JP3967226B2 - 無線機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、複素数で表された信号の実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う補償器を備えた無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の受信機には、例えば特開平１０−５６４８４号公報に記載のように、装置の不完全性によって受信信号に発生する直交・振幅誤差を補償する特性補償器を備えたものがある。
上述の受信機を含む無線機では、主に無線機のＲＦ（Radio Frequency ）帯域の処理を行う直交変調器（複素信号入力実信号出力ミキサ）や、直交検波器（実信号入力複素信号出力ミキサ）、更に複素信号入力複素信号出力ミキサ等のミキサ（周波数変換器）におけるアナログ処理部のバラツキや諸特性の変動により発生する複素信号の直交性誤差が、理想的な信号には存在しないイメージ信号としてミキサの出力に出現する。そのために、従来の無線機では歪みのない信号を送受信するために、複素信号の直交性誤差を補償する特性補償器を備えている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、近年の無線機では、ＲＦ周波数の高周波化とシステム帯域のワイドバンド化に伴い、高いイメージ抑圧効果を持つミキサを用いても必要とされるイメージ抑圧度を得るのが困難であり、ミキサの特性補償と合わせて、ＲＦフィルタでイメージ周波数信号を抑圧して必要なイメージ抑圧度を得る工夫がされているため、無線処理部において高いＩＦ（Intermediate Frequency）周波数が必要とされるようになってきている。
【０００４】
そのため、図１７に示す従来の受信機のように、直交検波器２の出力をＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４によってサンプリングし、直交検波器２の特性補償処理をディジタル信号処理によって特性補償器５０において行った後、中間周波数が低くなるように周波数変換器５１で周波数変換すると共に、デシメータ５２によりサンプリングレートの低い信号へ変換して検波器８で信号を復調するような場合、直交検波器２の出力において高いＩＦ周波数を処理することは、サンプリング時に高いサンプリング周波数が必要とされることを意味し、直交検波器２の特性補償処理を行うために特性補償器５０で消費される電力が非常に大きくなるという問題があった。
また、ディジタル信号化せず、アナログ回路を用いて特性補償を行うような場合においても、より高い周波数で高精度の補償を行うためには、パッシブ回路での精度の確保が困難になり、アクティブ回路では高い精度を維持するために消費電力を増大させる必要があるという問題があった。
【０００５】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので、直交変調器や、直交検波器、更に複素信号入力複素信号出力ミキサ等のミキサの直交性誤差を、少ない消費電力で補償する特性補償器を備えた無線機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る無線機は、実数入力信号に対して複素中間周波数信号を得る直交検波器（例えば実施の形態の直交検波器２）と、前記直交検波器の出力における目的信号（例えば実施の形態の準希望信号）を、更に低周波数の信号へ周波数変換する第１の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器５の２ａ〜２ｇにより構成される部分）と、前記直交検波器の出力における非目的信号（例えば実施の形態の準非希望信号）を、前記第１の周波数変換器が出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換する第２の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器５の３ａ〜３ｇにより構成される部分）と、前記第１の周波数変換器の出力信号に対し、前記第２の周波数変換器の出力信号を利用して、前記直交検波器により前記目的信号に発生した実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う特性補償器（例えば実施の形態の特性補償器７または特性補償器１７）とを備えたことを特徴とする。
【０００７】
以上の構成を備えた無線機は、第１及び第２の周波数変換器によって、直交検波器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号として保持したまま、更に直流成分に近い周波数の信号へ変換すると共に、直交検波器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交検波器の直交性誤差の補償を行うことができる。
【０００８】
請求項２の発明に係る無線機は、請求項１に記載の無線機において、前記第１、または第２の周波数変換器の一方が、もう一方の周波数変換器に用いる複素ローカル信号の複素共役信号を、自身のローカル信号として利用することを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
【０００９】
請求項３の発明に係る無線機は、請求項１、または請求項２に記載の無線機において、前記直交検波器の出力における前記目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記直交検波器の出力信号から前記目的信号を抽出する第１のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ９）と、前記第１のフィルタと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有すると共に、前記直交検波器の出力における前記非目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記直交検波器の出力信号から前記非目的信号を抽出する第２のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ１０）とを備え、前記第１の周波数変換器が、前記第１のフィルタの出力を、更に低周波数の信号へ周波数変換し、前記第２の周波数変換器が、前記第２のフィルタの出力を、前記第１の周波数変換器の出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換することを特徴とする。
【００１０】
以上の構成を備えた無線機は、第１、第２のフィルタによって、目的信号と非目的信号とを明確に分離して特性補償器へ入力することで、特性補償器における補償動作を正確に行うことができると共に、特性補償器に適応信号処理を用いた場合、適応特性を向上させることができる。
【００１１】
請求項４の発明に係る無線機は、請求項１、または請求項２に記載の無線機において、前記第１の周波数変換器の出力における前記目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記第１の周波数変換器の出力信号から前記目的信号を抽出する第１のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ４ａ）と、前記第１のフィルタと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有すると共に、前記第２の周波数変換器の出力における前記非目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記第２の周波数変換器の出力信号から前記非目的信号を抽出する第２のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ４ｃ）とを備え、前記特性補償器が、前記第１のフィルタの出力信号に対し、前記第２のフィルタの出力信号を利用して、前記直交検波器により前記目的信号に発生した実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行うことを特徴とする。
【００１２】
以上の構成を備えた無線機は、請求項３と同様に、第１、第２のフィルタによって、目的信号と非目的信号とを明確に分離して特性補償器へ入力することで、特性補償器における補償動作を正確に行うことができると共に、特性補償器に適応信号処理を用いた場合、適応特性を向上させることができる。
【００１３】
請求項５の発明に係る無線機は、請求項３、または請求項４に記載の無線機において、前記第１、及び第２のフィルタは、複素数信号を入出力する複素フィルタであって、前記第１、または第２のフィルタの一方が、もう一方のフィルタに用意された複素フィルタ係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、前記第１、及び第２のフィルタが、互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現することを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、フィルタが複素フィルタ係数を共有することで、一方のフィルタの複素フィルタ係数メモリを省略し、回路構成を簡略化することができる。
【００１４】
請求項６の発明に係る無線機は、請求項３、または請求項４に記載の無線機において、前記第１、及び第２のフィルタが、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧するフィルタ（例えば実施の形態の正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂ）であることを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、ヒルベルト変換を利用して位相処理を行うことで、確実に非目的信号のイメージ信号を含む目的信号と、目的信号のイメージ信号を含む非目的信号とを分離して特性補償器へ入力する。また、複素係数フィルタを用いてフィルタリングを行う場合、実数軸も虚数軸も畳み込み処理を行う必要があるが、ヒルベルト変換を利用したフィルタの場合には、一方の特性がフラットな特性となるため、フラットな特性となる軸の処理は遅延処理に置き換えることができる。すなわち、フラットな特性となる軸の処理は、実数軸と虚枢軸との遅延量を一致させるために、一方の軸に挿入されたヒルベルト変換フィルタの遅延時間相当の遅延処理を行えばよいので、フィルタ演算量は半分に削減される。従って、回路構成を簡略化することができる。
【００１５】
請求項７の発明に係る無線機は、複素中間周波数信号を送信データで変調する変調器（例えば実施の形態の変調器２１）と、前記変調器が出力する変調後の複素中間周波数信号に、該変調器より後段で発生する実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う特性補償器（例えば実施の形態の特性補償器２２）と、前記特性補償器の出力における目的信号を、更に高周波数の信号へ周波数変換する第１の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器２４の１０ａ〜１０ｇにより構成される部分）と、前記特性補償器の出力における非目的信号を、前記第１の周波数変換器が出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換する第２の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器２４の１１ａ〜１１ｇにより構成される部分）と、前記第１の周波数変換器が出力する複素数信号と前記第２の周波数変換器が出力する複素数信号との実数軸信号同士、及び虚数軸信号同士をそれぞれ加算する加算器（例えば実施の形態の加算器２５、２６）と、前記加算器が出力する複素数信号に対して実数出力信号を得る直交変調器（例えば実施の形態の直交変調器２９）とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
以上の構成を備えた無線機は、変調器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に近いと共に該直流成分に対称な周波数の信号として生成し、後段に接続された直交変調器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力すると共に、第１及び第２の周波数変換器によって特性補償器の出力における目的信号と非目的信号の周波数を送信周波数の信号へ変換することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交変調器の直交性誤差の補償を行うことができる。
【００１７】
請求項８の発明に係る無線機は、請求項７に記載の無線機において、前記第１、または第２の周波数変換器の一方が、もう一方の周波数変換器に用いる複素ローカル信号の複素共役信号を、自身のローカル信号として利用することを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
図１を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００１９】
また、直交検波器２の出力には、その処理部のバラツキや諸特性の変動により発生する複素信号の直交性誤差が、理想的な信号には存在しないイメージ信号として出現する。
この時、直交検波器２の入力において、直交検波器２の出力における希望信号のイメージ周波数に非希望信号が存在すると、希望信号には該非希望信号のイメージ信号が、また、非希望信号には該希望信号のイメージ信号が、それぞれ出現する。
【００２０】
以下の説明では、非希望信号のイメージ信号を含む希望信号を準希望信号、希望信号のイメージ信号を含む非希望信号を準非希望信号として説明する。また、準希望信号と準非希望信号とを数式を用いて説明すると、ローカル信号「ｌｏ（ωcｔ）＝Ａｃｏｓ（ωc1ｔ）−ｊＢｓｉｎ（ωc1ｔ）」とする直交検波器２へ希望信号「Ｄ＝ｃｏｓ（ω1ｔ）」を入力することにより、直交検波器出力ｆｄとして下記（１）式を得る。
【数１】
同様に直交検波器２へ非希望信号「Ｕ＝ｃｏｓ（ω2ｔ）」を入力することにより、直交検波器出力ｆｕとして下記（２）式を得る。
【数２】
【００２１】
それぞれ（１）式と（２）式において、第１項が本来の出力であって、第２項がイメージ信号である。
従って、直交検波器２の出力は、（１）式と（２）式とを加算した信号であるので、（１）式の第１項と（２）式の第２項を加算した信号が下記（３）式で示す準希望信号ｆｄ’となる。
【数３】
また、（１）式の第２項と（２）式の第１項を加算した信号が下記（４）式で示す準非希望信号ｆｕ’となる。
【数４】
また、準希望信号ｆｄ’中の希望信号と非希望信号のイメージ信号との振幅比は、下記（５）式となる。
【数５】
【００２２】
従来の受信機では、（３）式の第２項を打ち消すために、（４）式の複素共役信号に（５）式の逆数を乗算し（３）式から減算していたが、このままでは信号の周波数が高すぎるので、本実施の形態の受信機では、更に準希望信号ｆｄ’と非準希望信号ｆｕ’を、それぞれ周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換してから処理する。
この時の周波数変換量を「ωc2」とすると、準希望信号ｆｄ’と準非希望信号ｆｕ’から、それぞれ下記（６）式で示す準希望信号ｆｄ”と、下記（７）式で示す準非希望信号ｆｕ”とを得る。
【数６】
【数７】
【００２３】
従って、本実施の形態の受信機では、（６）式の第２項を打ち消すために、下記（８）式に示すように、（７）式の複素共役信号に（５）式の逆数を乗算し（６）式から減算することにより、準希望信号”の中に存在する非希望信号「ｃｏｓ（ω2ｔ）」のイメージ信号をキャンセルする。
【数８】
【００２４】
そこで、まず周波数変換器５によって、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）して準希望信号Ｓ２を求め、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）して準非希望信号Ｓ４を求める。
そして、デシメータ６により、周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換された準希望信号Ｓ２及び準非希望信号Ｓ４に対して、それぞれフィルタリングとダウンサンプリングが行われる。
【００２５】
次に、ダウンサンプリングされた準希望信号Ｓ３と準非希望信号Ｓ５は、特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、デシメータ６から入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様にデシメータ６から入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
【００２６】
また、直交検波器２について更に説明すると、直交検波器２は、アンテナ１により受信した受信信号の搬送波周波数と同一の第１の周波数の複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器１ａと、アンテナ１により受信した実数受信信号に、直交キャリア発振器１ａが出力する第１の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号”−ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器１ｂ及び乗算器１ｃとを備え、受信した実数受信信号に対して直交変換を行い複素受信信号Ｓ１を得る。
【００２７】
次に、周波数変換器５について更に説明すると、周波数変換器５は、図２に示すように、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するために、準希望信号の周波数より所定値だけ低い第２の周波数の複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器２ａと、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号”−ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器２ｂ及び乗算器２ｃと、更に乗算器２ｂの出力から乗算器２ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｔ１．Ｉ）とする減算器２ｄとを備えている。
【００２８】
また、周波数変換器５は、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の虚数軸信号”−ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器２ｅ及び乗算器２ｆと、更に乗算器２ｅの出力に乗算器２ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｔ１．Ｑ）とする加算器２ｇとを備えている。
【００２９】
また、周波数変換器５は、準非希望信号を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するために、直交キャリア発振器２ａが出力する虚数軸信号の符号を反転させて、第２の周波数の複素ローカル信号の複素共役信号を得る符号反転器３ａと、（Ｓ２．Ｉ、Ｓ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第３の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の遅れた虚数軸信号”ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器３ｂ及び乗算器３ｃと、更に乗算器３ｂの出力から乗算器３ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｔ２．Ｉ）とする減算器３ｄとを備えている。
【００３０】
更に、周波数変換器５は、（Ｓ２．Ｉ、Ｓ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第３の周波数のローカル信号の虚数軸信号”ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器３ｅ及び乗算器３ｆと、更に乗算器３ｅの出力に乗算器３ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｔ２．Ｑ）とする加算器３ｇとを備えている。
【００３１】
なお、直交キャリア発振器２ａの代わりに、準非希望信号を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するための複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器を備えて、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するための複素ローカル信号は、該直交キャリア発振器が出力する複素ローカル信号の複素共役信号を利用するようにしても良い。
【００３２】
次に、デシメータ６について更に説明すると、デシメータ６は、図３に示すように、（Ｊ１．Ｉ、Ｊ１．Ｑ）端子から入力された信号のサンプリング周波数を低くした場合にエイリアシングが発生する周波数帯域の信号を除去すると共に、準希望信号と準非希望信号とを分離するために、周波数変換器５の出力における準希望信号の周波数帯域を通過帯域として、準希望信号を抽出するバンドパスフィルタ４ａと、バンドパスフィルタ４ａの出力信号のデータを間引くダウンサンプラ４ｂとを備えている。
【００３３】
また、デシメータ６は、バンドパスフィルタ４ａと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有し、（Ｊ２．Ｉ、Ｊ２．Ｑ）端子から入力された信号のサンプリング周波数を低くした場合にエイリアシングが発生する周波数帯域の信号を除去すると共に、準希望信号と準非希望信号とを分離するために、周波数変換器５の出力における準非希望信号の周波数帯域を通過帯域として、準非希望信号を抽出するバンドパスフィルタ４ｃと、バンドパスフィルタ４ｃの出力信号のデータを間引くダウンサンプラ４ｄとを備えている。
【００３４】
なお、バンドパスフィルタ４ａ、４ｃのフィルタ係数は、バンドパスフィルタ４ａ、４ｃの一方が、もう一方のフィルタに用意された複素係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、バンドパスフィルタ４ａ、４ｃが互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現する。
【００３５】
更に、特性補償器７について更に説明すると、図４に示すように、特性補償器７の基本回路は、（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子から入力された準非希望信号の虚数軸信号（Ｘ２．Ｑ）に”−１”を乗算して、準非希望信号Ｓ５の複素共役信号Ｓ６を作成するための乗算器５ａと、作成された複素共役信号（Ｘ２．Ｉ、−Ｘ２．Ｑ）の実数軸信号（Ｘ２．Ｉ）及び虚数軸信号（−Ｘ２．Ｑ）のそれぞれに係数”ａ”を乗算してイメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を得る乗算器５ｂ、及び乗算器５ｃと、（Ｘ１．Ｉ、Ｘ１．Ｑ）端子に入力された準希望信号Ｓ３からイメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を減算してイメージ信号をキャンセルする減算器５ｄ、及び減算器５ｅとを備えている。
【００３６】
本実施の形態の受信機に用いられる特性補償器７の基本回路では、準希望信号のレベルが最小になるように係数”ａ”の値を調整するか、スペクトラムアナライザなどで準非希望信号のレベルを最小にするように係数”ａ”を調整することで本発明の目的が達成できる。このように、この調整方法は、従来の方法が位相と振幅の両方の調整を必要としたのに比較し、非常に簡単な方法で目的が達成できる。更に、入力信号を遮断してキャリブレーション信号を入力する場合、出力信号レベルを最小とする単純な方法により目的を達成できる。
なお、上述の基本回路では、乗算器５ｂに入力する係数を”ａ”、乗算器５ｃに入力する係数を”−ａ”とすることで、乗算器５ａを省略しても良い。
【００３７】
次に、本実施の形態の受信機によるイメージ信号抑圧動作を、図５に示す模式図を用いて説明する。
まず、図５（ａ）に示すように、図１の直交検波器２の出力において複素受信信号Ｓ１は、希望信号Ｄと非希望信号Ｕとが、それぞれのイメージ信号Ｄ’とＵ’とを図示するように包含して準希望信号と準非希望信号として存在するものとする。
これに対して、周波数変換器５は、図５（ｂ）に示すように、希望信号Ｄ（準希望信号）の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換して信号Ｓ２を生成し、この出力をデシメータ６のバンドパスフィルタ４ａがフィルタリングを行うことで、図５（ｃ）に示すように、サンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に準非希望信号を除去し、更にダウンサンプラ４ｂによってデータを間引いて、非希望信号Ｕのイメージ信号Ｕ’を含む低いサンプリングレートの準希望信号Ｓ３を抽出する。
【００３８】
一方、同様に周波数変換器５は、図５（ｄ）に示すように、非希望信号Ｕ（準非希望信号）の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換して信号Ｓ４を生成し、この出力をデシメータ６のバンドパスフィルタ４ｃがフィルタリングを行うことで、図５（ｅ）に示すように、サンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に準希望信号を除去し、更にダウンサンプラ４ｄによってデータを間引いて、希望信号Ｄのイメージ信号Ｄ’を含む低いサンプリングレートの準非希望信号Ｓ５を抽出する。
【００３９】
抽出された準希望信号Ｓ３と準非希望信号Ｓ５は特性補償器７に入力され、特性補償器７では、乗算器５ａによって準非希望信号Ｓ５の虚数軸信号の符号を反転して共役複素準非希望信号Ｓ６を生成すると共に、乗算器５ｂ、５ｃによって計数ａを用いてレベルを調整し、イメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を生成する。
そして、準希望信号Ｓ３からイメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を差し引くと、準希望信号Ｓ３中の非希望信号Ｕのイメージ信号Ｕ’がキャンセルされるので、希望信号Ｄを抽出することができる。
【００４０】
以上説明したように、第１の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、周波数変換器５によって更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へ周波数変換し、デシメータ６によってサンプリングレートの低い信号へ変換することで、特性補償器７における演算量を削減することができる。
【００４１】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
図６は、本発明の第２の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施の形態の受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機の周波数変換器５とデシメータ６に含まれるバンドパスフィルタ４ａ、４ｃの接続順序を交換したことを特徴とする。
すなわち、図６を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００４２】
次に、ＡＤＣ３、４の出力においてサンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に、ＡＤＣ３、４の出力に含まれる準希望信号と準非希望信号とを分離するために、ＡＤＣ３、４の出力における準希望信号の周波数帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタ９により準希望信号を抽出する。
また、同様に、バンドパスフィルタ９と周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有し、サンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に、ＡＤＣ３、４の出力に含まれる準希望信号と準非希望信号とを分離するために、ＡＤＣ３、４の出力における準非希望信号の周波数帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタ１０により準非希望信号を抽出する。
【００４３】
なお、バンドパスフィルタ９、１０のフィルタ係数は、バンドパスフィルタ９、１０の一方が、もう一方のフィルタに用意された複素係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、バンドパスフィルタ９、１０が互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現する。
【００４４】
そして、準希望信号と準非希望信号とが分離できたら、周波数変換器５によって、まず準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
また、周波数変換器５が出力する準希望信号のサンプリングレートを変換して低いサンプリングレートの信号とするダウンサンプラ１１と、周波数変換器５が出力する準非希望信号のサンプリングレートを変換して低いサンプリングレートの信号とするダウンサンプラ１２とによって、周波数変換器５が出力する準希望信号と準非希望信号とを、それぞれサンプリングレートの低い信号へ変換する。
【００４５】
次に、ダウンサンプリングされた準希望信号と準非希望信号は、特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、ダウンサンプラ１１から入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様にダウンサンプラ１２から入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
なお、直交検波器２や周波数変換器５の詳細は、第１の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００４６】
以上説明したように、第２の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、バンドパスフィルタ９、１０によりそれぞれ準希望信号と準非希望信号とに分離してから、周波数変換器５によって更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へ周波数変換し、ダウンサンプラ１１、１２によってサンプリングレートの低い信号へ変換することで、特性補償器７における演算量を削減することができる。
【００４７】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。
本発明の第３の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機において、デシメータ６の代わりに、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧するフィルタによって準希望信号と準非希望信号とを分離することを特徴とする。
すなわち、図７を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
【００４８】
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
次に、周波数変換器５によって、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
【００４９】
そして、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧し、入力された信号を周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性を有する２個の出力に分離して出力する正負分離フィルタを２個用いることによって、周波数変換器５の出力から準希望信号の周波数帯域と準非希望信号の周波数帯域とを分離して抽出する。具体的には、周波数変換器５の（Ｔ１．Ｉ、Ｔ１．Ｑ）端子に接続された正負分離フィルタ１３ａの（Ｐ１．Ｉ、Ｐ１．Ｑ）端子に準希望信号を抽出する。また、周波数変換器５の（Ｔ２．Ｉ、Ｔ２．Ｑ）端子に接続された正負分離フィルタ１３ｂの（Ｐ２．Ｉ、Ｐ２．Ｑ）端子に準非希望信号を抽出する。
【００５０】
また、抽出した準希望信号と準非希望信号は特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様に入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
なお、直交検波器２や周波数変換器５の詳細は、第１の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００５１】
次に、正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂについて更に説明すると、正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂは、それぞれ図８に示すように、ヒルベルト変換器６ｂ、６ｅと、ヒルベルト変換器６ｂ、６ｅの遅延量を補償するための遅延器６ａ、６ｄを備えており、減算器６ｃにより、（Ｏ．Ｉ、Ｏ．Ｑ）端子から入力された実数軸信号（Ｏ．Ｉ）の遅延信号から、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）のヒルベルト変換後の信号を減算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の正の周波数成分の実数軸信号（Ｐ１．Ｉ）とし、加算器６ｆにより、実数軸信号（Ｏ．Ｉ）のヒルベルト変換後の信号と、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）の遅延信号を加算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の正の周波数成分の虚数軸信号（Ｐ１．Ｑ）として、（Ｐ１．Ｉ、Ｐ１．Ｑ）端子に出力する。
【００５２】
また、加算器６ｇにより、（Ｏ．Ｉ、Ｏ．Ｑ）端子から入力された実数軸信号（Ｏ．Ｉ）の遅延信号と、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）のヒルベルト変換後の信号を加算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の負の周波数成分の実数軸信号（Ｐ２．Ｉ）とし、減算器６ｈにより、実数軸信号（Ｏ．Ｉ）のヒルベルト変換後の信号から、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）の遅延信号を減算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の正の周波数成分の虚数軸信号（Ｐ２．Ｑ）として、（Ｐ２．Ｉ、Ｐ２．Ｑ）端子に出力する。
なお、ヒルベルト変換器６ｂ、６ｅにはＦＩＲフィルタを用いるだけでなく、ＩＩＲフィルタを用いることで、より少ない演算量で良好な特性を実現することが可能である。
【００５３】
以上説明したように、第３の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号の周波数を、周波数変換器５によって、それぞれ更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換し、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧する正負分離フィルタを２個（正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂ）用いることにより準希望信号と準非希望信号とを分離することで、確実に特性補償器７へ準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００５４】
（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。
本発明の第４の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第２の実施の形態の受信機において、バンドパスフィルタ９、１０の代わりに、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧するフィルタによって準希望信号と準非希望信号とを分離することを特徴とする。
すなわち、図９を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００５５】
次に、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧し、入力された信号を周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性を有する２個の出力に分離して出力する正負分離フィルタ１３ａによって、ＡＤＣ３、４の出力における準希望信号の周波数帯域と準非希望信号の周波数帯域とを分離する。
そして、準希望信号と準非希望信号とが分離できたら、周波数変換器５によって、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
【００５６】
次に、周波数変換された準希望信号と準非希望信号は、特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、周波数変換器５から入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様に周波数変換器５から入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
なお、直交検波器２や周波数変換器５の詳細は、第１の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。また、正負分離フィルタ１３ａについても、第３の実施の形態で説明した正負分離フィルタ１３ａまたは正負分離フィルタ１３ｂと同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００５７】
以上説明したように、第４の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧する正負分離フィルタ１３ａによって準希望信号と準非希望信号とを分離し、更に周波数変換器５によって、それぞれ更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換することで、少ない回路規模で確実に特性補償器７へ準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００５８】
（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。
本発明の第５の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第４の実施の形態の受信機において、２複素信号入力１複素信号出力の特性補償器７の代わりに、１複素信号入力１複素信号出力の特性補償器によって構成することを特徴とする。
すなわち、図１０を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００５９】
次に、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧し、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性を有する２個の出力に、入力された信号を分離して出力する正負分離フィルタ１３ａによって、ＡＤＣ３、４の出力における準希望信号の周波数帯域と準非希望信号の周波数帯域とを分離する。
そして、準希望信号と準非希望信号とが分離できたら、周波数変換器５によって、まず準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
【００６０】
次に、周波数変換された準希望信号と準非希望信号は、加算器１４、１５を用いて実数軸信号同士、及び虚数軸信号同士が加算されて合成される。
そして、合成された信号は、デシメータ１６へ入力され、フィルタリングとダウンサンプリングが行われる。
次に、ダウンサンプリングされた合成信号は、特性補償器１７へ入力され、特性補償器１７では、直交性および振幅の誤差が補償される。
なお、特性補償器１７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
【００６１】
更に特性補償器１７について説明すると、図１１は、特性補償器１７を適応信号処理を用いて実現する場合の一例であって、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される実数軸信号（Ｘ．Ｉ）と虚数軸信号（Ｘ．Ｑ）に対して、係数の更新式
ｈ1,k＝ｈ1,k-1＋μ×（Ｙ．Ｑ）×（Ｘ．Ｑ）×ｅ
ｈ2,k＝ｈ2,k-1＋μ×（Ｙ．Ｉ）×（Ｘ．Ｑ）×ｅ
ｈ3,k＝ｈ3,k-1＋μ×（Ｙ．Ｉ）×（Ｘ．Ｉ）×ｅ
（ただし、σは所望の信号振幅値を示し、ｅ＝σ2−（（Ｙ．Ｉ）2＋（Ｙ．Ｑ）2）とする）により適応的に更新される係数ｈ1、ｈ2およびｈ3により、
（Ｙ．Ｉ）＝ｈ3×（Ｘ．Ｉ）
（Ｙ．Ｑ）＝ｈ1×（Ｘ．Ｑ）＋ｈ2×（Ｘ．Ｉ）
の処理を行って、直交性および振幅の誤差が補償された実数軸信号（Ｙ．Ｉ）及び虚数軸信号（Ｙ．Ｑ）を得る。
【００６２】
なお、乗算器９ａは、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される実数軸信号（Ｘ．Ｉ）に係数ｈ3を乗算し、（Ｙ．Ｉ、Ｙ．Ｑ）端子から出力される実数軸信号（Ｙ．Ｉ）とする。乗算器９ｂは、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される実数軸信号（Ｘ．Ｉ）に係数ｈ2を乗算し、同様に乗算器９ｃは、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される虚数軸信号（Ｘ．Ｑ）に係数ｈ1を乗算する。そして、加算器９ｄによって、乗算器９ｂの出力と乗算器９ｃの出力とを加算し、（Ｙ．Ｉ、Ｙ．Ｑ）端子から出力される虚数軸信号（Ｙ．Ｑ）とする。
【００６３】
なお、直交検波器２や周波数変換器５、正負分離フィルタ１３ａの詳細は、第４の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。また、デシメータ１６は、準希望信号や準非希望信号の折り返しを除去するために、加算器１４、１５によって合成された信号の周波数帯域を通過帯域として、この信号を抽出する実係数のローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力信号のサンプリングレートを変換して低いサンプリングレートの信号とするダウンサンプラとを、それぞれ実数軸信号用及び虚数軸信号用として備え、合成された信号の実数軸信号と虚数軸信号のそれぞれにフィルタリングとダウンサンプリングを実行するものとする。
【００６４】
以上説明したように、第５の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、周波数変換器５によって更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へ周波数変換し、デシメータ１６によってサンプリングレートの低い信号へ変換することで、特性補償器における演算量を削減することができると共に、特性補償器に簡単な構成の特性補償器１５を用いることで、少ない演算量と回路規模で良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００６５】
（第６の実施の形態）
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。
本発明の第６の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機において、図２を用いて説明した周波数変換器５に含まれる乗算器を共用化して、回路を簡略化することを特徴とする。
すなわち、図１２を参照して本実施の形態の受信機において周波数変換器５として用いられる合成複素ミキサについて説明すると、図１２は、第１の実施の形態において図２を用いて説明した周波数変換器５の乗算器２ｂ、乗算器２ｃ、乗算器２ｅ、及び乗算器２ｆで構成する複素ミキサと、乗算器３ｂ、乗算器３ｃ、乗算器３ｅ、及び乗算器３ｆで構成する複素ミキサとの乗算器を共用化する合成複素ミキサの構成を示すブロック図であって、合成複素ミキサは、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器７ａの発生する第２の周波数のローカル信号の実数軸信号ｃｏｓと、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号−ｓｉｎとをそれぞれ乗算する乗算器７ｂ及び乗算器７ｃとを備え、乗算器７ｃの出力の符号を符号反転器７ｄによって反転すると共に、加算器７ｅを用いて、これを乗算器７ｂの出力に加算して２個ある実数軸信号出力の内の実数軸信号出力（Ｔ１．Ｉ）とする。
【００６６】
また合成複素ミキサは、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、同様に外部に接続された直交キャリア発振器７ａの発生する第２の周波数のローカル信号の虚数軸信号−ｓｉｎと、実数軸信号ｃｏｓとをそれぞれ乗算する乗算器７ｆ及び乗算器７ｇとを備え、加算器７ｈによって、乗算器７ｆの出力に乗算器７ｇの出力を加算して２個ある虚数軸信号出力の内の虚数軸信号出力（Ｔ１．Ｑ）とする。
【００６７】
更に、合成複素ミキサは、加算器７ｉによって、乗算器７ｂの出力に乗算器７ｃの出力を加算して２個ある実数軸信号出力の内の実数軸信号出力（Ｔ２．Ｉ）とし、乗算器７ｆの出力の符号を符号反転器７ｊによって反転すると共に、加算器７ｋによって、これを乗算器７ｇの出力に加算して２個ある虚数軸信号出力の内の虚数軸信号出力（Ｔ２．Ｑ）とする。
なお、周波数変換器５の内部構成以外は、上述の第１の実施の形態の構成と同一であるので、ここでは周波数変換器５以外の構成要素の説明は省略する。
【００６８】
以上説明したように、第６の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、第１の実施の形態において用いられた周波数変換器５の８個の乗算器を共用化して半分の４個に削減することで、更に少ない回路規模で特性補償器７に準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００６９】
なお、上述の第３の実施の形態においても、周波数変換器５として、本実施の形態において図１２を用いて説明した合成複素ミキサを利用することで、本実施の形態と同様に、更に少ない回路規模で特性補償器７に準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００７０】
（第７の実施の形態）
次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。
本発明の第７の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機において、図４を用いて説明した特性補償器７に適応処理を導入することを特徴とする。
すなわち、図１３を参照して本実施の形態の受信機において特性補償器７として用いられる適応処理を導入した特性補償器について説明すると、図１３は、第１の実施の形態において図４を用いて説明した特性補償器７に適応処理を導入した構成を示すブロック図であって、適応処理を導入した特性補償器は、（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子から入力された準非希望信号の虚数軸信号（Ｘ２．Ｑ）に”−１”を乗算することで、虚数軸信号（Ｘ２．Ｑ）の符号を反転させて、入力された準非希望信号の複素共役信号を作成するための乗算器８ａと、特性補償器７の出力信号（Ｙ．Ｉ、Ｙ．Ｑ）を誤差信号、作成された複素共役信号を参照信号として、フィルタの係数を制御する適応フィルタの中心部分ＬＭＳコア８ｂとを備えている。
【００７１】
また、適応処理を導入した特性補償器は、ＬＭＳコア８ｂの出力（イメージ周波数妨害キャンセル信号）の信号レベルを調整する実数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｃ、及び虚数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｄと、ＡＴＴ８ｃとＡＴＴ８ｄにより調整されたイメージ周波数妨害キャンセル信号を、（Ｘ１．Ｉ、Ｘ１．Ｑ）端子に入力された準希望信号にそれぞれ合成する実数軸側の減算器８ｅ、及び虚数軸側の減算器８ｆとを備えている。
【００７２】
ここで、ＬＭＳコア８ｂは、（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子に入力された準非希望信号から生成した複素共役信号を参照信号Ｓとして、（Ｘ１．Ｉ、Ｘ１．Ｑ）端子に入力された準希望信号中に存在する直交検波器２で発生した非希望信号のイメージ信号と、参照信号Ｓとの誤差を最小にするように働く。誤差が完全に無いとき非希望信号のイメージ信号は完全に抑圧されるので、特性補償器７の適応精度限界までイメージ信号抑圧特性を向上できる。
また、特性補償器７は、適応処理時にキャリブレーション信号を入力して適応フィルタの係数を求めても良い。
【００７３】
また、ＬＭＳコア８ｂの出力の信号レベルを調整する実数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｃ、及び虚数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｅは、ＬＭＳコア８ｂのフィルタ係数語長を最小限の係数語長で動作させるために挿入する。これは、非希望信号のイメージ信号が、適応フィルタに参照信号として入力される（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子に入力された準非希望信号から生成した複素共役信号より、信号レベルが非常に小さくなるために行うものであって、アッテネータを用いない場合は、ＬＭＳコア８ｂは係数値の大きさを可変することにより、出力であるイメージ周波数妨害キャンセル信号を非希望信号のイメージ信号と同一レベルに可変する。しかし、係数値を小さくしなければいけないとき、これはフィルタ係数語長を短くすることと等しく適応精度が下がるので好ましくない。
【００７４】
また、アナログ部の特性変化が短い時間で生じることはないから、非希望信号のイメージ信号が時間軸上で緩やかに変動する場合、適応処理を常に動作させる必要はない。そこで、必要な時以外は、適応フィルタの適応動作を停止して信号を処理することができる。具体的には、特性補償器７のＬＭＳコア８ｂの適応処理のＯＮ／ＯＦＦ（作動／停止）を制御することで、所定の時間だけ適応処理を行い、残りの時間は求めた係数（適応処理を停止した際に保持された最終の係数）、あるいは固定係数データによりＬＭＳコア８ｂの適応フィルタをイコライザとして動作させ、これを繰り返すことにより目的を達成することができる。
【００７５】
以上説明したように、第７の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、第１の実施の形態において用いられた特性補償器７に適応処理を導入することで、直交検波器２の特性変動に追従して良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００７６】
なお、上述の第２から第４、及び第６の実施の形態においても、特性補償器７として、本実施の形態において図１３を用いて説明した適応処理を導入した特性補償器を利用することで、本実施の形態と同様に、直交検波器２の特性変動に追従して良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００７７】
（第８の実施の形態）
次に、本発明の第８の実施の形態について説明する。
図１４は、本発明の第８の実施の形態の無線機で実現した送信機の構成を示すブロック図である。
図１４を参照して、本実施の形態の送信機を説明すると、送信機は、変調器２１において、直交する中間周波数（ＩＦ周波数）の複素キャリア信号を用意し、複素キャリア信号を送信データで変調し送信信号を作成する。
次に、特性補償器２２において変調器２１より後段で発生する実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行うことにより、予め直交性誤差の逆特性が付加されて、元の複素キャリア信号と該複素キャリア信号の複素共役信号との合成送信信号が生成される。
【００７８】
そして、インタポレータ２３によって、フィルタリングにより合成送信信号の正負の周波数成分の分離が行われ、元の複素キャリア信号と該複素キャリア信号の複素共役信号とに分離されると共に、アナログ信号への変換を容易にするために、アップサンプリングが行われる。
次に、それぞれ分離された元の複素キャリア信号と該複素キャリア信号の複素共役信号の周波数は、周波数変換器２４によって、直交変調器２９の入力周波数と、該入力周波数の複素共役周波数とへ、それぞれ周波数変換される。
そして、加算器２５、２６によって実数軸信号同士及び虚数軸信号同士が合成され、更にＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）２７、２８によって実数軸信号及び虚数軸信号がアナログ信号化されてから直交変調器２９へ入力される。
また、直交変調器２９では、入力された複素信号を送信周波数に周波数変換すると共に、周波数変換後の信号の実数軸信号のみをアンテナ３０へ出力する。
【００７９】
次に、インタポレータ２３について更に説明すると、インタポレータ２３は、図１５に示すように、（Ｍ．Ｉ、Ｍ．Ｑ）端子から入力された信号のデータを補間するアップサンプラ１２ａと、アップサンプラ１２ａの出力において、元の複素キャリア信号の折り返しを除去すると共に、元の複素キャリア信号とその複素共役信号とを分離するために、特性補償器２２の出力における元の複素キャリア信号の周波数帯域を通過帯域として、元の複素キャリア信号を抽出するバンドパスフィルタ１２ｂとを備えている。
【００８０】
また、インタポレータ２３は、アップサンプラ１２ａの出力において、元の複素キャリア信号の複素共役信号の折り返しを除去すると共に、元の複素キャリア信号とその複素共役信号とを分離するために、特性補償器２２の出力における元の複素キャリア信号の複素共役信号の周波数帯域を通過帯域として、元の複素キャリア信号の複素共役信号を抽出するバンドパスフィルタ１２ｃとを備えている。
【００８１】
なお、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃのフィルタ係数は、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃの一方が、もう一方のフィルタに用意された複素係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃが互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現する。
また、特性補償器２２には、第５の実施の形態において図１１を用いて説明した特性補償器１７と同様のものが用いられる。
【００８２】
次に、周波数変換器２４について更に説明すると、周波数変換器２４は、図１６に示すように、元の複素キャリア信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数へと周波数変換するために、元の複素キャリア信号の周波数の周波数より所定値だけ低い第４の周波数の複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器１０ａと、（Ｖ１．Ｉ、Ｖ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の遅れた虚数軸信号”ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器１０ｂ及び乗算器１０ｃと、更に乗算器１０ｂの出力から乗算器１０ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｗ１．Ｉ）とする減算器１０ｄとを備えている。
【００８３】
また、周波数変換器２４は、（Ｖ１．Ｉ、Ｖ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の虚数軸信号”ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器１０ｅ及び乗算器１０ｆと、更に乗算器１０ｅの出力に乗算器１０ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｗ１．Ｑ）とする加算器１０ｇとを備えている。
【００８４】
また、周波数変換器２４は、元の複素キャリア信号の複素共役信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数の複素共役周波数へと周波数変換するために、直交キャリア発振器１０ａが出力する虚数軸信号の符号を反転させて、第４の周波数の複素ローカル信号の複素共役信号を得る符号反転器１１ａと、（Ｖ２．Ｉ、Ｖ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第５の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号”−ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器１１ｂ及び乗算器１１ｃと、更に乗算器１１ｂの出力から乗算器１１ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｗ２．Ｉ）とする減算器１１ｄとを備えている。
【００８５】
更に、周波数変換器２４は、（Ｖ２．Ｉ、Ｖ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第５の周波数のローカル信号の虚数軸信号”−ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器１１ｅ及び乗算器１１ｆと、更に乗算器１１ｅの出力に乗算器１１ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｗ２．Ｑ）とする加算器１１ｇとを備えている。
【００８６】
なお、直交キャリア発振器１０ａの代わりに、元の複素キャリア信号の複素共役信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数の複素共役周波数へと周波数変換するための複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器を備えて、元の複素キャリア信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数へと周波数変換するための複素ローカル信号は、該直交キャリア発振器が出力する複素ローカル信号の複素共役信号を利用するようにしても良い。
【００８７】
また、上述の第８の実施の形態の送信機は、インタポレータ２３に含まれるバンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃと周波数変換器２４との位置を前後で逆にしても同様な効果が得られる。ただし、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃの通過周波数帯域は、周波数変換器２４の出力における元の複素キャリア信号とその複素共役信号の周波数帯域に合わせるものとする。
【００８８】
以上説明したように、第８の実施の形態の送信機によれば、低い中間周波数の信号に対して、特性補償器２２によって低いサンプリング周波数のまま直交性誤差の補償処理を行い、補償処理後の信号をインタポレータ２３や周波数変換器２４を用いてサンプリング周波数と送信周波数の調整を行うことで、特性補償器２２における演算量を削減することができる。
【００８９】
なお、上述の第１から第８の実施の形態では、特性補償器７や特性補償器１７、及び特性補償器２２がディジタル回路で構成され、複素信号における直交性誤差の特性補償処理をディジタル信号処理により行うとして説明したが、第１から第８の実施の形態のようにＡ／Ｄ変換やＤ／Ａ変換を行わず、全てアナログ信号のままで、アナログ回路の特性補償器によって複素信号における直交性誤差の特性補償処理を行っても良い。
この場合、アナログ回路による特性補償処理であっても、ＲＦ周波数やＩＦ周波数よりも低い周波数において補償処理を行うことにより、パッシブ回路を用いても高い精度で補償を行うことができるため、常に動作状態にあり消費電力の大きいアクティブ回路を用いる必要がなく、消費電力を削減することが可能である。
【００９０】
【発明の効果】
以上の如く、請求項１に記載の無線機によれば、直交検波器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号として保持したまま、更に直流成分に近い周波数の信号へ変換し、直交検波器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交検波器の直交性誤差の補償を行うことができる。
従って、複素信号の直交性誤差を補償する特性補償器における消費電力を削減し、歪みのない信号を送受信可能な無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９１】
請求項２に記載の無線機によれば、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
従って、回路構成が簡略化された分だけ、更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９２】
請求項３及び請求項４に記載の無線機によれば、目的信号と非目的信号とを明確に分離して特性補償器へ入力することで、特性補償器における補償動作を正確に行うことができると共に、特性補償器に適応信号処理を用いた場合、適応特性を向上させることができる。
従って、高精度で複素信号の直交性誤差を補償し、歪みのない信号を送受信可能な無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９３】
請求項５に記載の無線機によれば、フィルタが複素係数を共有することで、一方のフィルタの複素係数メモリを省略し、回路構成を簡略化することができる。従って、回路構成が簡略化された分だけ、更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９４】
請求項６に記載の無線機によれば、ヒルベルト変換を利用して位相処理を行うことで、確実に非目的信号のイメージ信号を含む目的信号と、目的信号のイメージ信号を含む非目的信号とを分離して特性補償器へ入力すると共に、複素係数フィルタの実数軸または虚数軸の畳み込み処理の一方を遅延処理に置き換えて、フィルタ演算量を半分に削減し、回路構成を簡略化することができる。
従って、高精度で複素信号の直交性誤差を補償することができると共に、回路構成が簡略化された分だけ更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９５】
請求項７に記載の無線機によれば、変調器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に近いと共に該直流成分に対称な周波数の信号として生成し、直交変調器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力すると共に、特性補償器の出力における目的信号と非目的信号の周波数を送信周波数の信号へ変換することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交変調器の直交性誤差の補償を行うことができる。
従って、複素信号の直交性誤差を補償する特性補償器における消費電力を削減し、歪みのない信号を送受信可能な無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９６】
請求項８に記載の無線機によれば、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
従って、回路構成が簡略化された分だけ、更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる周波数変換器の構成を示すブロック図である。
【図３】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられるデシメータの構成を示すブロック図である。
【図４】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる特性補償器の構成を示すブロック図である。
【図５】 同実施の形態の無線機で実現した受信機によるイメージ信号抑圧動作を示す模式図である。
【図６】 本発明の第２の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図７】 本発明の第３の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図８】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる正負分離フィルタの構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明の第４の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】 本発明の第５の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる特性補償器の構成を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の第６の実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる周波数変換器の構成を示すブロック図である。
【図１３】 本発明の第７の実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる特性補償器の構成を示すブロック図である。
【図１４】 本発明の第８の実施の形態の無線機で実現した送信機の構成を示すブロック図である。
【図１５】 同実施の形態の無線機で実現した送信機で用いられるインタポレータの構成を示すブロック図である。
【図１６】 同実施の形態の無線機で実現した送信機で用いられる周波数変換器の構成を示すブロック図である。
【図１７】 従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１、３０・・・アンテナ、２・・・直交検波器、３、４・・・ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）、５・・・周波数変換器、６・・・デシメータ、７・・・特性補償器、８・・・検波器、９、１０・・・バンドパスフィルタ、１１、１２・・・ダウンサンプラ、１３ａ、１３ｂ・・・正負分離フィルタ、１４、１５・・・加算器、１６・・・デシメータ、１７・・・特性補償器、２１・・・変調器、２２・・・特性補償器、２３・・・インタポレータ、２４・・・周波数変換器、２５、２６・・・加算器、２７、２８・・・ＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）、２９・・・直交変調器、１ａ・・・直交キャリア発振器、１ｂ、１ｃ、２ｂ、２ｃ、２ｅ、２ｆ、３ｂ、３ｃ、３ｅ、３ｆ、５ａ、５ｂ、５ｃ、７ｂ、７ｃ、７ｆ、７ｇ、８ａ、９ａ、９ｂ、９ｃ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｅ、１０ｆ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｅ、１１ｆ・・・乗算器、２ａ、７ａ、１０ａ・・・直交キャリア発振器、２ｄ、３ｄ、５ｄ、５ｅ、６ｃ、６ｈ、８ｅ、８ｆ、１０ｄ、１１ｄ・・・減算器、２ｇ、３ｇ、６ｆ、６ｇ、７ｅ、７ｈ、７ｉ、７ｋ、９ｄ、１０ｇ、１１ｇ・・・加算器、３ａ、７ｄ、７ｊ、１１ａ・・・符号反転器、４ａ、４ｃ、１２ｂ、１２ｃ・・・バンドパスフィルタ、４ｂ、４ｄ・・・ダウンサンプラ、６ｂ、６ｅ・・・ヒルベルト変換器、６ａ、６ｄ・・・遅延器、８ｂ・・・ＬＭＳコア、８ｃ、８ｄ・・・ＡＴＴ、１２ａ・・・アップサンプラ
【発明の属する技術分野】
この発明は、複素数で表された信号の実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う補償器を備えた無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の受信機には、例えば特開平１０−５６４８４号公報に記載のように、装置の不完全性によって受信信号に発生する直交・振幅誤差を補償する特性補償器を備えたものがある。
上述の受信機を含む無線機では、主に無線機のＲＦ（Radio Frequency ）帯域の処理を行う直交変調器（複素信号入力実信号出力ミキサ）や、直交検波器（実信号入力複素信号出力ミキサ）、更に複素信号入力複素信号出力ミキサ等のミキサ（周波数変換器）におけるアナログ処理部のバラツキや諸特性の変動により発生する複素信号の直交性誤差が、理想的な信号には存在しないイメージ信号としてミキサの出力に出現する。そのために、従来の無線機では歪みのない信号を送受信するために、複素信号の直交性誤差を補償する特性補償器を備えている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、近年の無線機では、ＲＦ周波数の高周波化とシステム帯域のワイドバンド化に伴い、高いイメージ抑圧効果を持つミキサを用いても必要とされるイメージ抑圧度を得るのが困難であり、ミキサの特性補償と合わせて、ＲＦフィルタでイメージ周波数信号を抑圧して必要なイメージ抑圧度を得る工夫がされているため、無線処理部において高いＩＦ（Intermediate Frequency）周波数が必要とされるようになってきている。
【０００４】
そのため、図１７に示す従来の受信機のように、直交検波器２の出力をＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４によってサンプリングし、直交検波器２の特性補償処理をディジタル信号処理によって特性補償器５０において行った後、中間周波数が低くなるように周波数変換器５１で周波数変換すると共に、デシメータ５２によりサンプリングレートの低い信号へ変換して検波器８で信号を復調するような場合、直交検波器２の出力において高いＩＦ周波数を処理することは、サンプリング時に高いサンプリング周波数が必要とされることを意味し、直交検波器２の特性補償処理を行うために特性補償器５０で消費される電力が非常に大きくなるという問題があった。
また、ディジタル信号化せず、アナログ回路を用いて特性補償を行うような場合においても、より高い周波数で高精度の補償を行うためには、パッシブ回路での精度の確保が困難になり、アクティブ回路では高い精度を維持するために消費電力を増大させる必要があるという問題があった。
【０００５】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので、直交変調器や、直交検波器、更に複素信号入力複素信号出力ミキサ等のミキサの直交性誤差を、少ない消費電力で補償する特性補償器を備えた無線機を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る無線機は、実数入力信号に対して複素中間周波数信号を得る直交検波器（例えば実施の形態の直交検波器２）と、前記直交検波器の出力における目的信号（例えば実施の形態の準希望信号）を、更に低周波数の信号へ周波数変換する第１の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器５の２ａ〜２ｇにより構成される部分）と、前記直交検波器の出力における非目的信号（例えば実施の形態の準非希望信号）を、前記第１の周波数変換器が出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換する第２の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器５の３ａ〜３ｇにより構成される部分）と、前記第１の周波数変換器の出力信号に対し、前記第２の周波数変換器の出力信号を利用して、前記直交検波器により前記目的信号に発生した実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う特性補償器（例えば実施の形態の特性補償器７または特性補償器１７）とを備えたことを特徴とする。
【０００７】
以上の構成を備えた無線機は、第１及び第２の周波数変換器によって、直交検波器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号として保持したまま、更に直流成分に近い周波数の信号へ変換すると共に、直交検波器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交検波器の直交性誤差の補償を行うことができる。
【０００８】
請求項２の発明に係る無線機は、請求項１に記載の無線機において、前記第１、または第２の周波数変換器の一方が、もう一方の周波数変換器に用いる複素ローカル信号の複素共役信号を、自身のローカル信号として利用することを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
【０００９】
請求項３の発明に係る無線機は、請求項１、または請求項２に記載の無線機において、前記直交検波器の出力における前記目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記直交検波器の出力信号から前記目的信号を抽出する第１のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ９）と、前記第１のフィルタと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有すると共に、前記直交検波器の出力における前記非目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記直交検波器の出力信号から前記非目的信号を抽出する第２のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ１０）とを備え、前記第１の周波数変換器が、前記第１のフィルタの出力を、更に低周波数の信号へ周波数変換し、前記第２の周波数変換器が、前記第２のフィルタの出力を、前記第１の周波数変換器の出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換することを特徴とする。
【００１０】
以上の構成を備えた無線機は、第１、第２のフィルタによって、目的信号と非目的信号とを明確に分離して特性補償器へ入力することで、特性補償器における補償動作を正確に行うことができると共に、特性補償器に適応信号処理を用いた場合、適応特性を向上させることができる。
【００１１】
請求項４の発明に係る無線機は、請求項１、または請求項２に記載の無線機において、前記第１の周波数変換器の出力における前記目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記第１の周波数変換器の出力信号から前記目的信号を抽出する第１のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ４ａ）と、前記第１のフィルタと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有すると共に、前記第２の周波数変換器の出力における前記非目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記第２の周波数変換器の出力信号から前記非目的信号を抽出する第２のフィルタ（例えば実施の形態のバンドパスフィルタ４ｃ）とを備え、前記特性補償器が、前記第１のフィルタの出力信号に対し、前記第２のフィルタの出力信号を利用して、前記直交検波器により前記目的信号に発生した実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行うことを特徴とする。
【００１２】
以上の構成を備えた無線機は、請求項３と同様に、第１、第２のフィルタによって、目的信号と非目的信号とを明確に分離して特性補償器へ入力することで、特性補償器における補償動作を正確に行うことができると共に、特性補償器に適応信号処理を用いた場合、適応特性を向上させることができる。
【００１３】
請求項５の発明に係る無線機は、請求項３、または請求項４に記載の無線機において、前記第１、及び第２のフィルタは、複素数信号を入出力する複素フィルタであって、前記第１、または第２のフィルタの一方が、もう一方のフィルタに用意された複素フィルタ係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、前記第１、及び第２のフィルタが、互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現することを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、フィルタが複素フィルタ係数を共有することで、一方のフィルタの複素フィルタ係数メモリを省略し、回路構成を簡略化することができる。
【００１４】
請求項６の発明に係る無線機は、請求項３、または請求項４に記載の無線機において、前記第１、及び第２のフィルタが、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧するフィルタ（例えば実施の形態の正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂ）であることを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、ヒルベルト変換を利用して位相処理を行うことで、確実に非目的信号のイメージ信号を含む目的信号と、目的信号のイメージ信号を含む非目的信号とを分離して特性補償器へ入力する。また、複素係数フィルタを用いてフィルタリングを行う場合、実数軸も虚数軸も畳み込み処理を行う必要があるが、ヒルベルト変換を利用したフィルタの場合には、一方の特性がフラットな特性となるため、フラットな特性となる軸の処理は遅延処理に置き換えることができる。すなわち、フラットな特性となる軸の処理は、実数軸と虚枢軸との遅延量を一致させるために、一方の軸に挿入されたヒルベルト変換フィルタの遅延時間相当の遅延処理を行えばよいので、フィルタ演算量は半分に削減される。従って、回路構成を簡略化することができる。
【００１５】
請求項７の発明に係る無線機は、複素中間周波数信号を送信データで変調する変調器（例えば実施の形態の変調器２１）と、前記変調器が出力する変調後の複素中間周波数信号に、該変調器より後段で発生する実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う特性補償器（例えば実施の形態の特性補償器２２）と、前記特性補償器の出力における目的信号を、更に高周波数の信号へ周波数変換する第１の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器２４の１０ａ〜１０ｇにより構成される部分）と、前記特性補償器の出力における非目的信号を、前記第１の周波数変換器が出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換する第２の周波数変換器（例えば実施の形態の周波数変換器２４の１１ａ〜１１ｇにより構成される部分）と、前記第１の周波数変換器が出力する複素数信号と前記第２の周波数変換器が出力する複素数信号との実数軸信号同士、及び虚数軸信号同士をそれぞれ加算する加算器（例えば実施の形態の加算器２５、２６）と、前記加算器が出力する複素数信号に対して実数出力信号を得る直交変調器（例えば実施の形態の直交変調器２９）とを備えたことを特徴とする。
【００１６】
以上の構成を備えた無線機は、変調器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に近いと共に該直流成分に対称な周波数の信号として生成し、後段に接続された直交変調器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力すると共に、第１及び第２の周波数変換器によって特性補償器の出力における目的信号と非目的信号の周波数を送信周波数の信号へ変換することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交変調器の直交性誤差の補償を行うことができる。
【００１７】
請求項８の発明に係る無線機は、請求項７に記載の無線機において、前記第１、または第２の周波数変換器の一方が、もう一方の周波数変換器に用いる複素ローカル信号の複素共役信号を、自身のローカル信号として利用することを特徴とする。
以上の構成を備えた無線機は、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
図１を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００１９】
また、直交検波器２の出力には、その処理部のバラツキや諸特性の変動により発生する複素信号の直交性誤差が、理想的な信号には存在しないイメージ信号として出現する。
この時、直交検波器２の入力において、直交検波器２の出力における希望信号のイメージ周波数に非希望信号が存在すると、希望信号には該非希望信号のイメージ信号が、また、非希望信号には該希望信号のイメージ信号が、それぞれ出現する。
【００２０】
以下の説明では、非希望信号のイメージ信号を含む希望信号を準希望信号、希望信号のイメージ信号を含む非希望信号を準非希望信号として説明する。また、準希望信号と準非希望信号とを数式を用いて説明すると、ローカル信号「ｌｏ（ωcｔ）＝Ａｃｏｓ（ωc1ｔ）−ｊＢｓｉｎ（ωc1ｔ）」とする直交検波器２へ希望信号「Ｄ＝ｃｏｓ（ω1ｔ）」を入力することにより、直交検波器出力ｆｄとして下記（１）式を得る。
【数１】
【数２】
それぞれ（１）式と（２）式において、第１項が本来の出力であって、第２項がイメージ信号である。
従って、直交検波器２の出力は、（１）式と（２）式とを加算した信号であるので、（１）式の第１項と（２）式の第２項を加算した信号が下記（３）式で示す準希望信号ｆｄ’となる。
【数３】
【数４】
【数５】
従来の受信機では、（３）式の第２項を打ち消すために、（４）式の複素共役信号に（５）式の逆数を乗算し（３）式から減算していたが、このままでは信号の周波数が高すぎるので、本実施の形態の受信機では、更に準希望信号ｆｄ’と非準希望信号ｆｕ’を、それぞれ周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換してから処理する。
この時の周波数変換量を「ωc2」とすると、準希望信号ｆｄ’と準非希望信号ｆｕ’から、それぞれ下記（６）式で示す準希望信号ｆｄ”と、下記（７）式で示す準非希望信号ｆｕ”とを得る。
【数６】
従って、本実施の形態の受信機では、（６）式の第２項を打ち消すために、下記（８）式に示すように、（７）式の複素共役信号に（５）式の逆数を乗算し（６）式から減算することにより、準希望信号”の中に存在する非希望信号「ｃｏｓ（ω2ｔ）」のイメージ信号をキャンセルする。
【数８】
そこで、まず周波数変換器５によって、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）して準希望信号Ｓ２を求め、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）して準非希望信号Ｓ４を求める。
そして、デシメータ６により、周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換された準希望信号Ｓ２及び準非希望信号Ｓ４に対して、それぞれフィルタリングとダウンサンプリングが行われる。
【００２５】
次に、ダウンサンプリングされた準希望信号Ｓ３と準非希望信号Ｓ５は、特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、デシメータ６から入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様にデシメータ６から入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
【００２６】
また、直交検波器２について更に説明すると、直交検波器２は、アンテナ１により受信した受信信号の搬送波周波数と同一の第１の周波数の複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器１ａと、アンテナ１により受信した実数受信信号に、直交キャリア発振器１ａが出力する第１の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号”−ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器１ｂ及び乗算器１ｃとを備え、受信した実数受信信号に対して直交変換を行い複素受信信号Ｓ１を得る。
【００２７】
次に、周波数変換器５について更に説明すると、周波数変換器５は、図２に示すように、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するために、準希望信号の周波数より所定値だけ低い第２の周波数の複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器２ａと、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号”−ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器２ｂ及び乗算器２ｃと、更に乗算器２ｂの出力から乗算器２ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｔ１．Ｉ）とする減算器２ｄとを備えている。
【００２８】
また、周波数変換器５は、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の虚数軸信号”−ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器２ｅ及び乗算器２ｆと、更に乗算器２ｅの出力に乗算器２ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｔ１．Ｑ）とする加算器２ｇとを備えている。
【００２９】
また、周波数変換器５は、準非希望信号を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するために、直交キャリア発振器２ａが出力する虚数軸信号の符号を反転させて、第２の周波数の複素ローカル信号の複素共役信号を得る符号反転器３ａと、（Ｓ２．Ｉ、Ｓ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第３の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の遅れた虚数軸信号”ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器３ｂ及び乗算器３ｃと、更に乗算器３ｂの出力から乗算器３ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｔ２．Ｉ）とする減算器３ｄとを備えている。
【００３０】
更に、周波数変換器５は、（Ｓ２．Ｉ、Ｓ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器２ａが出力する第２の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第３の周波数のローカル信号の虚数軸信号”ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器３ｅ及び乗算器３ｆと、更に乗算器３ｅの出力に乗算器３ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｔ２．Ｑ）とする加算器３ｇとを備えている。
【００３１】
なお、直交キャリア発振器２ａの代わりに、準非希望信号を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するための複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器を備えて、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換するための複素ローカル信号は、該直交キャリア発振器が出力する複素ローカル信号の複素共役信号を利用するようにしても良い。
【００３２】
次に、デシメータ６について更に説明すると、デシメータ６は、図３に示すように、（Ｊ１．Ｉ、Ｊ１．Ｑ）端子から入力された信号のサンプリング周波数を低くした場合にエイリアシングが発生する周波数帯域の信号を除去すると共に、準希望信号と準非希望信号とを分離するために、周波数変換器５の出力における準希望信号の周波数帯域を通過帯域として、準希望信号を抽出するバンドパスフィルタ４ａと、バンドパスフィルタ４ａの出力信号のデータを間引くダウンサンプラ４ｂとを備えている。
【００３３】
また、デシメータ６は、バンドパスフィルタ４ａと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有し、（Ｊ２．Ｉ、Ｊ２．Ｑ）端子から入力された信号のサンプリング周波数を低くした場合にエイリアシングが発生する周波数帯域の信号を除去すると共に、準希望信号と準非希望信号とを分離するために、周波数変換器５の出力における準非希望信号の周波数帯域を通過帯域として、準非希望信号を抽出するバンドパスフィルタ４ｃと、バンドパスフィルタ４ｃの出力信号のデータを間引くダウンサンプラ４ｄとを備えている。
【００３４】
なお、バンドパスフィルタ４ａ、４ｃのフィルタ係数は、バンドパスフィルタ４ａ、４ｃの一方が、もう一方のフィルタに用意された複素係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、バンドパスフィルタ４ａ、４ｃが互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現する。
【００３５】
更に、特性補償器７について更に説明すると、図４に示すように、特性補償器７の基本回路は、（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子から入力された準非希望信号の虚数軸信号（Ｘ２．Ｑ）に”−１”を乗算して、準非希望信号Ｓ５の複素共役信号Ｓ６を作成するための乗算器５ａと、作成された複素共役信号（Ｘ２．Ｉ、−Ｘ２．Ｑ）の実数軸信号（Ｘ２．Ｉ）及び虚数軸信号（−Ｘ２．Ｑ）のそれぞれに係数”ａ”を乗算してイメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を得る乗算器５ｂ、及び乗算器５ｃと、（Ｘ１．Ｉ、Ｘ１．Ｑ）端子に入力された準希望信号Ｓ３からイメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を減算してイメージ信号をキャンセルする減算器５ｄ、及び減算器５ｅとを備えている。
【００３６】
本実施の形態の受信機に用いられる特性補償器７の基本回路では、準希望信号のレベルが最小になるように係数”ａ”の値を調整するか、スペクトラムアナライザなどで準非希望信号のレベルを最小にするように係数”ａ”を調整することで本発明の目的が達成できる。このように、この調整方法は、従来の方法が位相と振幅の両方の調整を必要としたのに比較し、非常に簡単な方法で目的が達成できる。更に、入力信号を遮断してキャリブレーション信号を入力する場合、出力信号レベルを最小とする単純な方法により目的を達成できる。
なお、上述の基本回路では、乗算器５ｂに入力する係数を”ａ”、乗算器５ｃに入力する係数を”−ａ”とすることで、乗算器５ａを省略しても良い。
【００３７】
次に、本実施の形態の受信機によるイメージ信号抑圧動作を、図５に示す模式図を用いて説明する。
まず、図５（ａ）に示すように、図１の直交検波器２の出力において複素受信信号Ｓ１は、希望信号Ｄと非希望信号Ｕとが、それぞれのイメージ信号Ｄ’とＵ’とを図示するように包含して準希望信号と準非希望信号として存在するものとする。
これに対して、周波数変換器５は、図５（ｂ）に示すように、希望信号Ｄ（準希望信号）の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換して信号Ｓ２を生成し、この出力をデシメータ６のバンドパスフィルタ４ａがフィルタリングを行うことで、図５（ｃ）に示すように、サンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に準非希望信号を除去し、更にダウンサンプラ４ｂによってデータを間引いて、非希望信号Ｕのイメージ信号Ｕ’を含む低いサンプリングレートの準希望信号Ｓ３を抽出する。
【００３８】
一方、同様に周波数変換器５は、図５（ｄ）に示すように、非希望信号Ｕ（準非希望信号）の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換して信号Ｓ４を生成し、この出力をデシメータ６のバンドパスフィルタ４ｃがフィルタリングを行うことで、図５（ｅ）に示すように、サンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に準希望信号を除去し、更にダウンサンプラ４ｄによってデータを間引いて、希望信号Ｄのイメージ信号Ｄ’を含む低いサンプリングレートの準非希望信号Ｓ５を抽出する。
【００３９】
抽出された準希望信号Ｓ３と準非希望信号Ｓ５は特性補償器７に入力され、特性補償器７では、乗算器５ａによって準非希望信号Ｓ５の虚数軸信号の符号を反転して共役複素準非希望信号Ｓ６を生成すると共に、乗算器５ｂ、５ｃによって計数ａを用いてレベルを調整し、イメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を生成する。
そして、準希望信号Ｓ３からイメージ周波数妨害キャンセル信号ａＳ６を差し引くと、準希望信号Ｓ３中の非希望信号Ｕのイメージ信号Ｕ’がキャンセルされるので、希望信号Ｄを抽出することができる。
【００４０】
以上説明したように、第１の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、周波数変換器５によって更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へ周波数変換し、デシメータ６によってサンプリングレートの低い信号へ変換することで、特性補償器７における演算量を削減することができる。
【００４１】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
図６は、本発明の第２の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施の形態の受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機の周波数変換器５とデシメータ６に含まれるバンドパスフィルタ４ａ、４ｃの接続順序を交換したことを特徴とする。
すなわち、図６を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００４２】
次に、ＡＤＣ３、４の出力においてサンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に、ＡＤＣ３、４の出力に含まれる準希望信号と準非希望信号とを分離するために、ＡＤＣ３、４の出力における準希望信号の周波数帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタ９により準希望信号を抽出する。
また、同様に、バンドパスフィルタ９と周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有し、サンプリング周波数毎に繰り返される受信信号の折り返しを除去すると共に、ＡＤＣ３、４の出力に含まれる準希望信号と準非希望信号とを分離するために、ＡＤＣ３、４の出力における準非希望信号の周波数帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタ１０により準非希望信号を抽出する。
【００４３】
なお、バンドパスフィルタ９、１０のフィルタ係数は、バンドパスフィルタ９、１０の一方が、もう一方のフィルタに用意された複素係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、バンドパスフィルタ９、１０が互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現する。
【００４４】
そして、準希望信号と準非希望信号とが分離できたら、周波数変換器５によって、まず準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
また、周波数変換器５が出力する準希望信号のサンプリングレートを変換して低いサンプリングレートの信号とするダウンサンプラ１１と、周波数変換器５が出力する準非希望信号のサンプリングレートを変換して低いサンプリングレートの信号とするダウンサンプラ１２とによって、周波数変換器５が出力する準希望信号と準非希望信号とを、それぞれサンプリングレートの低い信号へ変換する。
【００４５】
次に、ダウンサンプリングされた準希望信号と準非希望信号は、特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、ダウンサンプラ１１から入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様にダウンサンプラ１２から入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
なお、直交検波器２や周波数変換器５の詳細は、第１の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００４６】
以上説明したように、第２の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、バンドパスフィルタ９、１０によりそれぞれ準希望信号と準非希望信号とに分離してから、周波数変換器５によって更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へ周波数変換し、ダウンサンプラ１１、１２によってサンプリングレートの低い信号へ変換することで、特性補償器７における演算量を削減することができる。
【００４７】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。
本発明の第３の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機において、デシメータ６の代わりに、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧するフィルタによって準希望信号と準非希望信号とを分離することを特徴とする。
すなわち、図７を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
【００４８】
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
次に、周波数変換器５によって、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
【００４９】
そして、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧し、入力された信号を周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性を有する２個の出力に分離して出力する正負分離フィルタを２個用いることによって、周波数変換器５の出力から準希望信号の周波数帯域と準非希望信号の周波数帯域とを分離して抽出する。具体的には、周波数変換器５の（Ｔ１．Ｉ、Ｔ１．Ｑ）端子に接続された正負分離フィルタ１３ａの（Ｐ１．Ｉ、Ｐ１．Ｑ）端子に準希望信号を抽出する。また、周波数変換器５の（Ｔ２．Ｉ、Ｔ２．Ｑ）端子に接続された正負分離フィルタ１３ｂの（Ｐ２．Ｉ、Ｐ２．Ｑ）端子に準非希望信号を抽出する。
【００５０】
また、抽出した準希望信号と準非希望信号は特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様に入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
なお、直交検波器２や周波数変換器５の詳細は、第１の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００５１】
次に、正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂについて更に説明すると、正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂは、それぞれ図８に示すように、ヒルベルト変換器６ｂ、６ｅと、ヒルベルト変換器６ｂ、６ｅの遅延量を補償するための遅延器６ａ、６ｄを備えており、減算器６ｃにより、（Ｏ．Ｉ、Ｏ．Ｑ）端子から入力された実数軸信号（Ｏ．Ｉ）の遅延信号から、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）のヒルベルト変換後の信号を減算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の正の周波数成分の実数軸信号（Ｐ１．Ｉ）とし、加算器６ｆにより、実数軸信号（Ｏ．Ｉ）のヒルベルト変換後の信号と、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）の遅延信号を加算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の正の周波数成分の虚数軸信号（Ｐ１．Ｑ）として、（Ｐ１．Ｉ、Ｐ１．Ｑ）端子に出力する。
【００５２】
また、加算器６ｇにより、（Ｏ．Ｉ、Ｏ．Ｑ）端子から入力された実数軸信号（Ｏ．Ｉ）の遅延信号と、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）のヒルベルト変換後の信号を加算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の負の周波数成分の実数軸信号（Ｐ２．Ｉ）とし、減算器６ｈにより、実数軸信号（Ｏ．Ｉ）のヒルベルト変換後の信号から、虚数軸信号（Ｏ．Ｑ）の遅延信号を減算した信号を、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性の正の周波数成分の虚数軸信号（Ｐ２．Ｑ）として、（Ｐ２．Ｉ、Ｐ２．Ｑ）端子に出力する。
なお、ヒルベルト変換器６ｂ、６ｅにはＦＩＲフィルタを用いるだけでなく、ＩＩＲフィルタを用いることで、より少ない演算量で良好な特性を実現することが可能である。
【００５３】
以上説明したように、第３の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号の周波数を、周波数変換器５によって、それぞれ更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換し、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧する正負分離フィルタを２個（正負分離フィルタ１３ａ、１３ｂ）用いることにより準希望信号と準非希望信号とを分離することで、確実に特性補償器７へ準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００５４】
（第４の実施の形態）
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。
本発明の第４の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第２の実施の形態の受信機において、バンドパスフィルタ９、１０の代わりに、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧するフィルタによって準希望信号と準非希望信号とを分離することを特徴とする。
すなわち、図９を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００５５】
次に、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧し、入力された信号を周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性を有する２個の出力に分離して出力する正負分離フィルタ１３ａによって、ＡＤＣ３、４の出力における準希望信号の周波数帯域と準非希望信号の周波数帯域とを分離する。
そして、準希望信号と準非希望信号とが分離できたら、周波数変換器５によって、準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
【００５６】
次に、周波数変換された準希望信号と準非希望信号は、特性補償器７へ入力され、特性補償器７では、周波数変換器５から入力された準希望信号に含まれる非希望信号のイメージ信号を、同様に周波数変換器５から入力された準非希望信号の複素共役信号を用いて抑圧する。
そして、特性補償器７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
なお、直交検波器２や周波数変換器５の詳細は、第１の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。また、正負分離フィルタ１３ａについても、第３の実施の形態で説明した正負分離フィルタ１３ａまたは正負分離フィルタ１３ｂと同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００５７】
以上説明したように、第４の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧する正負分離フィルタ１３ａによって準希望信号と準非希望信号とを分離し、更に周波数変換器５によって、それぞれ更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換することで、少ない回路規模で確実に特性補償器７へ準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００５８】
（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。
本発明の第５の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第４の実施の形態の受信機において、２複素信号入力１複素信号出力の特性補償器７の代わりに、１複素信号入力１複素信号出力の特性補償器によって構成することを特徴とする。
すなわち、図１０を参照して、本実施の形態の受信機を説明すると、受信機は、信号をアンテナ１を介して受信すると、直交検波器２によって、受信した実信号を中間周波数（ＩＦ周波数）の複素受信信号Ｓ１に変換する。
次に、受信信号を中間周波数の複素受信信号Ｓ１へ変換したら、サンプリング定理に従って所定のサンプリング周波数により入力された信号を量子化するＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）３、４を用いて、直交検波器２により複素信号に変換された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号及び虚数軸信号それぞれをディジタル信号化する。
【００５９】
次に、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧し、周波数ゼロの直流成分に対称な通過帯域特性を有する２個の出力に、入力された信号を分離して出力する正負分離フィルタ１３ａによって、ＡＤＣ３、４の出力における準希望信号の周波数帯域と準非希望信号の周波数帯域とを分離する。
そして、準希望信号と準非希望信号とが分離できたら、周波数変換器５によって、まず準希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のマイナス方向へ移動）し、同様に、準非希望信号の周波数を、更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へと周波数変換（周波数軸上のプラス方向へ移動）する。
【００６０】
次に、周波数変換された準希望信号と準非希望信号は、加算器１４、１５を用いて実数軸信号同士、及び虚数軸信号同士が加算されて合成される。
そして、合成された信号は、デシメータ１６へ入力され、フィルタリングとダウンサンプリングが行われる。
次に、ダウンサンプリングされた合成信号は、特性補償器１７へ入力され、特性補償器１７では、直交性および振幅の誤差が補償される。
なお、特性補償器１７の出力は検波器８によって復調されてディジタル信号列のデータへ変換される。
【００６１】
更に特性補償器１７について説明すると、図１１は、特性補償器１７を適応信号処理を用いて実現する場合の一例であって、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される実数軸信号（Ｘ．Ｉ）と虚数軸信号（Ｘ．Ｑ）に対して、係数の更新式
ｈ1,k＝ｈ1,k-1＋μ×（Ｙ．Ｑ）×（Ｘ．Ｑ）×ｅ
ｈ2,k＝ｈ2,k-1＋μ×（Ｙ．Ｉ）×（Ｘ．Ｑ）×ｅ
ｈ3,k＝ｈ3,k-1＋μ×（Ｙ．Ｉ）×（Ｘ．Ｉ）×ｅ
（ただし、σは所望の信号振幅値を示し、ｅ＝σ2−（（Ｙ．Ｉ）2＋（Ｙ．Ｑ）2）とする）により適応的に更新される係数ｈ1、ｈ2およびｈ3により、
（Ｙ．Ｉ）＝ｈ3×（Ｘ．Ｉ）
（Ｙ．Ｑ）＝ｈ1×（Ｘ．Ｑ）＋ｈ2×（Ｘ．Ｉ）
の処理を行って、直交性および振幅の誤差が補償された実数軸信号（Ｙ．Ｉ）及び虚数軸信号（Ｙ．Ｑ）を得る。
【００６２】
なお、乗算器９ａは、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される実数軸信号（Ｘ．Ｉ）に係数ｈ3を乗算し、（Ｙ．Ｉ、Ｙ．Ｑ）端子から出力される実数軸信号（Ｙ．Ｉ）とする。乗算器９ｂは、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される実数軸信号（Ｘ．Ｉ）に係数ｈ2を乗算し、同様に乗算器９ｃは、（Ｘ．Ｉ、Ｘ．Ｑ）端子から入力される虚数軸信号（Ｘ．Ｑ）に係数ｈ1を乗算する。そして、加算器９ｄによって、乗算器９ｂの出力と乗算器９ｃの出力とを加算し、（Ｙ．Ｉ、Ｙ．Ｑ）端子から出力される虚数軸信号（Ｙ．Ｑ）とする。
【００６３】
なお、直交検波器２や周波数変換器５、正負分離フィルタ１３ａの詳細は、第４の実施の形態と同一であるので、ここでは説明を省略する。また、デシメータ１６は、準希望信号や準非希望信号の折り返しを除去するために、加算器１４、１５によって合成された信号の周波数帯域を通過帯域として、この信号を抽出する実係数のローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力信号のサンプリングレートを変換して低いサンプリングレートの信号とするダウンサンプラとを、それぞれ実数軸信号用及び虚数軸信号用として備え、合成された信号の実数軸信号と虚数軸信号のそれぞれにフィルタリングとダウンサンプリングを実行するものとする。
【００６４】
以上説明したように、第５の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２が出力する準希望信号及び準非希望信号を、周波数変換器５によって更に周波数ゼロの直流成分に近い信号へ周波数変換し、デシメータ１６によってサンプリングレートの低い信号へ変換することで、特性補償器における演算量を削減することができると共に、特性補償器に簡単な構成の特性補償器１５を用いることで、少ない演算量と回路規模で良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００６５】
（第６の実施の形態）
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。
本発明の第６の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機において、図２を用いて説明した周波数変換器５に含まれる乗算器を共用化して、回路を簡略化することを特徴とする。
すなわち、図１２を参照して本実施の形態の受信機において周波数変換器５として用いられる合成複素ミキサについて説明すると、図１２は、第１の実施の形態において図２を用いて説明した周波数変換器５の乗算器２ｂ、乗算器２ｃ、乗算器２ｅ、及び乗算器２ｆで構成する複素ミキサと、乗算器３ｂ、乗算器３ｃ、乗算器３ｅ、及び乗算器３ｆで構成する複素ミキサとの乗算器を共用化する合成複素ミキサの構成を示すブロック図であって、合成複素ミキサは、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器７ａの発生する第２の周波数のローカル信号の実数軸信号ｃｏｓと、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号−ｓｉｎとをそれぞれ乗算する乗算器７ｂ及び乗算器７ｃとを備え、乗算器７ｃの出力の符号を符号反転器７ｄによって反転すると共に、加算器７ｅを用いて、これを乗算器７ｂの出力に加算して２個ある実数軸信号出力の内の実数軸信号出力（Ｔ１．Ｉ）とする。
【００６６】
また合成複素ミキサは、（Ｓ１．Ｉ、Ｓ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｓ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｓ１．Ｑ）とに、同様に外部に接続された直交キャリア発振器７ａの発生する第２の周波数のローカル信号の虚数軸信号−ｓｉｎと、実数軸信号ｃｏｓとをそれぞれ乗算する乗算器７ｆ及び乗算器７ｇとを備え、加算器７ｈによって、乗算器７ｆの出力に乗算器７ｇの出力を加算して２個ある虚数軸信号出力の内の虚数軸信号出力（Ｔ１．Ｑ）とする。
【００６７】
更に、合成複素ミキサは、加算器７ｉによって、乗算器７ｂの出力に乗算器７ｃの出力を加算して２個ある実数軸信号出力の内の実数軸信号出力（Ｔ２．Ｉ）とし、乗算器７ｆの出力の符号を符号反転器７ｊによって反転すると共に、加算器７ｋによって、これを乗算器７ｇの出力に加算して２個ある虚数軸信号出力の内の虚数軸信号出力（Ｔ２．Ｑ）とする。
なお、周波数変換器５の内部構成以外は、上述の第１の実施の形態の構成と同一であるので、ここでは周波数変換器５以外の構成要素の説明は省略する。
【００６８】
以上説明したように、第６の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、特性補償器７において準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、第１の実施の形態において用いられた周波数変換器５の８個の乗算器を共用化して半分の４個に削減することで、更に少ない回路規模で特性補償器７に準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００６９】
なお、上述の第３の実施の形態においても、周波数変換器５として、本実施の形態において図１２を用いて説明した合成複素ミキサを利用することで、本実施の形態と同様に、更に少ない回路規模で特性補償器７に準希望信号と準非希望信号とを分離して入力し、良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００７０】
（第７の実施の形態）
次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。
本発明の第７の実施の形態の無線機で実現した受信機は、上述の第１の実施の形態の受信機において、図４を用いて説明した特性補償器７に適応処理を導入することを特徴とする。
すなわち、図１３を参照して本実施の形態の受信機において特性補償器７として用いられる適応処理を導入した特性補償器について説明すると、図１３は、第１の実施の形態において図４を用いて説明した特性補償器７に適応処理を導入した構成を示すブロック図であって、適応処理を導入した特性補償器は、（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子から入力された準非希望信号の虚数軸信号（Ｘ２．Ｑ）に”−１”を乗算することで、虚数軸信号（Ｘ２．Ｑ）の符号を反転させて、入力された準非希望信号の複素共役信号を作成するための乗算器８ａと、特性補償器７の出力信号（Ｙ．Ｉ、Ｙ．Ｑ）を誤差信号、作成された複素共役信号を参照信号として、フィルタの係数を制御する適応フィルタの中心部分ＬＭＳコア８ｂとを備えている。
【００７１】
また、適応処理を導入した特性補償器は、ＬＭＳコア８ｂの出力（イメージ周波数妨害キャンセル信号）の信号レベルを調整する実数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｃ、及び虚数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｄと、ＡＴＴ８ｃとＡＴＴ８ｄにより調整されたイメージ周波数妨害キャンセル信号を、（Ｘ１．Ｉ、Ｘ１．Ｑ）端子に入力された準希望信号にそれぞれ合成する実数軸側の減算器８ｅ、及び虚数軸側の減算器８ｆとを備えている。
【００７２】
ここで、ＬＭＳコア８ｂは、（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子に入力された準非希望信号から生成した複素共役信号を参照信号Ｓとして、（Ｘ１．Ｉ、Ｘ１．Ｑ）端子に入力された準希望信号中に存在する直交検波器２で発生した非希望信号のイメージ信号と、参照信号Ｓとの誤差を最小にするように働く。誤差が完全に無いとき非希望信号のイメージ信号は完全に抑圧されるので、特性補償器７の適応精度限界までイメージ信号抑圧特性を向上できる。
また、特性補償器７は、適応処理時にキャリブレーション信号を入力して適応フィルタの係数を求めても良い。
【００７３】
また、ＬＭＳコア８ｂの出力の信号レベルを調整する実数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｃ、及び虚数軸側信号アッテネータＡＴＴ８ｅは、ＬＭＳコア８ｂのフィルタ係数語長を最小限の係数語長で動作させるために挿入する。これは、非希望信号のイメージ信号が、適応フィルタに参照信号として入力される（Ｘ２．Ｉ、Ｘ２．Ｑ）端子に入力された準非希望信号から生成した複素共役信号より、信号レベルが非常に小さくなるために行うものであって、アッテネータを用いない場合は、ＬＭＳコア８ｂは係数値の大きさを可変することにより、出力であるイメージ周波数妨害キャンセル信号を非希望信号のイメージ信号と同一レベルに可変する。しかし、係数値を小さくしなければいけないとき、これはフィルタ係数語長を短くすることと等しく適応精度が下がるので好ましくない。
【００７４】
また、アナログ部の特性変化が短い時間で生じることはないから、非希望信号のイメージ信号が時間軸上で緩やかに変動する場合、適応処理を常に動作させる必要はない。そこで、必要な時以外は、適応フィルタの適応動作を停止して信号を処理することができる。具体的には、特性補償器７のＬＭＳコア８ｂの適応処理のＯＮ／ＯＦＦ（作動／停止）を制御することで、所定の時間だけ適応処理を行い、残りの時間は求めた係数（適応処理を停止した際に保持された最終の係数）、あるいは固定係数データによりＬＭＳコア８ｂの適応フィルタをイコライザとして動作させ、これを繰り返すことにより目的を達成することができる。
【００７５】
以上説明したように、第７の実施の形態の受信機によれば、直交検波器２の出力において準希望信号の中に発生する非希望信号のイメージ信号を、準非希望信号から生成する非希望信号のイメージ信号のレプリカを利用して補償する際に、第１の実施の形態において用いられた特性補償器７に適応処理を導入することで、直交検波器２の特性変動に追従して良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００７６】
なお、上述の第２から第４、及び第６の実施の形態においても、特性補償器７として、本実施の形態において図１３を用いて説明した適応処理を導入した特性補償器を利用することで、本実施の形態と同様に、直交検波器２の特性変動に追従して良好な直交性誤差の補償を行うことができる。
【００７７】
（第８の実施の形態）
次に、本発明の第８の実施の形態について説明する。
図１４は、本発明の第８の実施の形態の無線機で実現した送信機の構成を示すブロック図である。
図１４を参照して、本実施の形態の送信機を説明すると、送信機は、変調器２１において、直交する中間周波数（ＩＦ周波数）の複素キャリア信号を用意し、複素キャリア信号を送信データで変調し送信信号を作成する。
次に、特性補償器２２において変調器２１より後段で発生する実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行うことにより、予め直交性誤差の逆特性が付加されて、元の複素キャリア信号と該複素キャリア信号の複素共役信号との合成送信信号が生成される。
【００７８】
そして、インタポレータ２３によって、フィルタリングにより合成送信信号の正負の周波数成分の分離が行われ、元の複素キャリア信号と該複素キャリア信号の複素共役信号とに分離されると共に、アナログ信号への変換を容易にするために、アップサンプリングが行われる。
次に、それぞれ分離された元の複素キャリア信号と該複素キャリア信号の複素共役信号の周波数は、周波数変換器２４によって、直交変調器２９の入力周波数と、該入力周波数の複素共役周波数とへ、それぞれ周波数変換される。
そして、加算器２５、２６によって実数軸信号同士及び虚数軸信号同士が合成され、更にＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）２７、２８によって実数軸信号及び虚数軸信号がアナログ信号化されてから直交変調器２９へ入力される。
また、直交変調器２９では、入力された複素信号を送信周波数に周波数変換すると共に、周波数変換後の信号の実数軸信号のみをアンテナ３０へ出力する。
【００７９】
次に、インタポレータ２３について更に説明すると、インタポレータ２３は、図１５に示すように、（Ｍ．Ｉ、Ｍ．Ｑ）端子から入力された信号のデータを補間するアップサンプラ１２ａと、アップサンプラ１２ａの出力において、元の複素キャリア信号の折り返しを除去すると共に、元の複素キャリア信号とその複素共役信号とを分離するために、特性補償器２２の出力における元の複素キャリア信号の周波数帯域を通過帯域として、元の複素キャリア信号を抽出するバンドパスフィルタ１２ｂとを備えている。
【００８０】
また、インタポレータ２３は、アップサンプラ１２ａの出力において、元の複素キャリア信号の複素共役信号の折り返しを除去すると共に、元の複素キャリア信号とその複素共役信号とを分離するために、特性補償器２２の出力における元の複素キャリア信号の複素共役信号の周波数帯域を通過帯域として、元の複素キャリア信号の複素共役信号を抽出するバンドパスフィルタ１２ｃとを備えている。
【００８１】
なお、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃのフィルタ係数は、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃの一方が、もう一方のフィルタに用意された複素係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃが互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現する。
また、特性補償器２２には、第５の実施の形態において図１１を用いて説明した特性補償器１７と同様のものが用いられる。
【００８２】
次に、周波数変換器２４について更に説明すると、周波数変換器２４は、図１６に示すように、元の複素キャリア信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数へと周波数変換するために、元の複素キャリア信号の周波数の周波数より所定値だけ低い第４の周波数の複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器１０ａと、（Ｖ１．Ｉ、Ｖ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の遅れた虚数軸信号”ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器１０ｂ及び乗算器１０ｃと、更に乗算器１０ｂの出力から乗算器１０ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｗ１．Ｉ）とする減算器１０ｄとを備えている。
【００８３】
また、周波数変換器２４は、（Ｖ１．Ｉ、Ｖ１．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ１．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ１．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の虚数軸信号”ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器１０ｅ及び乗算器１０ｆと、更に乗算器１０ｅの出力に乗算器１０ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｗ１．Ｑ）とする加算器１０ｇとを備えている。
【００８４】
また、周波数変換器２４は、元の複素キャリア信号の複素共役信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数の複素共役周波数へと周波数変換するために、直交キャリア発振器１０ａが出力する虚数軸信号の符号を反転させて、第４の周波数の複素ローカル信号の複素共役信号を得る符号反転器１１ａと、（Ｖ２．Ｉ、Ｖ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第５の周波数のローカル信号の実数軸信号”ｃｏｓ”と、実数軸信号より９０度位相の進んだ虚数軸信号”−ｓｉｎ”とをそれぞれ乗算する乗算器１１ｂ及び乗算器１１ｃと、更に乗算器１１ｂの出力から乗算器１１ｃの出力を減算して実数軸信号出力（Ｗ２．Ｉ）とする減算器１１ｄとを備えている。
【００８５】
更に、周波数変換器２４は、（Ｖ２．Ｉ、Ｖ２．Ｑ）端子から入力された複素受信信号Ｓ１の実数軸信号（Ｖ２．Ｉ）と虚数軸信号（Ｖ２．Ｑ）とに、直交キャリア発振器１０ａが出力する第４の周波数のローカル信号の複素共役信号として生成した第５の周波数のローカル信号の虚数軸信号”−ｓｉｎ”と、実数軸信号”ｃｏｓ”とをそれぞれ乗算する乗算器１１ｅ及び乗算器１１ｆと、更に乗算器１１ｅの出力に乗算器１１ｆの出力を加算して虚数軸信号出力（Ｗ２．Ｑ）とする加算器１１ｇとを備えている。
【００８６】
なお、直交キャリア発振器１０ａの代わりに、元の複素キャリア信号の複素共役信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数の複素共役周波数へと周波数変換するための複素ローカル信号を出力する直交キャリア発振器を備えて、元の複素キャリア信号の周波数を直交変調器２９の入力周波数へと周波数変換するための複素ローカル信号は、該直交キャリア発振器が出力する複素ローカル信号の複素共役信号を利用するようにしても良い。
【００８７】
また、上述の第８の実施の形態の送信機は、インタポレータ２３に含まれるバンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃと周波数変換器２４との位置を前後で逆にしても同様な効果が得られる。ただし、バンドパスフィルタ１２ｂ、１２ｃの通過周波数帯域は、周波数変換器２４の出力における元の複素キャリア信号とその複素共役信号の周波数帯域に合わせるものとする。
【００８８】
以上説明したように、第８の実施の形態の送信機によれば、低い中間周波数の信号に対して、特性補償器２２によって低いサンプリング周波数のまま直交性誤差の補償処理を行い、補償処理後の信号をインタポレータ２３や周波数変換器２４を用いてサンプリング周波数と送信周波数の調整を行うことで、特性補償器２２における演算量を削減することができる。
【００８９】
なお、上述の第１から第８の実施の形態では、特性補償器７や特性補償器１７、及び特性補償器２２がディジタル回路で構成され、複素信号における直交性誤差の特性補償処理をディジタル信号処理により行うとして説明したが、第１から第８の実施の形態のようにＡ／Ｄ変換やＤ／Ａ変換を行わず、全てアナログ信号のままで、アナログ回路の特性補償器によって複素信号における直交性誤差の特性補償処理を行っても良い。
この場合、アナログ回路による特性補償処理であっても、ＲＦ周波数やＩＦ周波数よりも低い周波数において補償処理を行うことにより、パッシブ回路を用いても高い精度で補償を行うことができるため、常に動作状態にあり消費電力の大きいアクティブ回路を用いる必要がなく、消費電力を削減することが可能である。
【００９０】
【発明の効果】
以上の如く、請求項１に記載の無線機によれば、直交検波器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号として保持したまま、更に直流成分に近い周波数の信号へ変換し、直交検波器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交検波器の直交性誤差の補償を行うことができる。
従って、複素信号の直交性誤差を補償する特性補償器における消費電力を削減し、歪みのない信号を送受信可能な無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９１】
請求項２に記載の無線機によれば、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
従って、回路構成が簡略化された分だけ、更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９２】
請求項３及び請求項４に記載の無線機によれば、目的信号と非目的信号とを明確に分離して特性補償器へ入力することで、特性補償器における補償動作を正確に行うことができると共に、特性補償器に適応信号処理を用いた場合、適応特性を向上させることができる。
従って、高精度で複素信号の直交性誤差を補償し、歪みのない信号を送受信可能な無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９３】
請求項５に記載の無線機によれば、フィルタが複素係数を共有することで、一方のフィルタの複素係数メモリを省略し、回路構成を簡略化することができる。従って、回路構成が簡略化された分だけ、更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９４】
請求項６に記載の無線機によれば、ヒルベルト変換を利用して位相処理を行うことで、確実に非目的信号のイメージ信号を含む目的信号と、目的信号のイメージ信号を含む非目的信号とを分離して特性補償器へ入力すると共に、複素係数フィルタの実数軸または虚数軸の畳み込み処理の一方を遅延処理に置き換えて、フィルタ演算量を半分に削減し、回路構成を簡略化することができる。
従って、高精度で複素信号の直交性誤差を補償することができると共に、回路構成が簡略化された分だけ更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９５】
請求項７に記載の無線機によれば、変調器の出力における目的信号と非目的信号とを、周波数ゼロの直流成分に近いと共に該直流成分に対称な周波数の信号として生成し、直交変調器の直交性誤差の補償を行う特性補償器へ入力すると共に、特性補償器の出力における目的信号と非目的信号の周波数を送信周波数の信号へ変換することにより、サンプリング周波数を低く設定した特性補償器を用いて、直交変調器の直交性誤差の補償を行うことができる。
従って、複素信号の直交性誤差を補償する特性補償器における消費電力を削減し、歪みのない信号を送受信可能な無線機を実現することができるという効果が得られる。
【００９６】
請求項８に記載の無線機によれば、周波数変換器がローカル信号を共有することで、一方の周波数変換器の局部発振器を省略し、回路構成を簡略化することができる。
従って、回路構成が簡略化された分だけ、更に消費電力を削減した無線機を実現することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる周波数変換器の構成を示すブロック図である。
【図３】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられるデシメータの構成を示すブロック図である。
【図４】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる特性補償器の構成を示すブロック図である。
【図５】 同実施の形態の無線機で実現した受信機によるイメージ信号抑圧動作を示す模式図である。
【図６】 本発明の第２の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図７】 本発明の第３の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図８】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる正負分離フィルタの構成を示すブロック図である。
【図９】 本発明の第４の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】 本発明の第５の実施の形態の無線機で実現した受信機の構成を示すブロック図である。
【図１１】 同実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる特性補償器の構成を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の第６の実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる周波数変換器の構成を示すブロック図である。
【図１３】 本発明の第７の実施の形態の無線機で実現した受信機で用いられる特性補償器の構成を示すブロック図である。
【図１４】 本発明の第８の実施の形態の無線機で実現した送信機の構成を示すブロック図である。
【図１５】 同実施の形態の無線機で実現した送信機で用いられるインタポレータの構成を示すブロック図である。
【図１６】 同実施の形態の無線機で実現した送信機で用いられる周波数変換器の構成を示すブロック図である。
【図１７】 従来の受信機の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１、３０・・・アンテナ、２・・・直交検波器、３、４・・・ＡＤＣ（Ａ／Ｄ変換器）、５・・・周波数変換器、６・・・デシメータ、７・・・特性補償器、８・・・検波器、９、１０・・・バンドパスフィルタ、１１、１２・・・ダウンサンプラ、１３ａ、１３ｂ・・・正負分離フィルタ、１４、１５・・・加算器、１６・・・デシメータ、１７・・・特性補償器、２１・・・変調器、２２・・・特性補償器、２３・・・インタポレータ、２４・・・周波数変換器、２５、２６・・・加算器、２７、２８・・・ＤＡＣ（Ｄ／Ａ変換器）、２９・・・直交変調器、１ａ・・・直交キャリア発振器、１ｂ、１ｃ、２ｂ、２ｃ、２ｅ、２ｆ、３ｂ、３ｃ、３ｅ、３ｆ、５ａ、５ｂ、５ｃ、７ｂ、７ｃ、７ｆ、７ｇ、８ａ、９ａ、９ｂ、９ｃ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｅ、１０ｆ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｅ、１１ｆ・・・乗算器、２ａ、７ａ、１０ａ・・・直交キャリア発振器、２ｄ、３ｄ、５ｄ、５ｅ、６ｃ、６ｈ、８ｅ、８ｆ、１０ｄ、１１ｄ・・・減算器、２ｇ、３ｇ、６ｆ、６ｇ、７ｅ、７ｈ、７ｉ、７ｋ、９ｄ、１０ｇ、１１ｇ・・・加算器、３ａ、７ｄ、７ｊ、１１ａ・・・符号反転器、４ａ、４ｃ、１２ｂ、１２ｃ・・・バンドパスフィルタ、４ｂ、４ｄ・・・ダウンサンプラ、６ｂ、６ｅ・・・ヒルベルト変換器、６ａ、６ｄ・・・遅延器、８ｂ・・・ＬＭＳコア、８ｃ、８ｄ・・・ＡＴＴ、１２ａ・・・アップサンプラ
Claims (8)
- 実数入力信号に対して複素中間周波数信号を得る直交検波器と、
前記直交検波器の出力における目的信号を、更に低周波数の信号へ周波数変換する第１の周波数変換器と、
前記直交検波器の出力における非目的信号を、前記第１の周波数変換器が出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換する第２の周波数変換器と、
前記第１の周波数変換器の出力信号に対し、前記第２の周波数変換器の出力信号を利用して、前記直交検波器により前記目的信号に発生した実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う特性補償器と
を備えたことを特徴とする無線機。 - 前記第１、または第２の周波数変換器の一方が、もう一方の周波数変換器に用いる複素ローカル信号の複素共役信号を、自身のローカル信号として利用する
ことを特徴とする請求項１に記載の無線機。 - 前記直交検波器の出力における前記目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記直交検波器の出力信号から前記目的信号を抽出する第１のフィルタと、
前記第１のフィルタと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有すると共に、前記直交検波器の出力における前記非目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記直交検波器の出力信号から前記非目的信号を抽出する第２のフィルタと
を備え、
前記第１の周波数変換器が、前記第１のフィルタの出力を、更に低周波数の信号へ周波数変換し、
前記第２の周波数変換器が、前記第２のフィルタの出力を、前記第１の周波数変換器の出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換する
ことを特徴とする請求項１、または請求項２に記載の無線機。 - 前記第１の周波数変換器の出力における前記目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記第１の周波数変換器の出力信号から前記目的信号を抽出する第１のフィルタと、
前記第１のフィルタと周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を有すると共に、前記第２の周波数変換器の出力における前記非目的信号の周波数帯域を通過帯域とし、前記第２の周波数変換器の出力信号から前記非目的信号を抽出する第２のフィルタと
を備え、
前記特性補償器が、前記第１のフィルタの出力信号に対し、前記第２のフィルタの出力信号を利用して、前記直交検波器により前記目的信号に発生した実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う
ことを特徴とする請求項１、または請求項２に記載の無線機。 - 前記第１、及び第２のフィルタは、複素数信号を入出力する複素フィルタであって、
前記第１、または第２のフィルタの一方が、もう一方のフィルタに用意された複素フィルタ係数の虚数軸側の符号を反転して処理を行うことにより、前記第１、及び第２のフィルタが、互いに周波数ゼロの直流成分に対して対称な通過帯域特性を実現する
ことを特徴とする請求項３、または請求項４に記載の無線機。 - 前記第１、及び第２のフィルタが、ヒルベルト変換を利用した位相処理により不要な周波数成分を抑圧するフィルタである
ことを特徴とする請求項３、または請求項４に記載の無線機。 - 複素中間周波数信号を送信データで変調する変調器と、
前記変調器が出力する変調後の複素中間周波数信号に、該変調器より後段で発生する実数軸信号と虚数軸信号との間の直交性誤差の補償を行う特性補償器と、
前記特性補償器の出力における目的信号を、更に高周波数の信号へ周波数変換する第１の周波数変換器と、
前記特性補償器の出力における非目的信号を、前記第１の周波数変換器が出力する信号と周波数ゼロの直流成分に対称な周波数の信号へ周波数変換する第２の周波数変換器と、
前記第１の周波数変換器が出力する複素数信号と前記第２の周波数変換器が出力する複素数信号との実数軸信号同士、及び虚数軸信号同士をそれぞれ加算する加算器と、
前記加算器が出力する複素数信号に対して実数出力信号を得る直交変調器と
を備えたことを特徴とする無線機。 - 前記第１、または第２の周波数変換器の一方が、もう一方の周波数変換器に用いる複素ローカル信号の複素共役信号を、自身のローカル信号として利用する
ことを特徴とする請求項７に記載の無線機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002230517A JP3967226B2 (ja) | 2002-08-07 | 2002-08-07 | 無線機 |
| KR1020030049769A KR100957426B1 (ko) | 2002-08-07 | 2003-07-21 | 무선기 |
| US10/630,190 US7203473B2 (en) | 2002-08-07 | 2003-07-30 | Radio equipment |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002230517A JP3967226B2 (ja) | 2002-08-07 | 2002-08-07 | 無線機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004072532A JP2004072532A (ja) | 2004-03-04 |
| JP3967226B2 true JP3967226B2 (ja) | 2007-08-29 |
Family
ID=31492335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002230517A Expired - Fee Related JP3967226B2 (ja) | 2002-08-07 | 2002-08-07 | 無線機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7203473B2 (ja) |
| JP (1) | JP3967226B2 (ja) |
| KR (1) | KR100957426B1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5005179B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2012-08-22 | ソニー株式会社 | 固体撮像装置 |
| WO2006137325A1 (ja) | 2005-06-24 | 2006-12-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 無線受信装置 |
| JP2007104007A (ja) * | 2005-09-30 | 2007-04-19 | Toshiba Corp | 直交変調器及び直交変調器におけるベクトル補正方法 |
| KR100653199B1 (ko) * | 2005-11-18 | 2006-12-05 | 삼성전자주식회사 | 로컬 신호를 이용하여 수신 신호에서 리키지 성분을제거하는 ｒｆ 수신 장치 및 방법 |
| JP2007274165A (ja) | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Toshiba Corp | Ｉｐ電話システム |
| US20070281626A1 (en) * | 2006-06-05 | 2007-12-06 | Dobosz Paul J | Vehicle telematics satellite data transceiver utilizing fm radio circuitry |
| TWI369878B (en) * | 2008-06-16 | 2012-08-01 | Realtek Semiconductor Corp | Transmitter, receiver and adjusting method for reducing i/q mismatch |
| IL199009A (en) | 2009-05-27 | 2013-11-28 | Israel Aerospace Ind Ltd | aircraft |
| JP5414484B2 (ja) * | 2009-12-01 | 2014-02-12 | 三菱電機株式会社 | フーリエ変換回路、受信装置およびフーリエ変換方法 |
| US8787860B2 (en) * | 2011-07-21 | 2014-07-22 | Marvell World Trade Ltd. | Image cancellation in receivers using dual adaptive filters |
| WO2013108590A1 (ja) | 2012-01-20 | 2013-07-25 | パナソニック株式会社 | 直交変換誤差補正装置 |
| JP5803758B2 (ja) * | 2012-03-14 | 2015-11-04 | 沖電気工業株式会社 | 振幅補正装置、無線通信装置および振幅補正方法 |
| JP6013845B2 (ja) * | 2012-09-07 | 2016-10-25 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 受信機及び受信方法 |
| WO2014094823A1 (en) * | 2012-12-18 | 2014-06-26 | Signal Processing Devices Sweden Ab | Methods and devices for handling channel mismatches of an i/q down-converted signal and a two-channel ti-adc |
| US9985650B2 (en) * | 2016-05-04 | 2018-05-29 | Texas Instruments Incorporated | Digital down converter |
| WO2019018739A1 (en) * | 2017-07-20 | 2019-01-24 | Massachusetts Institute Of Technology | COMPACT MODEL NON-LINEAR COMPENSATION OF LIMITED BAND RECEIVER SYSTEMS |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3439036B2 (ja) | 1996-08-07 | 2003-08-25 | 日本電信電話株式会社 | 直交および振幅誤差補償回路 |
| US6330290B1 (en) * | 1998-09-25 | 2001-12-11 | Lucent Technologies, Inc. | Digital I/Q imbalance compensation |
| US6377620B1 (en) * | 1999-01-19 | 2002-04-23 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| US6792054B1 (en) * | 1999-03-30 | 2004-09-14 | Texas Instruments Incorporated | Method for reducing complex frequency down-conversion impairments |
| US6987815B2 (en) * | 2000-06-23 | 2006-01-17 | Ntt Docomo, Inc. | Receive method and receiver in communication system |
| JP3549814B2 (ja) | 2000-07-19 | 2004-08-04 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 通信システムにおける受信方法及び受信機 |
| JP3698996B2 (ja) | 2000-06-23 | 2005-09-21 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 通信システムにおける受信機 |
| ES2323856T3 (es) * | 2001-06-29 | 2009-07-27 | Nokia Corporation | Desequilibrio de la fase iq. |
| US20030165203A1 (en) * | 2001-08-10 | 2003-09-04 | Rishi Mohindra | Quadrature gain and phase imbalance correction in a receiver |
| US7158586B2 (en) * | 2002-05-03 | 2007-01-02 | Atheros Communications, Inc. | Systems and methods to provide wideband magnitude and phase imbalance calibration and compensation in quadrature receivers |
-
2002
- 2002-08-07 JP JP2002230517A patent/JP3967226B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-07-21 KR KR1020030049769A patent/KR100957426B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2003-07-30 US US10/630,190 patent/US7203473B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20040014208A (ko) | 2004-02-14 |
| US20040029550A1 (en) | 2004-02-12 |
| JP2004072532A (ja) | 2004-03-04 |
| KR100957426B1 (ko) | 2010-05-11 |
| US7203473B2 (en) | 2007-04-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050801 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070509 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070515 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070530 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110608 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110608 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120608 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120608 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130608 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |