JP3531571B2 - 振幅偏差補正回路 - Google Patents
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Description
関し、特にダイレクトコンバージョン方式を用いた直交
位相変調信号の受信機で、直交復調後の2系統のベース
バンド信号(I信号、Q信号)の振幅偏差を補正する振
幅偏差補正回路に関する。
(Personal DigitalCellular
system)やPHS(Personal Han
dyphone System)、及びCDMA(Co
de Division Multiple Acce
ss))では、直交位相変調が用いられている。これら
の受信機においては、受信した高周波信号を中間周波に
落とした後、直交復調機で2系統のベースバンド信号を
再製し、後段のベースバンド処理部で復号を行うヘテロ
ダイン方式が主流となっている。
例の構成図である。同図を参照すると、従来のヘテロダ
イン方式受信機はアンテナ1と、高周波バンドパスフィ
ルタ2と、ローノイズアンプ3と、イメージフィルタ4
1と、ファーストミキサ42と、IFフィルタ43と、
ファーストローカル発振器25と、AGC回路7cと、
直交復調器4と、ベースバンドフィルタ5、6とを有し
ている。
至11と、利得制御電圧発生回路16とを有し、直交復
調器4はアンプ31と、ダブルバランスドミキサ32,
33と、90°位相分岐器34とを有している。
について説明する。アンテナ1で受信された高周波信号
は、高周波バンドパスフィルタ2で帯域制限され、受信
帯域が取り出される。帯域制限された信号はローノイズ
アンプ3で増幅され、ファーストミキサ42のイメージ
周波数を除去するイメージフィルタ41を通る。イメー
ジフィルタ41の出力は、ファーストミキサ42でファ
ーストローカル発振器25の生成するファーストローカ
ル信号と混合され、中間周波帯に周波数変換される。中
間周波信号(IF信号)は、IFフィルタ43で隣接チ
ャンネル成分を抑圧する帯域制限を受ける。
で平均的振幅が一定になるように増幅される。この利得
を制御する回路、アルゴリズムは本発明とは直接関係が
ないので、説明を省略する。AGC回路7cのダイナミ
ックレンジは数十dBに達する(CDMAでは80dB
程度)。振幅を制御されたIF信号は、直交復調器4
で、セカンドローカル発振器44によって2系統のベー
スバンド信号であるI信号とQ信号に直交復調される。
I信号とQ信号はそれぞれベースバンドフィルタ5、6
を通って帯域制限された後出力される(信号23と2
4)。
ロダイン方式受信機の構成及び動作である。この構成の
問題点は、大規模なIC化が難しく、将来、回路を小型
化し部品点数を減らすことが困難な点である。例えば、
ファーストミキサ42の前段にイメージフィルタ41が
必要である。また、中間周波帯でIFフィルタ43も必
要である。これらは、現段階ではSAW(Surfac
e AcousticWave)や誘電体フィルタなど
の受動素子で構成されており、IC化にはなじまない。
又、直交復調器4で、セカンドローカル信号が必要であ
り、これを発生するためのセカンドローカル発振器44
が必要である。
C化を行い、装置の飛躍的な小型化が要求されるので、
現行構成を見なおす必要がある。そのひとつの方法とし
て、ダイレクトコンバージョン方式がある。図6にダイ
レクトコンバージョン方式による受信機の構成を示す。
ョン方式受信機はアンテナ1と、高周波バンドパスフィ
ルタ2と、ローノイズアンプ3と、直交復調器4と、ベ
ースバンドフィルタ5、6と、AGC回路7aとを有し
ている。さらに、AGC回路7aは可変アンプ8乃至1
6と、利得制御電圧発生回路16とを有している。
受信機の動作について説明する。アンテナ1で受信され
た高周波信号は、高周波バンドパスフィルタ2で帯域制
限され、受信帯域が取り出される。帯域制限された信号
はローノイズアンプ3で増幅され、そのまま直交復調器
4に入力される。直交復調器4はローカル発振器25の
生成するローカル信号で駆動されるが、このローカル信
号は受信する高周波信号の中心周波数と同じである。直
交復調器4によって、高周波信号から直接ベースバンド
信号が生成される。
いのでイメージフィルタ41が不要になる。ベースバン
ド信号はI,Q2系統の信号であり、それぞれベースバ
ンドフィルタ5、6で帯域制限されたあと、AGC回路
7aで平均的振幅が一定になるように増幅される。この
利得を制御する回路、アルゴリズムは本発明とは関係な
いので、説明を省略する。AGC回路7aのダイナミッ
クレンジは数十dBに達する(CDMAでは80dB程
度)。AGC回路7aの出力はそれぞれ信号23、24
として後段に出力される。
チャンネルを抑圧するためのチャンネルフィルタは、I
F帯のSAWフィルタではなく、ベースバンドフィルタ
5、6で実現する。これらは能動素子を用いた回路で実
現できるので、IC化に適している。又、高周波を直接
ベースバンド信号に変換するので、セカンドローカル発
振器44が不要である。さらに上述したようにイメージ
フィルタ41も不要である。それゆえ、LNAからベー
スバンド出力までの全ての受信回路を1チップ化できる
可能性がある。これは、携帯電話器の小型化、部品点数
削減に大きく寄与する。
クトコンバージョン方式では次の問題が存在する。従来
の構成では、AGCはIF信号1箇所のみにかければ良
かったが、ダイレクトコンバージョン方式では、ベース
バンドのI信号とQ信号にそれぞれ個別にAGC回路を
設ける必要がある。
プ8、9、10、11でAGC回路が構成され、Q側で
は可変利得アンプ12、13、14、15でAGC回路
が構成される。このように可変利得アンプがI及びQで
異なる場合、同じ利得制御信号22で利得を制御してい
ても利得の偏差が発生する。例えば可変利得アンプ8、
9、10、11及び可変利得アンプ12、13、14、
15の合計利得誤差がそれぞれ±3dBとすれば、I信
号とQ信号で最大±6dBの振幅偏差が発生する。これ
はちょうど倍、又は半分に相当し、後段の復号回路での
品質劣化原因となる。一方、この種の振幅偏差補正回路
の例が特開平7−94981号公報(以下、文献1とい
う)及び特開平9−266498号公報(以下、文献2
という)に開示されている。文献1開示の技術はI信号
とQ信号のレベルを設定レベルと比較し、その偏差に対
応してI信号とQ信号を増幅する増幅器の利得変化速度
を変化させる、というものである。文献2開示の技術は
I信号とQ信号の出力電圧の差の積分値に基づきI信号
とQ信号を増幅する両増幅器間の増幅度の差を最小にす
る、というものである。又、その他の例が特開平10−
22859号公報(以下、文献3という)にも開示され
ている。
とは全く異なる構成によりI信号及びQ信号の振幅偏差
を補正することが可能な振幅偏差補正回路を提供するこ
とにある。
に本発明は、第1信号を増幅する第1増幅手段と、第2
信号を増幅する第2増幅手段と、前記第1及び第2増幅
手段で増幅された第1及び第2信号の振幅の大小関係を
比較し、その大小関係の時間率を検出する振幅偏差検出
手段と、前記振幅偏差検出手段の出力を積分しその積分
結果に基づき前記第1及び第2増幅手段の利得を制御す
る積分手段とを有することを特徴とする。
的な振幅偏差を検出し、その出力を積分し、その積分結
果に基いて第1及び第2増幅手段の利得を制御するた
め、I信号(第1信号)及びQ信号(第2信号)の振幅
偏差を補正することが可能となる。
2系統のベースバンド信号(I信号とQ信号)の平均的
な振幅偏差を検出し、その結果に応じてそれぞれの可変
利得増幅器を動かし、利得偏差がなくなるように自動調
整を行うことができる。特に、ダイレクトコンバージョ
ン方式では、ベースバンドに大きなダイナミックレンジ
の可変利得増幅器を、I信号とQ信号それぞれに使用し
ている。これらの可変利得増幅器は、通常は共通の利得
制御信号で利得を制御するが、部品のバラツキのため、
利得に偏差が生じる。この偏差は、後段の復号回路に悪
影響を与える。本発明を用いれば、この偏差を自動的に
取り除くことができる。
て添付図面を参照しながら説明する。図1は本発明に係
る振幅偏差補正回路の第1の実施の形態の構成図であ
る。同図を参照すると、アンテナ1からAGC回路7a
の出力までは、図6のダイレクトコンバージョン受信機
の構成図と同一である。ここまでの構成は既に説明済み
なので、ここでは省略する。本発明の振幅偏差補正回路
は、図6のAGC回路7aの後に位置している。この部
分の構成を説明する。
は可変利得アンプ17,18と、振幅補正回路19とか
ら構成されている。さらに、振幅補正回路19は積分回
路20と、振幅比較回路21とから構成されている。
明する。AGC回路7aを出たI信号(同相成分又は第
1信号)とQ信号(直交成分又は第2信号)は、それぞ
れ可変利得アンプ17、18を経てから、信号23、2
4となって後段に出力される。可変利得アンプ17の出
力(I信号)は分岐して振幅比較回路21に入力され
る。同様に、可変利得アンプ18の出力(Q信号)も分
岐して振幅比較回路21に入力される。
Q信号の振幅を比較し、例えば|I|>|Q|すなわち
I信号の振幅がQ信号のそれより大きい場合は+1V、
逆に|I|<|Q|すなわちI信号の振幅がQ信号のそ
れより小さい場合は−1Vを出力する。積分回路20は
十分な時定数で、その出力を反転積分(スム−ジング)
する。その結果の電圧出力−ΔVcを用いて可変利得ア
ンプ17の利得を制御する。一方、積分回路20は、反
転積分の電圧出力−ΔVcをさらに反転した電圧出力+
ΔVcも出力しており、この信号で可変利得アンプ18
の利得を制御する。
構成例を図4に示す。同図を参照すると、振幅比較回路
21は整流回路51,52と、コンパレ−タ53とから
構成され、積分回路20は演算増幅器54,55と、抵
抗器56乃至58と、コンデンサ59とから構成され
る。
動作について説明する。整流回路51,52はI信号と
Q信号の振幅の絶対値|I|、|Q|を生成する。その
値をコンパレータ53で比較する。コンパレータ53の
出力は、例えば±1Vに設定できる。コンパレータ53
の出力を、抵抗56、コンデンサ59、演算増幅器54
で構成される反転積分器に通して電圧出力−ΔVcを得
る。さらに、この出力−ΔVcを抵抗57、58及び演
算増幅器55で構成される反転アンプに通して、電圧出
力ΔVcを得る。
明する。可変利得アンプ17、18の利得制御信号対利
得特性の例を図3に示す。同図から分かるように、+Δ
Vcの場合は利得が+Gcであり、−ΔVcの場合は−
Gcのような対象な特性が望ましい。さらに、利得の可
変範囲を±3dBとすれば、I信号及びQ信号の振幅偏
差±6dBまで補正できる。
ともに変調がかかっているため,瞬間的な値はランダム
(random)である。しかし、平均的にはどちらか
が大きい値になっており、大きさの比に対応して、振幅
比較回路21の出力が+1Vになる時間率が変化する。
すなわち、平均的に|I|>|Q|であれば、+1Vで
ある割合が大きく、その逆では、−1になる割合が大き
い。この出力を反転積分、および積分して利得可変アン
プ17、18を図のように制御した場合、平均的に|I
|>|Q|であれば、I信号の利得が下がりQ信号の利
得が上がるように動作する。逆に平均的に|I|<|Q
|であれば、I信号の利得が上がりQ信号の利得が下が
るように動作する。これによって、I信号とQ信号の振
幅偏差が補正される。
較回路21で振幅比較を行った結果、I信号がQ信号よ
り大きい場合は、利得可変アンプ17の利得を下げ、又
は利得可変アンプ18の利得を上げるように積分回路2
0の出力が変動し、I信号がQ信号より小さい場合は、
利得可変アンプ17の利得を上げ、又は利得可変アンプ
18の利得を下げるように、積分回路20の出力が変動
する。
1で振幅比較を行った結果、I信号がQ信号より大きい
場合は、利得可変アンプ17の利得を下げ、かつ利得可
変アンプ18の利得を上げるように積分回路20の出力
が変動し、I信号がQ信号より小さい場合は、利得可変
アンプ17の利得を上げ、かつ利得可変アンプ18の利
得を下げるように、積分回路20の出力が変動する。
る。本発明の第2の実施の形態として、その基本的構成
は上記第1の実施の形態と同様であるが、第2の実施の
形態によれば可変利得アンプ17、18を省略すること
ができる。
同図を参照すると、第2の実施の形態では第1の実施の
形態の構成部分である可変利得アンプ17と18の代わ
りに、AGC回路7bのI信号側とQ信号側の可変利得
アンプの1組であるアンプ11、15を使う。
得制御信号として加算回路26、27を用いて、積分回
路20の出力である−ΔVcとΔVcを加えることによ
って、利得のバランスを変え,これによって,I信号と
Q信号の振幅偏差を補正している。これによって、図1
の構成と同等の効果が得られる。
1増幅手段と、第2信号を増幅する第2増幅手段と、前
記第1及び第2増幅手段で増幅された第1及び第2信号
の平均的な振幅偏差を検出する振幅偏差検出手段と、前
記振幅偏差検出手段の出力を積分しその積分結果に基づ
き前記第1及び第2増幅手段の利得を制御する積分手段
とを有するため、I信号及びQ信号の振幅偏差を補正す
ることが可能となる。
ダイレクトコンバージョン方式のべースバンド出力であ
るI信号とQ信号の振幅偏差を補正することができるの
で、後段の復号回路における受信品質の劣化を防止する
ことができる。
形態の構成図である。
得特性図である。
る。
である。
構成図である。
Claims (10)
- 【請求項1】 第1信号を増幅する第1増幅手段と、第
2信号を増幅する第2増幅手段と、前記第1及び第2増
幅手段で増幅された第1及び第2信号の振幅の大小関係
を比較し、その大小関係の時間率を検出する振幅偏差検
出手段と、前記振幅偏差検出手段の出力を積分しその積
分結果に基づき前記第1及び第2増幅手段の利得を制御
する積分手段とを有することを特徴とする振幅偏差補正
回路。 - 【請求項2】 前記第1及び第2増幅手段とに加えて、
前記第1信号を増幅する第3増幅手段と、前記第2信号
を増幅する第4増幅手段と、前記第3及び第4増幅手段
に共通の制御信号によって前記第3及び第4増幅手段の
利得を制御する第2利得制御手段とを有することを特徴
とする請求項1記載の振幅偏差補正回路。 - 【請求項3】 前記振幅偏差検出手段で振幅比較を行っ
た結果、前記第1信号が前記第2信号より大きい場合
は、前記第1増幅手段の利得を下げ、又は前記第2増幅
手段の利得を上げるように、前記積分手段の出力が変動
し、前記第1信号が前記第2信号より小さい場合は、前
記第1増幅手段の利得を上げ、又は前記第2増幅手段の
利得を下げるように、前記積分手段の出力が変動するこ
とを特徴とする請求項1又は2記載の振幅偏差補正回
路。 - 【請求項4】 前記振幅偏差検出手段で振幅比較を行っ
た結果、前記第1信号が前記第2信号より大きい場合
は、前記第1増幅手段の利得を下げ、かつ前記第2増幅
手段の利得を上げるように、前記積分手段の出力が変動
し、前記第1信号が前記第2信号より小さい場合は、前
記第1増幅手段の利得を上げ、かつ前記第2増幅手段の
利得を下げるように、前記積分手段の出力が変動するこ
とを特徴とする請求項1又は2記載の振幅偏差補正回
路。 - 【請求項5】 第1信号を増幅する第1増幅手段と、第
2信号を増幅する第2増幅手段と、前記第1及び第2増
幅手段に共通の制御信号によって前記第1及び第2増幅
手段の利得を制御する利得制御手段と、前記第1及び第
2増幅手段で増幅された第1及び第2信号の振幅の大小
関係を比較し、その大小関係の時間率を検出する振幅偏
差検出手段と、前記振幅偏差検出手段の出力を積分しそ
の積分結果に基づき前記第1及び第2増幅手段の利得を
制御する積分手段とを有することを特徴とする振幅偏差
補正回路。 - 【請求項6】 前記振幅偏差検出手段は、前記第1及び
第2増幅手段で増幅された第1及び第2信号各々の振幅
の絶対値を生成する第1及び第2絶対値生成手段と、前
記第1及び第2絶対値生成手段の出力が入力される差動
増幅手段とを有することを特徴とする請求項1乃至5い
ずれかに記載の振幅偏差補正回路。 - 【請求項7】 前記積分手段は、前記振幅偏差検出手段
の出力を反転積分する反転積分手段と、前記反転積分手
段の出力をさらに反転する反転手段とを有することを特
徴とする請求項1乃至6いずれかに記載の振幅偏差補正
回路。 - 【請求項8】 前記反転積分手段の出力により前記第1
増幅手段の利得が制御され、前記反転手段の出力により
前記第2増幅手段の利得が制御されることを特徴とする
請求項7記載の振幅偏差補正回路。 - 【請求項9】 前記第1及び第2信号は直交復調信号で
あることを特徴とする請求項1乃至8いずれかに記載の
振幅偏差補正回路。 - 【請求項10】 前記第1及び第2信号はダイレクトコ
ンバ−ジョン受信機より得られる信号であることを特徴
とする請求項1乃至9いずれかに記載の振幅偏差補正回
路。
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