1 unabhängig von dem Differenzphasenversatz. Der Mixer 3 multipliziert schließlich das empfangene PSK-modulierte Signal mit dem Phasenkorrektursignal, um das phasenkorrigierte Signal zu erzeugen.
Der in 1 gezeigte Phasenfehlerkorrektor kann sowohl in Hardware als auch in Software ausgeführt werden.
Die beiden Tiefpass- oder Mittelungsfilter 9 und 13 können durch ein einziges Tiefpass- oder Mittelungsfilter ersetzt werden, das zwischen Subtrahierer 10 und Komplexzahlerzeuger 14 angeordnet ist, um den Differenzphasenversatz tiefpasszufiltern.
Weitere Abwandlungen und Varianten der vorliegenden Erfindung werden Fachleuten angesichts dieser Beschreibung offenbar werden. Deshalb ist diese Beschreibung nur erläuternd auszulegen und dient dem Zweck, Fachleuten die allgemeine Art und Weise der Ausführung dieser Erfindung zu lehren. Es soll eingesehen werden, dass die hierin gezeigten und beschriebenen Formen der Erfindung angesehen werden sollen.

Claims

Phasenfehlerkorrektor mit: einem Eingang (1) zum Empfangen eines PSK-modulierten Signals (x(k)); einer Verzögerungseinrichtung (4), die mit dem Eingang verbunden ist, zum Verzögern des komplexen PSK-modulierten Signals zum Erzeugen eines ersten verzögerten Signals (x(k-1)); einem Multiplizierer (8), der mit dem Eingang (1) verbunden ist und der Verzögerungseinrichtung (4) zum Multiplizieren des ersten verzögerten Signals mit dem komplexen PSK-modulierten Signal (x(k)), um ein Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erzeugen; einem Mixer (3), der mit dem Eingang verbunden ist, zum Multiplizieren des komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)) mit einem Phasenkorrektursignal, das basierend auf dem Vorwärtsphasenkorrektursignal erzeugt wird, zum Erzeugen eines phasenkonigierten Signals.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 1, der ferner ein erstes Winkelmodul (8) umfasst, das mit dem Multiplizierer (6) zum Empfangen des Vorwärtsphasenkorrektursignals verbunden ist, wobei das erste Winkelmodul (8) einen Vorwärtsphasenversatz berechnet, der die Phase des komplexen Vorwärtsphasenkorrektursignals darstellt.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 2, wobei das erste Winkelmodul (8) eine Arcustaniansfunktion durch eine lineare Funktion mit einer Steigung von 1 annähert.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 2, wobei ein komplexes nPSK-moduliertes Signal an dem Eingang (1) empfangen wird und der Phasenfehlerkorrektor ferner ein erstes Modulo-Modul (15) umfasst, das mit dem ersten Winkelmodul (8) zum Empfangen des Vorwärtsphasenversatzes verbunden ist, zum Addieren oder Subtrahieren von 2π/n zu bzw. von dem Vorwärtsphasenversatz, um einen begrenzten Vorwärtsphasenversatz zu erzeugen, der innerhalb eines Intervalls von –π/n bis π/n liegt.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 1, der ferner ein erstes Tiefpassfilter (9) zum Tiefpassfiltern des Vorwärtsphasenkorrektursignals und zum Zuführen des tiefpassgefilterten Vorwärtsphasenkorrektursignals zu dem Mixer (3) umfasst.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 1, der ferner ein erstes Mittelungsfilter (9) zum Mitteln des Vorwärtsphasenkorrektursignals und Zuführen des gemittelten Vorwärtsphasenkorrektursignals zu dem Mixer (3) umfasst.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 2, der ferner ein zweites Winkelmodul (12) und einen Subtrahierer (10) umfasst, wobei das zweite Winkelmodul mit einem Ausgang des Mixers (3) verbunden ist zum Erzeugen eines Rückwärtsphasenversatzes, der die Phase des phasenkorrigierten Signals darstellt; wobei der Subtrahierer (10) mit dem ersten Winkelmodul (8) verbunden ist, und das zweite Winkelmodul (12) zum Subtrahieren des Vorwärtsphasenversatzes von dem Rückwärtsphasenversatz, wobei hierdurch ein Differenzphasenversatz berechnet wird; wobei das Phasenkorrektursignal basierend auf dem Differenzphasenversatz erzeugt wird.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 7, wobei das zweite Winkelmodul eine Arcustaniansfunktion zum Berechnen des Rückwärtsphasenversatzes durch eine lineare Funktion mit einer Steigung 1 annähert.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 7, der ferner eine Verzögerungseinrichtung (11) umfasst, die mit einem Ausgang des Mixers (3) zum Empfangen des phasenkorrigierten Signals verbunden ist und ein verzögertes phasen korrigiertes Signal erzeugt; wobei ein Ausgang der Verzögerungseinrichtung (11) mit einem Eingang des zweiten Winkelmoduls (12) verbunden ist, um das verzögerte phasenkorrigierte Signal dem zweiten Winkelmodul (12) zuzuführen.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 7, wobei der Eingang (1) ein komplexes nPSK-moduliertes Signal empfängt und der Phasenfehlerkorrektor ferner ein zweites Modulo-Modul (16) umfasst, das mit dem zweiten Winkelmodul (12) zum Empfangen des Rückwärtsphasenversatzes verbunden ist und dem Subtrahierer (10) zum Zuführen eines begrenzten Rückwärtsphasenversatzes zu dem Subtrahierer (10) verbunden ist; wobei das zweite Modulo-Modul (16) zu oder von dem Rückwärtsphasenversatz 2π/n addiert bzw. subtrahiert, so dass der begrenzte Rückwärtsphasenversatz innerhalb eines Intervalls von –π/n bis π/n liegt.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 7, der ferner ein zweites Tiefpassfilter (13) umfasst, das mit dem zweiten Winkelmodul (12) zum Empfangen des Rückwärtsphasenoffsets und mit dem Subtrahierer (10) zum Zuführen eines tiefpassgefilterten Rückwärtsphasenoffsets zu dem Subtrahierer (10) verbunden ist.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 7, der ferner ein zweites Mittlungsfilter (13) umfasst, das mit dem zweiten Winkelmodul (12) zum Empfangen des Rückwärtsphasenoffsets und mit dem Subtrahierer (10) zum Zuführen eines gemittelten Rückwärtsphasenoffsets zu dem Subtrahierer (10) verbunden ist.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 7, der ferner einen Komplexzahlerzeuger (14) umfasst, der mit dem Subtrahierer (10) zum Empfangen des Differenzphasenoffsets und mit dem Mixer (3) zum Zuführen des komplexen Phasenkorrektursignals zu dem Mixer (3) verbunden ist, wobei das Phasenkorrektursignal eine In-Phasen-Komponente (1) und eine Quadraturkomponente (Q) umfasst und die Phasen des Phasenkorrektursignals gleich dem Differenzphasenoffset ist.
Der Phasenfehlerkonektor gemäß Anspruch 1, der ferner einen Inverter (5) zum Empfangen einer Quadraturkomponente (Q) des ersten verzögerten Signals (x(k-1)) umfasst, wobei hierdurch ein konjugiertes erstes verzögertes Signal (x*(k-1)) erzeugt wird, und wobei das konjugierte erste verzögerte Signal dem Multiplizierer (6) zugeführt wird.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 1, wobei die Verzögerungseinrichtung (4) das komplexe PSK-modulierte Signal (x(k)) um die Dauer eines Symbols verzögert.
Ein Phasenfehlerkorrekturverfahren mit: Empfangen eines PSK-modulierten Signals (x(k)); Verzögern (4) des komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)) zum Erzeugen eines ersten verzögerten Signals (x(k-1)); Multiplizieren (6) des ersten verzögerten Signals durch das komplexe PSK-modulierte Signal (x(k)), um ein Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erzeugen; und Multiplizieren des komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)) durch ein Phasenkorrektursignal, das basierend auf dem Vorwärtsphasenkonektursignal erzeugt wird, wobei ein phasenkorrigiertes Signal in einem Mixer (3) erzeugt wird.
Das Verfahren nach Anspruch 16, ferner mit Berechnen eines Vorwärtsphasenversatzes, der die Phase des komplexen Vorwärtsphasenkorrektursignals darstellt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei ein Arcustaniansfunktion zum Berechnen der Phase des komplexen Vorwärtsphasenkorrektursignals durch eine lineare Funktion mit einer Steigung von 1 angenähert wird.
Das Verfahren nach Anspruch 17, wobei ein komplexes nPSK-moduliertes Signal bei dem Eingang (1) empfangen wird, und 2π/n zu oder von dem Vorwärtsphasenversatz addiert bzw. abgezogen wird, um einen begrenzten Vorwärtsphasenversatz zu erhalten, der innerhalb eines Intervalls von –π/n bis π/n liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 16, das ferner Tiefpassfiltern des Vorwärtsphasenkorrektursignals, um ein tiefpassgefiltertes Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erhalten und Zuführen des tiefpassgefilterten Vorwärtsphasenkorrektursignals zu dem Mixer (3) enthält.
Das Verfahren gemäß Anspruch 16, das ferner das Mitteln des Vorwärtsphasenkorrektursignals, um ein gemitteltes Vorwärtsphasenkorrektursignal zu erhalten und das Zuführen des gemittelten Vorwärtsphasenkorrektursignals zu dem Mixer (3) enthält.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, das ferner das Erzeugen eines Rückwärtsphasenversatzes, der die Phase des komplexen phasenkorrigierten Signals darstellt und Subtrahieren des Vorwärtsphasenversatzes von dem Rückwärtsphasenversatz, wobei hierdurch ein Differenzphasenversatz berechnet wird, und das Erzeugen des Phasenkorrektursignals basierend auf dem Differenzphasenversatz umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 22, wobei eine Arcustaniansfunktion zum Berechnen des Rückwärtsphasenversatzes durch eine lineare Funktion mit einer Steigung von 1 angenähert wird.
Das Verfahren nach Anspruch 22, das ferner das Verzögern des phasenkorrigierten Signals, wobei hierdurch ein verzögertes phasenkorrigiertes Signal erzeugt wird, bevor der Rückwärtsphasenversatz basierend auf dem verzögerten phasenkorrigierten Signal berechnet wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 22, wobei ein komplexen nPSK-moduliertes Signal (x(k)) verzögert wird, um das erste verzögerte Signal zu erzeugen, wobei das Verfahren ferner das Addieren oder Subtrahieren (16) von 2π/n zu bzw. von dem Rückwärtsphasenversatz umfasst, um einen begrenzten Rückwärtsphasenversatz zu berechnen, der innerhalb eines Intervalls von –π/n bis π/n liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 22, das ferner das Tiefpassfiltern des Rückwärtsphasenversatzes zum Erzeugen eines tiefpassgefilterten Rückwärtsphasenversatzes und das Subtrahieren des Vorwärtsphasenversatzes von dem tiefpassgefilterten Rückwärtsphasenversatz zum Berechnen des Difterenzphasenversatzes umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 22, das ferner das Mitteln (13) des Rückwärtsphasenversatzes zum Erzeugen eines gemittelten Rückwärtsphasenversatzes und Subtrahieren des Vorwärtsphasenversatzes von dem gemittelten Rückwärtsphasenversatz zum Erzeugen des Differenzphasenversatzes umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 22, wobei das komplexe Phasenkorrektursignal basierend auf dem Differenzphasenversatz erzeugt wird, wobei die Phase des Phasenkorrektursignals gleich dem Differenzphasenversatz ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 16, das ferner das Invertieren einer Quadraturkomponente (Q) des ersten verzögerten Signals (x(k-1)) zum Erzeugen eines konjugierten ersten verzögerten Signals (x*(k-1)) umfasst, das mit dem komplexen PSK-modulierten Signal (x(k)) in dem Multiplizierungsschritt multipliziert wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei das komplexe PSK-modulierte Signal (x(k)) um die Dauer eines Symbols verzögert wird.
Ein Phasenfehlerkorrektor mit: einem Eingang zum Empfangen eines komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)); einer Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung (7, 8, 15), die mit dem Eingang verbunden ist, zum Berechnen eines Vorwärtsphasenversatzes; einer Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung (11, 12, 16) zum Berechnen eines Rückwärtsphasenversatzes basierend auf einem phasenkorrigierten Signal; einem Subtrahierer (10), der mit der Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung (7, 8, 15) und der Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung (11, 12, 16) zum Subtrahieren des Vorwärtsphasenversatzes von dem Rückwärtsphasenversatz und zum Ausgeben eines Differenzphasenversatzes verbunden ist; und einem Mischer (3), der mit dem Eingang (1) verbunden ist zum Schieben der Phase des komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)), um ungefähr den Differenzphasenversatz um ein phasenkorrigiertes Signal zu erzeugen.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, wobei die Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung ein erstes Winkelmodul (8) zum Berechnen des Vorwärtsphasenversatzes, basierend auf einem komplexen Vorwärtsphasenkorrektursignal, umfasst, das eine In-Phasen- und Quadraturkomponente umfasst.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 32, wobei das erste Winkelmodul (8) eine Arcustaniansfunktion durch eine lineare Funktion mit einer Steigung von 1 nähert.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, wobei die Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung eine Verzögerungseinrichtung (4) und einen komplexen Multiplizierer (6) umfasst; wobei die Verzögerungseinrichtung mit dem Eingang (1) zum Verzögern des komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)) zum Erzeugen eines ersten verzögerten Signals (x(k-1)) verbunden ist; wobei der komplexe Multiplizieren (6) mit dem Eingang (1) und der Verzögerungseinrichtung (4) zum Multiplizieren des ersten verzögerten Signals mit dem komplexen PSK-modulierten Signal (x(k)), um den Vorwärtsphasenversatz zu berechnen, verbunden ist.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 34, wobei die Verzögerungseinrichtung (4) das komplexe PSK-modulierte Signal (x(k)) um eine Symboldauer verzögert.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 34, wobei die Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung ferner einen Inverter (5) zum Invertieren einer Quadraturkomponente (Q) des ersten verzögerten Signals, wobei hierbei ein konjugiertes erfasstes verzögertes Signal (x*(k-1)) erzeugt wird, und zum Zuführen des konjugierten ersten verzögerten Signals (x*(k-1)) an den komplexen Multiplizierer (6) umfasst.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, wobei ein nPSK-moduliertes Signal bei dem Eingang (1) empfangen wird, und die Vorwärtsphasenkonektureinrichtung ein erstes Modulo-Modul (8) zum Empfangen des Vorwärtsphasenversatzes zum Addieren oder Subtrahierer von 2π/n zu bzw. von dem Vorwärtsphasenversatz, um einen begrenzten Vorwärtsphasenversatz zu erzeugen, der innerhalb eines Intervalls von –π/n bis π/n liegt, umfasst.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, wobei die Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung ein zweites Winkelmodul (12) zum Berechnen eines Rückwärtsphasenversatzes basierend auf dem komplexen phasenkorrigierten Signal, das eine In-Phasen- und Quadraturkomponente umfasst, umfasst.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 38, wobei das zweite Winkelmodul (12) eine Arcustaniansfunktion durch eine lineare Funktion mit einer Steigung von 1 nähert.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, wobei der Eingang (1) ein komplexes nPSK-moduliertes Signal empfängt und die Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung ein zweites Modulo-Modul (16) zum Addieren oder Subtrahieren von 2π/n zu bzw. von dem Rückwärtsphasenversatz umfasst, um einen begrenzten Rückwärtsphasenversatz zu erzeugen, der innerhalb eines Intervalls von bis –π/n liegt.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, wobei die Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung eine zweite Verzögerungseinrichtung (11) umfasst, die mit einem Ausgang des Mixers (3) zum Empfangen des phasenkorrigierten Signals verbunden ist, und ein verzögertes phasenkorrigiertes Signal erzeugt; wobei der Rückwärtsphasenversatz basierend auf dem verzögerten phasenkorrigierten Signal berechnet wird.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, der ferner ein erstes Tiefpassfilter (9) umfasst, das mit der Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung (7, 8, 15) zum Tiefpassfiltern des Vorwärtsphasenversatzes und mit dem Subtrahierer (10) zum Zuführen seiner Ausgabe an den Subtrahierer (10) verbunden ist.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, der ferner ein erstes Mittelungsfilter (9) umfasst, das mit der Vorwärtsphasenkorrektureinrichtung (7, 8, 15) zum Mitteln des Vorwärtsphasenversatzes verbunden ist, wobei das Mittelungsfilter (9) mit dem Subtrahierer (10) zum Zuführen des gemittelten Vorwärtsphasenversatzes zu dem Subtrahierer (10) verbunden ist.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, der ferner ein zweites Tiefpassfilter (13) umfasst, das mit der Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung (11, 12, 16) zum Tiefpassfiltern des Rückwärtsphasenversatzes verbunden ist, um einen tiefpassgefilterten Rückwärtsphasenersatz zu erzeugen; wobei das zweite Tiefpassfilter (13) mit dem Subtrahierer zum Zuführen des tiefpassgefilterten Rückwärtsphasenversatzes zu dem Subtrahierer (10) verbunden ist.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, der ferner ein zweites Mittelungsfilter (13) umfasst, das mit der Rückwärtsphasenkorrektureinrichtung (11, 12, 16) zum Mitteln des Rückwärtsphasenversatzes verbunden, zum Erzeugen eines gemittelten Rückwärtsphasenversatzes; wobei das Mittelungsfilter (13) mit dem Subtrahierer zum Liefern des gemittelten Rückwärtsphasenversatzes an dem Subtrahierer (10) verbunden ist.
Der Phasenfehlerkorrektor gemäß Anspruch 31, der ferner einen Komplexzahlerzeuger (14) umfasst, der mit dem Subtrahierer (10) zum Empfangen des Dif ferenzphasenversatzes und mit dem Mixer (3) zum Liefern des komplexen Phasenkorrektursignals an dem Mixer (3) verbunden ist, wobei das Phasenkorrektursignal eine In-Phasen-Komponente (1) und eine Quadraturkomponente (Q) umfasst, und die Phase des Phasenkorrektursignals gleich dem Differenzphasenversatz ist.
Ein Phasenfehlerkorrekturverfahren mit: Berechnen eines Vorwärtsphasenversatzes eines komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)); Berechnen eines Rückwärtsphasenversatzes, basierend auf einem phasenkorrigierten Signal; Subtrahierer des Vorwärtsphasenversatzes von dem Rückwärtsphasenversatz, wobei hierdurch ein Differenzphasenversatz berechnet wird; und Verschieben (3) der Phase des komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)) ungefähr um den Differenzphasenversatz, wobei hierdurch das phasenkorrigierte Signal erzeugt wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, das ferner das Berechnen des Vorwärtsphasenversatzes basierend auf einem komplexen Vorwärtsphasenkorrektursignal umfasst, das eine In-Phasen- und eine Quadraturkomponente umfasst, wobei der Vorwärtsphasenversatz die Phase des komplexen Vorwärtsphasenkorrektursignals darstellt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 48, wobei ein Arcustaniansfunktion zum Berechnen der Phase des Vorwärtsphasenkorrektursignals durch eine lineare Funktion mit einer Steigung von 1 angenähert wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, das ferner das Verzögern des komplexen PSK-modulierten Signals (x(k)) umfasst, wobei hierdurch ein erstes verzögertes Signal (x(k-1)) erzeugt wird; und das Verfahren ferner das Multiplizieren des ersten verzögerten Signals (x(k-1)) mit dem komplexen PSK-modulierten Signal (x(k)) umfasst, um den komplexen Vorwärtsphasenversatz zu berechnen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 50, wobei das erste verzögerte Signal um eine Symboldauer gegenüber dem komplexen PSK-modulierten Signal (x(k)) verzögert wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 50, das ferner das Invertieren einer Quadraturkomponente (Q) des ersten verzögerten Signals (x(k-1)) umfasst, wobei hierbei ein konjugiertes erstes verzögertes Signal (x*(k-1)) erzeugt wird, um das Multiplizieren des konjugierten ersten verzögerten Signals mit dem komplexen PSK-modulierten Signal (x(k)), um den Vorwärtsphasenversatz zu berechnen.
Das Verfahren nach Anspruch 47, wobei das komplexe PSK-modulierte Signal (x(k)) ein komplexes nPSK-moduliertes Signal ist; wobei das Verfahren ferner das Addieren oder Subtrahierer von 2π/n zu bzw. von dem Vorwärtsphasenversatz umfasst, um einen begrenzten Vorwärtsphasenversatz zu erzeugen, der innerhalb eines Intervalls von –π/n bis π/n liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, das ferner das Berechnen eines Rückwärtsphasenversatzes basierend auf dem komplexen phasenkorrigierten Signal umfasst, das eine In-Phasen- und eine Quadraturkomponente umfasst; wobei der Rückwärtsphasenversatz den Phasenversatz des komplexen phasenkonigierten Signals darstellt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 54, wobei eine Arcustaniansfunktion zum Berechnen der Phase des komplexen phasenkorrigierten Signals durch eine lineare Funktion mit einer Steigung von 1 angenähert wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, wobei das komplexe PSK-modulierte Signal (x(k)) ein komplexes nPSK-moduliertes Signal ist und das Verfahren ferner das Addieren oder Subtrahierer von 2π/n zu bzw. von dem Rückwärtsphasenversatz umfasst, wobei hierdurch ein begrenzter Rückwärtsphasenversatz berechnet wird, der innerhalb eines Intervalls von –π/n bis π/n liegt.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, das ferner das Verzögern (11) des phasenkorrigierten Signals und hierdurch das Erzeugen eines verzögerten phasenkorrigierten Signals und das Berechnen des Rückwärtsphasenversatzes basierend auf dem verzögerten phasenkorrigierten Signal umfasst.
Das Verfahren nach Anspruch 47, das ferner das Tiefpassfiltern des Vorwärtsphasenversatzes umfasst, wobei hierdurch ein tiefpassgefilterter Vorwärtsphasenversatz aus dem Rückwärtsphasenversatz erzeugt wird, um den Differenzphasenversatz zu berechnen.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, das ferner das Mitteln des Vorwärtsphasenversatzes umfasst, wobei hierdurch ein gemittelter Vorwärtsphasenversatz erzeugt wird und das Subtrahierer des gemittelten Vorwärtsphasenversatzes von dem Rückwärtsphasenversatz, wobei hierdurch ein Differenzphasenversatz berechnet wird, umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, das ferner Tiefpassfiltern des Rückwärtsphasenversatzes zum Erzeugen eines tiefpassgefilterten Rückwärtsphasenversatzes und das Subtrahierer des Vorwärtsphasenversatzes von dem tiefpassgefilterten Rückwärtsphasenversatz, wobei hierdurch der Differenzphasenversatz berechnet wird, umfasst.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, das ferner das Mitteln des Rückwärtsphasenversatzes zum Erzeugen eines gemittelten Rückwärtsphasenversatzes und das Subtrahierer des Vorwärtsphasenversatzes von dem gemittelten Rückwärtsphasenversatz umfasst, wobei hierdurch der Differenzphasenversatz berechnet wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 47, wobei das Verschieben der Phase des komplexen PSK-modulierten Signals durch Multiplizieren des komplexen PSK-modulierten Signals mit einem komplexen Phasenkorrektursignal durchgeführt wird, das eine In-Phasen- und eine Quadraturkomponente umfasst, wobei die Phase des Phasenkorrektursignals gleich dem Differenzphasenversatz ist.