JPH1093478A - スペクトラム拡散信号受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式による
スペクトラム拡散信号の受信において、確実な初期位相
捕捉および簡単な搬送波再生を行う。 【解決手段】 拡散符号の１チップ区間をＴｃ、ｎを整
数とした場合に、前記送信信号に含まれる２系列のベー
スバンド信号のいずれか一方を（ｎ＋１／２）Ｔｃの期
間遅延させ、この遅延させたベースバンド信号とその２
系列のベースバンド信号の他方とを乗算し、乗算結果で
ある相互相関値に基づいて、この２系列のベースバンド
信号の位相を回転させることにより、位相誤差を所定値
以内に抑える。ハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式に
おいても高いベースバンド信号の振幅レベルが得られ、
クロック再生が確実に行える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
信号の受信技術に係り、特に、直角変調されたベースバ
ンド信号の一方が、その他方のベースバンド信号に比べ
拡散符号の１チップ（chip）区間の半分の期間遅延され
たハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式によるスペクト
ラム拡散信号の受信装置における同期確立方法および再
生回路の簡略化に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散（Spread Spectrum）
における拡散信号の発生方式のうち、直接拡散（Direct
Sequence:DS）といわれる拡散方式は、拡散符号（ＰＮ
系列）という擬似ランダム符号により、送信信号のスペ
クトルを拡散するものである。直接拡散方式の中でも、
ハーフチップオフセットＱＰＳＫ（Half chip Offset Q
uadriphase Phase Shift Keying）は、送信アンプを飽
和領域で動作させてもスぺクトルの広がりが小さいとい
う利点を有するため、 実務上重要な変調方式である。

【０００３】一般的にＱＰＳＫ方式におけるスペクトラ
ム拡散変調は、一次変調と二次変調の二段階に分けられ
る。一次変調は、変調前の原デジタルデータを２ビット
ごとに±１の値をとるベースバンド信号に分割し、分割
したそれぞれのデータを位相が９０°ずれている搬送波
にて変調する直交位相変調である。ここで、各ベースバ
ンド信号をそれぞれＩ信号、Ｑ信号という。二次変調
は、直交位相変調され一次変調信号（Ｉ信号、Ｑ信号）
を、ＰＮ系列発生器から供給されたＰＮ系列符号でそれ
ぞれ乗算しスペクトラム拡散をするものである。ここ
で、ＰＮ系列とは、原データのビット状態の変化速度よ
り速い速度で変化するランダムな矩形波をいう。このＰ
Ｎ系列の擬似ランダム信号における１ ビット区間を１
チップといい、その期間の長さをチップ区間（chip dur
ation：以下Ｔｃと記す）という。ハーフチップオフセ
ットＱＰＳＫとは、二次変調を行ったＱ信号を遅延素子
により１チップ区間の半分（すなわちハーフチップ）の
期間（Ｔｃ／２）遅延させ、Ｉ信号と重畳する方式をい
う。二次変調された送信信号は、重畳され送信される。

【０００４】一般に、ＱＰＳＫ方式により送信されたス
ペクトラム拡散された送信信号は、次の手順で復調され
る。すなわち、受信信号は、フロントエンド増幅器にて
増幅され、直交検波回路にて互いに位相の９０°異なる
搬送波にて直交検波され、Ｉｒ信号、Ｑｒ信号に変換さ
れる。この二つのベースバンド信号には、送信時と同じ
ＰＮ系列発生器から供給された拡散符号が乗算され、逆
拡散が行われる。逆拡散を行うにあたり、送信信号に含
まれるベースバンド信号の直交軸と直交検波されたベー
スバンド信号の直交軸との位相差（位相誤差という）を
少なくする必要がある。このため、通信初期において同
期捕捉を行う。

【０００５】同期捕捉を行うためには、直交検波された
ベースバンド信号における拡散符号に同期したクロック
を再生する。例えば、Serial Search Acqusition方式で
は、ベースバンド信号を位相が徐々に変化する擬似ラン
ダム信号で逆拡散し、その逆拡散された信号を積分す
る。この積分値は、自己相関の大きさを示す。相関値が
大きくなれば、逆拡散したときの拡散符号の位相が送信
機における拡散符号の位相に近づくことを意味する。し
たがって相関値が所定のしきい値より大きくなるか否か
により、同期捕捉の完遂、未完遂を判定する。この方式
による受信機は、例えば、特開平６−９０２２２号公報
に記載されている。

【０００６】また、Matched Filtering 方式という同期
捕捉方法では、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）素子
等の遅延素子を利用して相関値の検出を瞬時に行うもの
である。この方式を用いた発明は、例えば特開平７−２
８３７６２号公報に記載されている。

【０００７】一旦同期が捕捉されれば、遅延ロックルー
プ回路（ＤＬＬ）等を用いて捕捉時の位相のままＰＮ系
列の逆拡散を持続する。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ハーフ
チップオフセットＱＰＳＫ方式で変調された送信信号に
ついて、従来効果的な復調方式は提案されていなかっ
た。すなわち、ハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式で
は、２系列のベースバンド信号が互いに９０°位相の異
なる搬送波で変調される上に、１／２チップ区間の位相
ずれをもって変調される。このため、従来のＱＰＳＫ方
式に適合した受信機では、良好な同期捕捉が行えなかっ
たのである。

【０００９】また、搬送波（キャリア）再生では、２系
列のベースバンド信号にハーフチップ分の位相差がある
ため、低いビット誤り率で復調するには、搬送波再生回
路が複雑化するという問題もあった。

【００１０】そこで、本発明の第１の目的は、確実な初
期位相捕捉を行うことができるハーフチップオフセット
ＱＰＳＫ方式によるスペクトラム拡散信号受信装置およ
びその方法を提供することである。

【００１１】また、本発明の第２の目的は、簡易な回路
で位相補正を実現するハーフチップオフセットＱＰＳＫ
方式によるスペクトラム拡散信号受信装置およびその方
法を手供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、第１の目的を達成するものである。この発明は、ハ
ーフチップオフセットＱＰＳＫ方式によりスペクトラム
拡散された送信信号を受信するスペクトラム拡散信号受
信装置であって、拡散符号の１チップ区間をＴｃ、ｎを
整数とした場合に、送信信号に含まれる２系列のベース
バンド信号のいずれか一方を（ｎ＋１／２）Ｔｃの期間
遅延させ、この遅延させたベースバンド信号と２系列の
ベースバンド信号の他方との演算をし、この演算結果に
基づいて２系列のベースバンド信号の位相を回転させる
ことにより、この２系列のベースバンド信号の位相誤差
を所定の位相差以下にする初期位相捕捉回路を備えて構
成される。

【００１３】ここで、上記演算とは、例えば乗算であっ
ても排他的論理和であってもよい。この演算結果は、相
互相関値を示す。相互相関値は、ベースバンド信号の位
相誤差がｎπ／２のときに極値を、この位相誤差が（２
ｎ−１）π／４のときに零を示し、それ以外の位相誤差
のときには正あるいは負の値を示す。したがって、演算
結果（相互相関値）の極性に対応させてベースバンド信
号の位相を回転させれば、位相誤差を一定の値以内（例
えば±π／４）に抑えることができる。また、演算結果
が最大を示すように位相を回転させれば、位相誤差がｎ
π／２である相互相関特性の極点に収束させることもで
きる。

【００１４】請求項２に記載の発明は、第１の目的を達
成するためのものである。この発明は、ハーフチップオ
フセットＱＰＳＫ方式によりスペクトラム拡散された送
信信号を受信するスペクトラム拡散信号受信装置であっ
て、送信信号を２系列のベースバンド信号に変換する直
交検波回路と、直交検波回路の出力するベースバンド信
号の位相を制御信号に基づいて回転させる位相回転回路
と、拡散符号の１チップ区間をＴｃ、ｎを整数とした場
合に、送信信号に含まれる２系列のベースバンド信号の
いずれか一方を（ｎ＋１／２）Ｔｃの期間遅延させる遅
延回路と、遅延回路が出力した一方のベースバンド信号
と２系列のベースバンド信号の他方との演算をし、この
演算結果を出力する演算器と、演算器の出力する演算結
果に基づいて２系列のベースバンド信号にノイズ成分を
除去し、位相判定出力とするフィルタ回路と、フィルタ
回路の出力する位相判定出力に基づいて、２系列のベー
スバンド信号の位相を回転させる前記制御信号を出力す
ることにより、この２系列のベースバンド信号の位相誤
差を所定の位相差以下にする制御回路を備えて構成され
る。

【００１５】一般に、送信信号にはノイズ等の外乱信号
が重畳されている。あるサンプル時における相互相関値
からのみ位相誤差の有無を判断すると、実際には位相誤
差が生じていないにもかかわらず、位相の回転方向の反
転が行われてしまう。このため、フィルタ回路により、
所定のサンプリング期間（例えば２０サンプル）にわた
って位相の進みあるいは遅れが検出されたときにのみ、
位相の回転方向の逆転が行われるようにするのである。
フィルタ回路は、デジタル回路に適用可能なフィルタで
あればその構成を問わない。例えば指数平滑（exponent
ial filter）を行うものでも、区間平均（cumulative f
ilter）を行うものでも、移動平均（moving average）
を計算するものでもよい。

【００１６】請求項３に記載の発明は、第１の目的を達
成するためのものである。この発明によれば、請求項２
に記載のスペクトラム拡散信号受信装置において、フィ
ルタ回路は、演算結果の正負を判定する符号判定回路
と、符号判定回路の判定結果に基づいてカウントアップ
またはカウントダウンし、カウント値が一定の値に達し
たときに位相が進んでいるか遅れているかを指示する信
号を位相判定出力として出力するランダムウォークフィ
ルタを備えて構成される。

【００１７】ランダムウォークフィルタは、ある値を中
心に、カウントアップあるいはカウントダウンが指定さ
れるたびに、計数値を増加あるいは減少させるものであ
る。したがって、相互相関値が連続して数サンプル期間
同一の値を示した場合（すなわち、位相の進みあるいは
遅れが連続した場合）のみ、位相の回転方向を反転させ
る旨の信号を出力する。このことは、この回路がフィル
タとして作用することを意味する。このフィルタ作用に
より外乱成分に影響されず安定した位相捕捉が行える。

【００１８】請求項４に記載の発明は、第１の目的を達
成するためのものである。この発明によれば、請求項３
に記載のスペクトラム拡散信号受信装置において、２系
列のベースバンド信号の位相の回転は、所定のステップ
角だけステップごとに位相を一の回転方向に回転させ、
この回転により出力された前記位相判定出力が前回のス
テップと反対方向の位相回転を指示している場合には、
このステップ角を減少させた後に（例えば、ステップ角
の絶対値を、前回のステップにおける値の１／２にす
る）その位相の回転方向を反転させ、前記位相判定出力
が前回のステップと同一方向の位相回転を指示している
場合には、ステップ角および位相の回転方向を一の回転
に維持したままとする。

【００１９】請求項５に記載の発明は、第１の目的を達
成するためのものである。この発明によれば、請求項１
または請求項２に記載のスペクトラム拡散信号受信装置
において、その位相の回転を行うステップ累計数が、予
め定めた最大ステップ数を越えた場合には、位相を一定
角回転させた後にその位相の回転を停止する。すなわ
ち、十分な確率で位相捕捉が行えるステップ数をシミュ
レートし最大ステップ数とする。このステップ数に達し
たときにはほぼ一定の位相差以内に位相誤差が捕捉され
ている。

【００２０】請求項６に記載の発明は、第１の目的を達
成するためのものである。この発明によれば、請求項４
または請求項５のいずれかに記載のスペクトラム拡散信
号受信装置において、その位相を一定角回転させた後に
おいて、その２系列のベースバンド信号の位相差がπで
ある場合には、この２系列のベースバンド信号の一方を
反転させる。

【００２１】前述したように、相互相関値は、位相誤差
が０の場合と±πの場合の両者で相互相関値が０を示
す。したがって、位相差±πの状態で位相捕捉される場
合も生ずる。この状態で捕捉された場合には、ベースバ
ンド信号の一方の極性を反転させ、位相を±π位相シフ
トさせた状態と等価な状態にする必要があるのである。

【００２２】請求項７に記載の発明は、第２の目的を達
成するためのものである。この発明は、ハーフチップオ
フセットＱＰＳＫ方式によりスペクトラム拡散された送
信信号を受信するスペクトラム拡散信号受信装置であっ
て、その送信信号に対し直交検波が行われた２系列のベ
ースバンド信号の平均値に基づいて、この２系列のベー
スバンド信号の位相補正を行う搬送波再生回路を備えて
構成される。

【００２３】このベースバンド信号の平均値は、位相誤
差の余弦成分や正弦成分に比例する値を示す。したがっ
て、この値を用いれば位相補正が行える。

【００２４】請求項８に記載の発明は、第２の目的を達
成するためのものである。この発明によれば、請求項７
に記載の搬送波再生回路は、２系列のベースバンド信号
の一方の平均値と前記ベースバンド信号の他方の平均値
との和を演算する平均値回路と、平均値回路の出力に基
づいてベースバンド信号の位相を回転させ位相を補正す
る位相補正回路とを備えて構成される。ここでは、位相
補正回路の前段のベースバンド信号に基づいて平均値を
計算している。

【００２５】請求項９に記載の発明は、第２の目的を達
成するためのものである。この発明によれば、請求項８
に記載の平均値回路は、拡散符号を発生する逆拡散符号
発生器と、この拡散符号の１チップ区間をＴｃとした場
合に、逆拡散発生器の発生した拡散符号の一方をＴｃ／
２の期間遅延させる遅延回路と、遅延回路により遅延さ
れた拡散符号と拡散符号の他方とにより２系列のベース
バンド信号を各々逆拡散する２つの乗算器と、２つの乗
算器からの出力を加算する加算器と、加算器からの出力
を累積し、累積した結果を位相補正回路に出力する積算
器とを備えて構成される。この発明では、前記ベースバ
ンド信号の移動平均を求めている。

【００２６】ここで、本発明はベースバンド信号の一方
をＴｃ／２遅延させることを前提としているので、この
条件下では各ベースバンド信号を逆拡散する拡散符号
は、お互いに異なるものでなく、同一の拡散符号であっ
てもよい。

【００２７】請求項１０に記載の発明は、第２の目的を
達成するためのものである。この発明によれば、請求項
７に記載の搬送波再生回路は、２系列のベースバンド信
号の位相を制御信号に基づいて回転させ位相補正をする
位相補正回路と、位相補正回路の出力したベースバンド
信号の各々を拡散符号で拡散する逆拡散回路と、逆拡散
回路の出力に基づいて平均値を計算し、この平均値に基
づいてベースバンド信号の位相を回転させる前記制御信
号を出力する制御回路とを備えて構成される。ここで
は、請求項９記載の発明とは異なり、位相補正回路の出
力であるベースバンド信号に基づいて平均値を求めてい
る。拡散符号については、請求項９記載の発明と同様に
考えられる。

【００２８】請求項１１に記載の発明は、第２の目的を
達成するためのものである。この発明によれば、請求項
８または請求項１０に記載のスペクトラム拡散信号受信
装置において、平均値は、前記ベースバンド信号の移動
平均を求める演算により算出される。簡単な回路で平均
を算出するために移動平均を求めるのが好ましいが、前
述した指数平滑や区間平均を求めるものでもよい。

【００２９】

【発明の実施の形態】次に、本発明の最良の実施の形態
を図面を参照しながら説明する。

【００３０】（１）第１形態 ＜全体構成＞図１に、ハーフチップオフセットＱＰＳＫ
方式によるスペクトラム拡散を行う送信機およびその受
信機の概略ブロック図を示す。図１に示すものは、一般
的なハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式による送受信
機である。本発明は、特に図１における位相制御・逆拡
散回路２６の改良に関し、これについては後述する。

【００３１】送信機１は、直角変調された２系列のベー
スバンド信号のうち、Ｉ信号に拡散符号ＰＮ１を乗算す
る乗算器１０、Ｑ信号に拡散符号ＰＮ２を乗算する乗算
器１１、拡散符号ＰＮ２によりスペクトラム拡散された
Ｑ信号を拡散符号の１チップ区間Ｔｃの半分の期間（Ｔ
ｃ／２）遅延する遅延回路１２、搬送波でベースバンド
信号を変調する変調回路１３および変調されたＩ信号お
よびＱ信号を加算し、送信信号Ｓｔとする加算器１８を
備える。

【００３２】なお、乗算器１０および１１に入力される
Ｉ信号、Ｑ信号は、原デジタルデータを直角変調したも
のである。また、この送信機１は、Ｑ信号をＴｃ／２遅
延させているが、これとは反対にＩ信号を遅延させるも
のでもよい。また、拡散符号ＰＮ１およびＰＮ２は、任
意の拡散符号を用いることができる。ここでは、ＰＮ１
が１１ビットのバーカー系列（Baker Sequence）である
とした場合、拡散符号ＰＮ１をｎ（ｎは整数、例えば５
チップ）ずらしたものを拡散符号ＰＮ２とする。

【００３３】変調回路１３は、搬送波を発振する発振器
１４、搬送波でＩ信号を変調する乗算器１５、搬送波を
π／２の位相だけ遅延する遅延回路１６およびπ／２遅
延された搬送波でＱ信号を変調する乗算器１７を備え
る。

【００３４】受信機２は、フロントエンド回路２０、直
交検波回路２１および位相制御・逆拡散回路２６を備え
る。フロントエンド回路２０は、送信信号Ｓｔを受信
し、送信信号Ｓｔの搬送波の有する周波数を中心とした
帯域増幅を行う。その出力は２系統に分岐され直交検波
回路２１に入力される。送信信号Ｓｔを受信したとき、
フロントエンド回路２０は受信信号Ｐｒを出力する。な
お、フロントエンド回路２０は、増幅した信号をデジタ
ル形式に変換して出力する。

【００３５】直交検波回路２１は、送信信号Ｓｔの搬送
波と同じ周波数の信号を発振する発振器２２、発振器２
２が生成した搬送波をフロントエンド回路２０の出力に
乗算し、ベースバンド信号であるＩｒ信号を復調する乗
算器２３、この搬送波の位相をπ／２だけ遅延させる遅
延回路２４および遅延された搬送波をフロントエンド回
路２０の出力に乗算し、ベースバンド信号であるＱｒ信
号を復調する乗算器２５を備える。このベースバンド信
号（Ｉｒ、Ｑｒ）の直交軸は、送信信号Ｓｔに含まれる
ベースバンド信号の直交軸の位相と一致していないの
で、十分な振幅レベルが得られるように初期位相捕捉を
行う必要がある。さらにシンボルビット単位の位相があ
っても拡散符号単位の同期がとれなければ正しく原デジ
タルデータに復調できない。これらの処理を行うのが本
発明に係る位相制御・逆拡散回路２６である。

【００３６】図２に、位相制御・逆拡散回路２６の詳細
なブロック図を示す。図２に示すように、この位相制御
・逆拡散回路２６は、概略して初期位相捕捉回路１０
０、搬送波再生回路２００、クロック再生回路３００、
スライディング相関器４００、遅延回路５００および制
御回路６００を備えて構成される。

【００３７】初期位相捕捉回路１００は、本発明の第１
の目的に関する。この回路は、同期が確立する前段階に
おいて、逆拡散のためのシンボルクロックをクロック再
生回路３００に再生させるに十分な程度に、直交検波さ
れたベースバンド信号Ｉｒ、Ｑｒのキャリア位相誤差を
調整する。この回路の詳細については後述する。

【００３８】搬送波再生回路２００は、本発明の第２の
目的に関するものである。この回路は、同期確立後、初
期位相捕捉回路１００の出力したベースバンド信号Ｉ
ｍ，Ｑｍの位相の送信信号Ｓｔに対するキャリア位相誤
差を補正し、一定の位相差の範囲内に保つ役割を有す
る。この回路の詳細については後述する。

【００３９】スライディング相関器３００は、ベースバ
ンド信号を拡散符号により逆拡散する回路である。この
回路は、送られてきた信号の拡散符号の発生タイミング
と逆拡散に用いる拡散符号の発生タイミングとを１チッ
プ区間以内の精度で推定し、逆拡散用拡散符号をそのタ
イミングで発生させる同期追跡およびその維持を図る同
期追跡を行う。

【００４０】遅延回路４００は、送信機１の遅延回路１
２でＱ信号に与えられた遅延量を打ち消すために、逆拡
散されたスライディング相関器３００の出力したＩ信号
をＴｃ／２だけ遅延させる。

【００４１】クロック再生回路５００は、絶対値回路５
０１、５０２、加算器５０３およびピーク検出＆シンボ
ルクロック再生回路５０４を備える。絶対値回路５０１
および５０２の出力は、各ベースバンド信号の振幅レベ
ルである。したがって、加算器５０３の出力はベースバ
ンド信号の振幅レベルを示す。ピーク検出＆シンボルク
ロック再生回路５０４は、動作開始信号Ｓｃｓによりク
ロック再生動作を開始し、ベースバンド信号の振幅レベ
ルがピークを示したときに、クロック再生完了信号Ｓｃ
ｅを出力する。その後は、ＰＮ系列発生器２０２にシン
ボルクロック等を供給する。

【００４２】制御回路６００は、受信信号Ｐｒを受けて
後述するフローチャート（図５）に従った処理を行う。

【００４３】＜初期位相捕捉回路＞初期位相捕捉回路１
００は、位相回転回路１０１、遅延回路１０２、乗算器
１０３、ランダムウォークフィルタ（ＲＷＦ）１０４お
よび制御回路１０５を備える。位相回転回路１０１は、
制御回路１０５から指示される位相回転命令Ｓθに対応
した回転角だけ、ベースバンド信号ＩｒおよびＱｒの直
交軸を回転させる。回転動作のステップは、ランダムウ
ォークフィルタ１０４からの出力があるごとに行う。１
ステップ当たりの回転量（ステップ角）は任意に定めう
る。回転方向は、位相回転命令Ｓθの指示内容に対応し
て正逆ともに回転できるものとする。遅延回路１０２
は、位相回転回路１０１の出力したベースバンド信号の
一方であるＩｍ信号を１チップ区間の半分に相当する期
間遅延させる。すなわち、ｎを整数、Ｔｃを拡散符号Ｐ
Ｎ１およびＰＮ２のチップ区間とした場合、（ｎ＋１／
２）Ｔｃの期間遅延させる。本形態では、図１における
送信機１の遅延回路１２においてＴｃ／２の遅延量を与
えているので、ｎ＝０として取り扱う。乗算器１０３
は、遅延されたＩｒ信号とＱｒ信号との演算（乗算）を
する。この乗算値はベースバンド信号における相互相関
値を示す。なお、演算は、乗算のみならず、排他的論理
和を求めるものであってもよい。

【００４４】ランダムウォークフィルタ１０４は、相互
相関値のノイズ成分等を排除するフィルタとして作用す
る。図３にランダムウォークフィルタ１０４の構成を示
す。符号判定回路１１０は、加算器１０３の出力した相
互相関値Ｓの正負を判定する。相互相関値Ｓが正（すな
わち位相が遅れ）のときにはカウントアップさせるクロ
ックを、相互相関値Ｓが負（すなわち位相が進み）のと
きにはカウントダウンさせるクロックをそれぞれ２Ｎ段
カウンタ１１１に出力する。２Ｎ段カウンタ１１１は、
アップダウンカウンタである。初期値はＮである。位相
が遅れている限りカウントアップされる。その結果計数
値が２Ｎになったとき「−１」が出力される。リセット
回路１１２は、「−１」により２Ｎ段カウンタ１１１の
値をＮにリセットする。制御回路１０５は「−１」によ
り、位相の回転方向を反転させる。また、２Ｎ段カウン
タ１１１は位相が進んでいる限りカウントダウンされ
る。その結果計数値が０になったとき「＋１」が出力さ
れる。リセット回路１１２は、「＋１」により２Ｎ段カ
ウンタ１１１の値をＮにリセットする。制御回路１０５
は「＋１」により位相の回転方向を反転させる。すなわ
ち、ランダムウォークフィルタ１０４は、位相が進んで
いると、位相を遅らすことを要求する信号「＋１」を出
力し、位相が遅れていると、位相を進めることを要求す
る信号「−１」を出力する。位相誤差を生じていない場
合は、値の出力がない。

【００４５】なお、制御回路１０５は、後述するフロー
チャート（図６）にしたがってベースバンド信号の直交
軸の位相を回転させる位相回転命令Ｓθを出力する。

【００４６】この初期位相捕捉回路１００は、初期にお
けるキャリア位相差をなくする働きを有する。すなわ
ち、同期が確立する前の非同期状態において、あまりに
キャリア位相差が大きいと、自己相関値が小さいため
に、後述するクロック再生回路３００におけるクロック
再生が困難になるからである。図７に、１シンボルクロ
ック当たり４回サンプリングをおこなった場合の、キャ
リアの位相誤差に対する相関ピーク値、つまり自己相関
の強さを示す。同図から判るように、より高い相関ピー
ク値を得るためには、キャリア位相誤差を少なくするこ
とが重要である。本初期位相捕捉回路では、同期が確立
する前のベースバンド信号の相互相関値に基づいて位相
回転によるキャリア位相の調整を行う。遅延回路１０２
において、送信機１のＱ信号に与えられた遅延と同量の
遅延をＩｒ信号に与えれば、Ｉｒ信号とＱｒ信号との位
相は正しくπ／２になる。この両信号を乗算し積算した
積算値Ｓは、ベースバンド信号の相互相関値を示す。こ
こで、遅延したＩｒ信号とＱｒ信号との相互相関値Ｓ
は、本形態の条件下では以下の式(1)で与えられる。

【００４７】

【数１】

【００４８】（Ｎ：１チップ区間当たりのサンプル数、
Φ：キャリア位相差、Ｔ：チップ区間） 図８に、式(1)に基づいてＮで正規化したときの位相差
Φと相互相関値との関係を示す。相互相関値はΦ＝（２
ｎ−１）π／４（ｎは整数）で零となる。したがって、
相互相関値Ｓが零を示すように、制御回路１０５が位相
回転回路１０１の位相を回転させれば、位相差Φを（２
ｎ−１）π／４に収束させることができる。制御回路１
０５の処理の詳細については後述する。

【００４９】＜搬送波再生回路＞搬送波再生回路２００
は、補正信号ＲｓおよびＲｃに基づいてベースバンド信
号ＩｍおよびＱｍの位相をシフトさせ、補正したベース
バンド信号ＩｃおよびＱｃを出力する。搬送波再生回路
２００は、位相補正回路２０１と平均値回路２２０を備
える。

【００５０】図４に、位相補正回路２０１の構成図を示
す。乗算器２２０、２２４は、ベースバンド信号Ｉｍ、
Ｑｍの各々に補正信号Ｒｃを乗算する。乗算器２２２、
２２５は、ベースバンド信号Ｉｍ，Ｑｍの各々に補正信
号Ｒｓを乗算する。インバータ２２６は、乗算器２２５
の出力を反転する。加算器２２１は、乗算器２２０とイ
ンバータ２２６の出力を加算する。加算器２２３は、乗
算器２２２と２２４の出力を加算する。バッファ２２７
には、補正信号Ｒｃの値が格納される。バッファ２２８
には、補正信号Ｒｓの値が格納される。補正信号Ｒｃが
ある角度θの余弦値ｃｏｓθであって、補正信号Ｒｓが
正弦値ｓｉｎθである場合、この回路は、ベースバンド
信号ＩｍおよびＱｍの位相をともにθだけ回転させる。

【００５１】平均値回路２２０は、ベースバンド信号の
振幅レベルについての平均値（移動平均）の和を出力す
る回路である。平均値回路２２０は、送信機１と同じＰ
Ｎ系列を発生するＰＮ系列発生器２０２、Ｔｃ／２の期
間拡散符号を遅延させる遅延回路２０３、乗算器２０
４、２０５、２０７、２０８、インバータ２０６、加算
器２０９、２１０、シンボルタイミングごとに加算器２
０９および２１０の出力を積算する積算器２１１および
２１２を備える。

【００５２】ベースバンド信号の振幅レベルについて平
均値の和を以下に求める。通常のスペクトラム拡散信号
では、通信の初期に同期を確立するためのプリアンブル
部が送信される。ここでは、プリアンブル部の送信デー
タがすべて１の場合の同期パターンであるものと仮定す
る。このとき、送信機における拡散前および拡散後のベ
ースバンド信号をそれぞれ、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）、Ｉ＿
Ｔｘ（ｔ）とＱ＿Ｔｘ（ｔ）、拡散符号をＰＮ１
（ｔ）、ＰＮ２（ｔ）とすると、 Ｉ＿Ｔｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）・ＰＮ１（ｔ） Ｑ＿Ｒｘ（ｔ）＝Ｑ（ｔ−Ｔｃ／２）・ＰＮ２（ｔ−Ｔｃ／２） …(2) となる。このベースバンド信号が受信機で受信され、直
交検波されたときに、位相がθだけ回転していたとする
と、直交検波後のベースバンド信号Ｉ＿Ｒｘ（ｔ）、Ｑ
＿Ｒｘ（ｔ）は、 Ｉ＿Ｒｘ（ｔ）＝ｃｏｓθ・Ｉ（ｔ）・ＰＮ１（ｔ） −ｓｉｎθ・Ｑ（ｔ−Ｔｃ／２）・ＰＮ２（ｔ−Ｔｃ／２）＋Ｎ１（ｔ） Ｑ＿Ｒｘ（ｔ）＝ｓｉｎθ・Ｉ（ｔ）・ＰＮ１（ｔ） ＋ｃｏｓθ・Ｑ（ｔ−Ｔｃ／２）・ＰＮ２（ｔ−Ｔｃ／２）＋Ｎ２（ｔ） …(3) となる。なお、Ｎ１（ｔ）、Ｎ２（ｔ）は、受信側のＩ
チャンネル、Ｑチャンネルにそれぞれ重畳したＡＷＧＮ
を意味する。

【００５３】プリアンブル部の同期パターンは、Ｉ
（ｔ）＝Ｑ（ｔ）＝１と仮定したので、受信側のＩチャ
ンネルについて拡散符号ＰＮ＿Ｉ（ｔ）＝ＰＮ１（ｔ）
を用い、Ｑチャンネルについて拡散符号ＰＮ＿Ｑ（ｔ）
＝ＰＮ２（ｔ−Ｔｃ／２）を用いると、 （＜Ｉ＞＋＜Ｑ＞）∝ ｃｏｓθ …(4) また、受信側のＩチャンネルについて拡散符号ＰＮ＿Ｉ
（ｔ）＝−ＰＮ２（ｔ−Ｔｃ／２）を用い、Ｑチャンネ
ルについて拡散符号ＰＮ＿Ｑ（ｔ）＝ＰＮ１（ｔ）を用
いると、 （＜Ｉ＞＋＜Ｑ＞）∝ ｓｉｎθ …(5) という関係が導かれる。これは式(3)の演算を行うこと
により、位相差成分が導かれることを意味する。本形態
では、式(4)に対応する信号を補正信号Ｒｃ、式(5)に対
応する信号を補正信号Ｒｓとして、位相補正回路２０１
に供給する。なお、積算器２１１、２１２は、動作開始
信号Ｓｒｓが供給されたとき、初期値を位相補正回路２
０１に与える。この値は、例えば位相差０°を示すもの
とする。すなわち、補正信号Ｒｓの示す値は０（＝ｓｉ
ｎ０°）であり、補正信号Ｒｃの示す値は１（＝ｃｏｓ
０°）である。但し、初期値の設定は、積算器によらず
他の構成で行ってもよい。例えば、位相補正回路が自ら
動作開始信号Ｓｒｓに基づいて初期値を設定してもよ
い。

【００５４】図１０〜図１２に、図２に示す平均値回路
２２０に対し、拡散符号として１１チップのバーカー系
列を用い、１チップ区間あたり４サンプルし、Ｅｂ／Ｎ
ｏ＝８．４ｄＢの条件で行ったシミュレーション結果を
示す。

【００５５】図１０は、捕捉開始からのシンボル時間の
経過に対する位相差の位相誤差の遷移特性を、幾つかの
位相差について示したものである。本形態では、ベース
バンド信号の一方が１チップ区間の半分ずれている。こ
のことからＱ信号のデータの不確定性を除くため、最初
の１シンボル目における位相差を無視し、２シンボル目
から５シンボル分の平均をとり、位相補正を行うことと
する。このため、位相差Φがπ＞Φ＞−πの範囲におい
て、６シンボル目からほぼ位相差０を中心にπ／１８の
範囲に位相差Φが収まっている。図１１は、本形態の受
信機における位相誤差Φに対するビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）の特性を示す。同図より、ビット誤り率は、Φ＝π
／６のときに５×１０^-3まで劣化するが、位相差がΦ＜
π／１８の５×１０^-4程度という低いビット誤り率を維
持している。図１２は、位相差Φに対するビット誤り率
の変化特性を示す。ビット誤り率の劣化量は、ビット誤
り率が１×１０^-4の場合に０．５ｄＢ以内に抑えられる
という効果を確認できる。

【００５６】＜動作＞次に、本第１形態の全体動作およ
び初期位相捕捉動作を説明する。

【００５７】全体動作 図５は、制御回路６００が実施する全体処理を説明する
フローチャートである。 ステップＳ１：制御回路６０
０は、フロントエンド回路２０から供給される受信信号
Ｐｒを監視する。受信信号Ｐｒを受信した場合（ＹＥ
Ｓ）ステップＳ２に移行する。

【００５８】ステップＳ２：初期位相捕捉回路１００に
動作開始信号Ｓｉｓを送る。初期位相捕捉回路１００
は、この信号を受けて後述する処理（図６）を開始す
る。

【００５９】ステップＳ３：制御回路６００は、初期位
相捕捉回路１００の制御回路１０５から初期位相捕捉信
号Ｓｉｅを受信するまで待ち（ＮＯ）、同信号を受ける
と（ＹＥＳ）ステップＳ４に進む。

【００６０】ステップＳ４：シンボルクロックの再生を
開始すべくクロック再生回路５００に動作開始信号Ｓｃ
ｓを送る。

【００６１】ステップＳ５：クロック再生回路５００か
らクロック再生完了信号Ｓｃｅを受けるまで待ち（Ｎ
Ｏ）、同信号を受けると（ＹＥＳ）ステップＳ６に進
む。

【００６２】ステップＳ６：キャリア再生を開始すべく
搬送波再生回路２００へ動作開始信号Ｓｒｓを送る。そ
の後は、同期がはずれ、再度プリアンブル部が送信機１
から送信され、フロントエンド回路２０が再び受信信号
Ｐｒを出力するような事態になるまで（ステップＳ１）
制御回路６００は処理を中止する。

【００６３】初期位相捕捉 図６は、初期位相捕捉回路１００（図２）の制御回路１
０５の処理を説明するフローチャートである。前述した
ように、ベースバンド信号の演算値（相互相関値）Ｓか
ら導かれる特性式（式(1)）において、位相誤差を収束
させる必要がある。制御回路１０５は、制御回路６００
から動作開始信号Ｓｉｓを受け、かつ、ランダムウォー
クフィルタ１０４から信号が供給された場合、以下の処
理を開始する。

【００６４】ステップＳ１１：位相回転のステップ角を
一方の方向にπ／８だけ回転させるように初期設定す
る。ここで、回転方向は任意に定めうる。一方の方向
（例えば右回転）を正方向と定めるのなら、負方向の回
転は左回転を示すものとする。

【００６５】ステップＳ１２：位相捕捉開始からの引き
込み処理回数を数えるカウンタｎを１にセットする。

【００６６】ステップ１３：カウンタｎがｍ以上かｍよ
り小さいかにより、処理を終了するか否かを判定する。
ｎがｍ以上となると（ＮＯ）、ステップＳ１７に移行す
る。ｎがｍより小さい場合には（ＹＥＳ）ステップＳ１
４に移行する。ここで、ｍとは、シミュレーションから
最適な値を選ぶ。

【００６７】ステップＳ１４：１）ランダムウォークフ
ィルタ１０４から供給された値Ｓｒｖが「＋１」であ
り、かつステップ角θが正である場合、２）ランダムウ
ォークフィルタ１０４から供給された値Ｓｒｖが「−
１」であり、かつステップ角θが負である場合、これら
の場合、Ｓｒｖ×θ＞０である。このときは同一のステ
ップ角を維持する。

【００６８】一方、１）ランダムウォークフィルタ１０
４から供給された値Ｓｒｖが「＋１」であり、かつステ
ップ角θが負である場合、２）ランダムウォークフィル
タ１０４から供給された値Ｓｒｖが「−１」であり、か
つステップ角θが正である場合、これらの場合、Ｓｒｖ
×θ＜０である。このときは、ステップ１５に移行す
る。

【００６９】ステップＳ１５：ステップ角θを反転さ
せ、かつ、その量を１／２にする。このことは、図８に
おけるゼロクロス点を通過したら、逆方向かつ少量の位
相回転を与えることを意味する。これにより、位相はゼ
ロクロス点に収束する。

【００７０】ステップＳ１６：ステップＳ１４・Ｓ１５
で設定されたステップ角だけベースバンド信号の直交軸
を回転させる。そして、ステップ数カウンタを１つ増加
させる。この処理を終了すると、ステップＳ１３に戻
る。

【００７１】ステップＳ１７：ステップＳ１３におい
て、ステップ回数ｎがｍに達したときには（ＮＯ）、位
相差Φが−π／４に収束したことを示している。したが
って、収束後に、さらに位相を＋π／４回転させれば、
位相誤差をほぼ零とすることができる。

【００７２】以上で図６に示す処理を終了するが、以下
のような処理の変更が可能である。

【００７３】変形１：図８から判るように、処理開始時
の位相差がπ／２より大きい場合には、位相差Φがπま
たは−πである極点に収束する場合がありうる。したが
って、初期位相差が大きいと予想されるシステムでは、
初期位相捕捉終了時の位相差を測定し、それがπ（−
π）である場合に、ベースバンド信号の一方を反転させ
てもよい。

【００７４】変形２：上記処理では、同一方向に回転を
継続する場合には同一のステップ角、逆方向に回転方向
を変更する場合には半分のステップ角を設定したが、こ
れに係らない。例えば、同一方向の回転であっても初期
のステップでは大きなステップ角、その後は小さなステ
ップ角というように、位相回転の量を調整してもよい。
また、逆方向の回転であっても−θ／２に限らず他のス
テップ角を設定できる。

【００７５】図９に、初期位相捕捉回路１００におい
て、シンボル数（すなわち図６のステップ回数）に対
し、位相差Φを±π／４以内に引き込むことのできた位
相捕捉可能性（成功確率）を示す。測定条件は、Ｅｂ／
Ｎｏ（energy/bit-to-noise-density ratio）＝１０ｄ
Ｂ、初期位相差＋π／２、ランダムウォークフィルタ
（ＲＷＦ）のしきい値を２０とした。同図から判るよう
に、大体７回以上位相回転方向の反転を繰り返せば、９
割以上の確率で引き込みが成功する。したがって、図６
のステップＳ１３におけるｍは、７以上の数とすること
が好ましいといえる。

【００７６】上述したように本第１形態によれば、初期
位相捕捉回路がクロック再生ができるように初期の位相
捕捉を行うので、クロック再生回路におけるシンボルク
ロックの再生を行うことができる。また、ベースバンド
信号の振幅レベルにおける平均値の和が位相差の余弦お
よび正弦に比例することを利用したので、比較的簡単な
回路で搬送波再生回路を構成できる。

【００７７】（２）第２形態 本実施の第２形態は、第１形態と同様の搬送波再生回路
の他の構成を示すものである。

【００７８】図１３に、本第２形態における搬送波再生
回路２０１の構成図を示す。図２において搬送波再生回
路を除く他の構成は前記第１形態と同様なので、説明は
省略する。図１３に示すように、本搬送波再生回路２０
１は、位相補正回路２０１、ＰＮ系列発生器２０２、乗
算器２３１、２３２、加算器２３３、制御回路２０４を
備える。第１形態と同一の機能を有する構成要素につい
ては第１形態と同一の符号を付し、その説明は省略す
る。

【００７９】乗算器２３１および２３２に供給される拡
散符号は、第１形態の式(4)の説明で用いたＰＮ＿Ｉ
（ｔ）、ＰＮ＿Ｑ（ｔ）に相当する符号となる。制御回
路２３４は、加算器２３３の出力の平均値を計算する。
この平均値は、式(4)、式(5)に示したベースバンド信号
の振幅レベルにおける平均値の和と同様に、ベースバン
ド信号の位相差の余弦値および正弦値を導くものであ
る。したがって、第１形態と同様に、制御回路２３４の
出力する余弦値を補正信号Ｒｃ、正弦値を補正信号Ｒｓ
として位相補正回路２０１に加えれば、位相差をなくす
ることができる。その補正特性は、図１０〜図１２に示
した結果と同様である。

【００８０】上記第２形態によれば、位相補正回路の出
力側からベースバンド信号の平均値を計算するものであ
っても、第１形態と同様の効果を奏する。

【００８１】

【発明の効果】本発明によれば、ハーフチップオフセッ
トＱＰＳＫ方式によりスペクトラム拡散された送信信号
を受信する際に、（ｎ＋１／２）Ｔｃの遅延により、１
チップ区間の半分の期間に相当する位相のずれが解消さ
れる。遅延させたベースバンド信号と送信時の遅延がな
いベースバンド信号との演算値は、ベースバンド信号の
相互相関値を示す。したがって、この演算値に基づいて
ベースバンド信号の位相を調整すれば、初期位相を一定
の位相差以内に捕捉できる。これにより、確実な初期位
相捕捉を行うという本発明の第１の目的が達成される。

【００８２】また、本発明によれば、２系列のベースバ
ンド信号の振幅レベルの各々を平均し、その平均値の和
を計算したものは、位相ずれ量の正弦値または余弦値に
略比例する。したがって、この和を用いて２系列のベー
スバンド信号の位相を前記位相ずれがなくなるように位
相補正することができる。これにより、簡易な回路で位
相補正を実現するという本発明の第２の目的が達成され
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】ハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式によるス
ペクトラム拡散信号を行うシステムの全体構成図であ
る。

【図２】本発明の第１形態における位相制御・逆拡散回
路のブロック図である。

【図３】ランダムウォークフィルタのブロック図であ
る。

【図４】位相補正回路のブロック図である。

【図５】全体動作を説明するフローチャートである。

【図６】初期位相捕捉動作を説明するフローチャートで
ある。

【図７】キャリア位相差に対する相関ピーク値の関係を
示す図である。

【図８】キャリア位相差に対する相互相関値の関係を示
す図である。

【図９】初期位相捕捉回路における位相捕捉可能性を示
す図である。

【図１０】本発明の搬送波再生回路における捕捉時間と
位相誤差の関係を示す図である。

【図１１】本発明の搬送波再生回路における位相誤差と
ビット誤り率の関係を示す図である。

【図１２】本発明の搬送波再生回路における位相誤差に
対するビット誤り率の変化を示す図である。

【図１３】本発明の実施の第２形態における搬送波再生
回路の構成を示す図である。

【符号の説明】

１０、１１、１５、１７、２３、２５、１０３、２０
４、２０５、２０７、２０８、２２０、２２２、２２
３、２２４、２２５、２３１、２３２…乗算器、２０
９、２１０、５０３、２２１、２２３、２３３…加算
器、１６、２４、１０２、２０３、４００…遅延回路、
１４、２２…発振器、１３…直角変調回路、２１…直交
検波回路、１０４、２１１、２１２…積算器、５０１、
５０２…絶対値回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 関 和彦 東京都中央区八丁堀２丁目12番地７号 ユ ニデン株式会社内

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式に
   よりスペクトラム拡散された送信信号を受信するスペク
   トラム拡散信号受信装置であって、 拡散符号の１チップ区間をＴｃ、ｎを整数とした場合
   に、前記送信信号に含まれる２系列のベースバンド信号
   のいずれか一方を（ｎ＋１／２）Ｔｃの期間遅延させ、
   この遅延させたベースバンド信号と前記２系列のベース
   バンド信号の他方との演算をし、この演算結果に基づい
   て前記２系列のベースバンド信号の位相を回転させるこ
   とにより、この２系列のベースバンド信号の位相誤差を
   所定の位相差以下にする初期位相捕捉回路を備えたこと
   を特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
2. 【請求項２】 ハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式に
   よりスペクトラム拡散された送信信号を受信するスペク
   トラム拡散信号受信装置であって、 前記送信信号を２系列のベースバンド信号に変換する直
   交検波回路と、 前記直交検波回路の出力するベースバンド信号の位相を
   制御信号に基づいて回転させる位相回転回路と、 拡散符号の１チップ区間をＴｃ、ｎを整数とした場合
   に、前記送信信号に含まれる２系列のベースバンド信号
   のいずれか一方を（ｎ＋１／２）Ｔｃの期間遅延させる
   遅延回路と、 前記遅延回路が出力した前記一方のベースバンド信号と
   前記２系列のベースバンド信号の他方との演算をし、こ
   の演算結果を出力する演算器と、 前記演算器の出力する演算結果に基づいて前記２系列の
   ベースバンド信号に含まれるノイズ成分を除去し、位相
   判定出力とするフィルタ回路と、 前記フィルタ回路の出力する前記位相判定出力に基づい
   て、前記２系列のベースバンド信号の位相を回転させる
   前記制御信号を出力することにより、この２系列のベー
   スバンド信号の位相誤差を所定の位相差以下にする制御
   回路とを備えたことを特徴とするスペクトラム拡散信号
   受信装置。
3. 【請求項３】 前記フィルタ回路は、前記演算結果の正
   負を判定する符号判定回路と、前記符号判定回路の判定
   結果に基づいてカウントアップまたはカウントダウン
   し、カウント値が一定の値に達したときに位相が進んで
   いるか遅れているかを指示する信号を前記位相判定出力
   として出力するランダムウォークフィルタとを備える請
   求項２に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
4. 【請求項４】 前記２系列のベースバンド信号の位相の
   回転は、所定のステップ角だけステップごとに前記位相
   を一の回転方向に回転させ、この回転により出力された
   前記位相判定出力が前回のステップと反対方向の位相回
   転を指示している場合には、前記ステップ角を減少させ
   た後に前記位相の回転方向を反転させ、前記位相判定出
   力が前回のステップと同一方向の位相回転を指示してい
   る場合には、前記ステップ角および位相の回転方向を前
   記一の回転に維持したままとすることを請求項１または
   請求項２のいずれかに記載のスペクトラム拡散信号受信
   装置。
5. 【請求項５】 前記位相の回転を行うステップ累計数
   が、予め定めた最大ステップ数を越えた場合には、前記
   位相を一定角回転させた後に前記位相の回転を停止する
   請求項１または請求項２に記載のスペクトラム拡散信号
   受信装置。
6. 【請求項６】 前記位相を一定角回転させた後におい
   て、前記２系列のベースバンド信号の位相差がπである
   場合には、前記２系列のベースバンド信号の一方を反転
   させることを特徴とする請求項５のいずれかに記載のス
   ペクトラム拡散信号受信装置。
7. 【請求項７】 ハーフチップオフセットＱＰＳＫ方式に
   よりスペクトラム拡散された送信信号を受信するスペク
   トラム拡散信号受信装置であって、 前記送信信号に対し直交検波が行われた２系列のベース
   バンド信号の平均値に基づいて前記２系列のベースバン
   ド信号の位相補正を行う搬送波再生回路を備えたことを
   特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
8. 【請求項８】 前記搬送波再生回路は、前記２系列のベ
   ースバンド信号の一方の平均値と前記ベースバンド信号
   の他方の平均値との和を演算する平均値回路と、前記平
   均値回路の出力に基づいて前記ベースバンド信号の位相
   を回転させ位相を補正する位相補正回路とを備えたこと
   を特徴とする請求項７に記載のスペクトラム拡散信号受
   信装置。
9. 【請求項９】 前記平均値回路は、拡散符号を発生する
   逆拡散符号発生器と、この拡散符号の１チップ区間をＴ
   ｃとした場合に、前記逆拡散発生器の発生した前記拡散
   符号の一方をＴｃ／２の期間遅延させる遅延回路と、前
   記遅延回路により遅延された拡散符号と前記拡散符号の
   他方とにより前記２系列のベースバンド信号を各々拡散
   する２つの乗算器と、前記２つの乗算器からの出力を加
   算する加算器と、前記加算器からの出力を累積し、累積
   した結果を前記位相補正回路に出力する積算器とを備え
   る請求項８に記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
10. 【請求項１０】 前記搬送波再生回路は、前記２系列の
    ベースバンド信号の位相を制御信号に基づいて回転させ
    位相補正をする位相補正回路と、前記位相補正回路の出
    力したベースバンド信号の各々を拡散符号で逆拡散する
    逆拡散回路と、前記逆拡散回路の出力に基づいて平均値
    を計算し、この平均値に基づいて前記ベースバンド信号
    の位相を回転させる前記制御信号を出力する制御回路と
    を備えたことを特徴とする請求項７に記載のスペクトラ
    ム拡散信号受信装置。
11. 【請求項１１】 前記平均値は、前記ベースバンド信号
    の移動平均を求める演算により算出されることを特徴と
    する請求項８または請求項１０に記載のスペクトラム拡
    散信号受信装置。