JPH04275746A - 直交変調器 - Google Patents
直交変調器Info
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- JPH04275746A JPH04275746A JP3059575A JP5957591A JPH04275746A JP H04275746 A JPH04275746 A JP H04275746A JP 3059575 A JP3059575 A JP 3059575A JP 5957591 A JP5957591 A JP 5957591A JP H04275746 A JPH04275746 A JP H04275746A
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- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 87
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 18
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 abstract description 3
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は振幅位相変調に用いられ
る直交変調器に係り、特に広い周波数範囲にわたり位相
誤差、振幅誤差の少ない変調波出力を得る直交変調器に
関する。
る直交変調器に係り、特に広い周波数範囲にわたり位相
誤差、振幅誤差の少ない変調波出力を得る直交変調器に
関する。
【0002】
【従来の技術】直交変調器は2系列の変調入力信号を直
交関係にある2つのローカル信号によって振幅変調した
後、加算することにより、変調波出力を得る変調器であ
り、振幅位相変調に用いられる。図7は従来の直交変調
器の例を示している。
交関係にある2つのローカル信号によって振幅変調した
後、加算することにより、変調波出力を得る変調器であ
り、振幅位相変調に用いられる。図7は従来の直交変調
器の例を示している。
【0003】図7に示す直交変調器においては、ディジ
タル信号で与えられる2系列の変調入力信号がD/A変
換器71,72によりアナログ信号に変換された後、D
/A変換器71,72の出力に含まれる不要周波数成分
を除去するためのローパスフィルタ73,74を通して
補正回路75,76に入力され、補正信号に基づき後述
するように補正される。補正回路75,76の出力信号
はミキサ77,78に入力され、直交関係にある2つの
ローカル信号と混合されることにより、振幅変調が行わ
れる。すなわち、シンセサイザ79で発生されるローカ
ル信号をπ/2移相器80でπ/2だけ移相したローカ
ル信号がミキサ77に入力され、シンセサイザ79で発
生されるローカル信号がミキサ78に入力される。ミキ
サ77,78において、これら直交関係にあるローカル
信号が補正回路75,76の出力信号により振幅変調さ
れる。ミキサ77,78の出力信号は合成器81によっ
て合成され、振幅位相変調波が生成される。
タル信号で与えられる2系列の変調入力信号がD/A変
換器71,72によりアナログ信号に変換された後、D
/A変換器71,72の出力に含まれる不要周波数成分
を除去するためのローパスフィルタ73,74を通して
補正回路75,76に入力され、補正信号に基づき後述
するように補正される。補正回路75,76の出力信号
はミキサ77,78に入力され、直交関係にある2つの
ローカル信号と混合されることにより、振幅変調が行わ
れる。すなわち、シンセサイザ79で発生されるローカ
ル信号をπ/2移相器80でπ/2だけ移相したローカ
ル信号がミキサ77に入力され、シンセサイザ79で発
生されるローカル信号がミキサ78に入力される。ミキ
サ77,78において、これら直交関係にあるローカル
信号が補正回路75,76の出力信号により振幅変調さ
れる。ミキサ77,78の出力信号は合成器81によっ
て合成され、振幅位相変調波が生成される。
【0004】この種の直交変調器は、ミキサ77,78
のオフセットの他、主にπ/2移相器80の移相量の誤
差に起因するローカル信号の位相誤差や、ミキサ77,
78の変換利得の差などによる変調信号の振幅誤差を生
じる。これらの誤差のうち、オフセットと振幅誤差につ
いては補正回路75,76によって、位相誤差について
はπ/2移相器80のバイアスを変化させることによっ
て、それぞれ補正が行われる。
のオフセットの他、主にπ/2移相器80の移相量の誤
差に起因するローカル信号の位相誤差や、ミキサ77,
78の変換利得の差などによる変調信号の振幅誤差を生
じる。これらの誤差のうち、オフセットと振幅誤差につ
いては補正回路75,76によって、位相誤差について
はπ/2移相器80のバイアスを変化させることによっ
て、それぞれ補正が行われる。
【0005】このような構成の直交変調器では、使用す
る周波数範囲が広くなると、ミキサ77,78やπ/2
移相器80の周波数特性のために、補正信号も周波数に
応じて変化させる必要がある。上述した補正動作はアナ
ログ信号処理によって行われるため、高精度の補正を実
現しようとすると回路規模が増大して小形化が困難とな
り、しかも高い周波数においては制御回路の寄生素子の
影響によって回路特性が劣化してしまうという問題があ
る。
る周波数範囲が広くなると、ミキサ77,78やπ/2
移相器80の周波数特性のために、補正信号も周波数に
応じて変化させる必要がある。上述した補正動作はアナ
ログ信号処理によって行われるため、高精度の補正を実
現しようとすると回路規模が増大して小形化が困難とな
り、しかも高い周波数においては制御回路の寄生素子の
影響によって回路特性が劣化してしまうという問題があ
る。
【0006】一方、QPSK(4相位相シフトキーイン
グ)のための変調器では、ローカル信号の位相誤差補正
、変調信号の振幅誤差補正およびミキサのオフセット補
正をディジタル信号処理によって実現する技術が知られ
ている(特開平2−254839)。この公知例の誤差
補正方式では、P,Q両チャネルの変調入力信号がそれ
ぞれ加算器に入力され、オフセット補正信号と加算され
ることにより、オフセット補正された後、振幅誤差およ
び位相誤差の補正が行われる。振幅誤差および位相誤差
の補正は、一方のチャネルの信号、例えばPチャネルの
信号を基準として、他方のチャネルの信号、例えばQチ
ャネルの信号について行われる。
グ)のための変調器では、ローカル信号の位相誤差補正
、変調信号の振幅誤差補正およびミキサのオフセット補
正をディジタル信号処理によって実現する技術が知られ
ている(特開平2−254839)。この公知例の誤差
補正方式では、P,Q両チャネルの変調入力信号がそれ
ぞれ加算器に入力され、オフセット補正信号と加算され
ることにより、オフセット補正された後、振幅誤差およ
び位相誤差の補正が行われる。振幅誤差および位相誤差
の補正は、一方のチャネルの信号、例えばPチャネルの
信号を基準として、他方のチャネルの信号、例えばQチ
ャネルの信号について行われる。
【0007】この誤差補正方式ではオフセット補正を行
うと、振幅誤差および位相誤差の補正回路の入力ディジ
タル値が変化するため、振幅誤差および位相誤差の補正
をやり直さなければならない。すなわち、オフセット補
正と振幅誤差および位相誤差の補正をそれぞれ独立して
行うことができず、そのため補正動作を自動制御によっ
て行うことが難しいという問題がある。
うと、振幅誤差および位相誤差の補正回路の入力ディジ
タル値が変化するため、振幅誤差および位相誤差の補正
をやり直さなければならない。すなわち、オフセット補
正と振幅誤差および位相誤差の補正をそれぞれ独立して
行うことができず、そのため補正動作を自動制御によっ
て行うことが難しいという問題がある。
【0008】また、補正動作を自動制御により実現する
には、振幅誤差、位相誤差およびオフセット誤差を自動
的に求める必要がある。上述した従来の誤差補正方式で
は、位相誤差および振幅誤差の補正をPチャネルの信号
を基準としてQチャネルの信号に対して行っているため
、これらの補正によってP,Q両チャネルのミキサの出
力信号振幅は非対称に変化する。従って、振幅誤差やオ
フセットについてはミキサの出力信号から直接求めるこ
とはできず、最終の変調波出力をP,Q両チャネルの信
号に分解してから求めなければならない。このため、誤
差検出および誤差補正のための制御系を含めた変調器全
体の回路構成が非常に複雑なものとなってしまう。
には、振幅誤差、位相誤差およびオフセット誤差を自動
的に求める必要がある。上述した従来の誤差補正方式で
は、位相誤差および振幅誤差の補正をPチャネルの信号
を基準としてQチャネルの信号に対して行っているため
、これらの補正によってP,Q両チャネルのミキサの出
力信号振幅は非対称に変化する。従って、振幅誤差やオ
フセットについてはミキサの出力信号から直接求めるこ
とはできず、最終の変調波出力をP,Q両チャネルの信
号に分解してから求めなければならない。このため、誤
差検出および誤差補正のための制御系を含めた変調器全
体の回路構成が非常に複雑なものとなってしまう。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のディジタル信号処理により位相誤差、振幅誤差および
オフセットの補正を行う変調器では、これらの各補正を
独立して行うことができないため補正動作の自動化が難
しく、また特に振幅誤差およびオフセットについては、
最終的に得られる変調波出力を直交する2チャネルの信
号に分解してからでないと求めることができないため、
回路構成が極めて複雑になるという問題があった。
のディジタル信号処理により位相誤差、振幅誤差および
オフセットの補正を行う変調器では、これらの各補正を
独立して行うことができないため補正動作の自動化が難
しく、また特に振幅誤差およびオフセットについては、
最終的に得られる変調波出力を直交する2チャネルの信
号に分解してからでないと求めることができないため、
回路構成が極めて複雑になるという問題があった。
【0010】本発明の目的は、位相誤差、振幅誤差およ
びオフセットの各補正を独立して安定に行うことができ
る直交変調器を提供することにある。
びオフセットの各補正を独立して安定に行うことができ
る直交変調器を提供することにある。
【0011】また、本発明の他の目的は、位相誤差、振
幅誤差およびオフセットの各補正を独立して安定に行う
ことができると共に、振幅誤差およびオフセットについ
ても合成前の信号から簡単に求めることができる直交変
調器を提供することを目的とする。
幅誤差およびオフセットの各補正を独立して安定に行う
ことができると共に、振幅誤差およびオフセットについ
ても合成前の信号から簡単に求めることができる直交変
調器を提供することを目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明はディジタル信号で与えられる第1および第
2の変調入力信号を直交関係にある第1および第2のロ
ーカル信号の位相誤差と変調信号経路の振幅利得で決ま
る座標系に線形変換した後、オフセット補正信号を加算
することによって、位相誤差、振幅誤差およびオフセッ
トの補正を行うようにしたことを特徴とする。補正され
た信号はそれぞれD/A変換され、ローパスフィルタで
不要周波数成分が除去された後、変調手段であるミキサ
にそれぞれ入力され、第1および第2のローカル信号を
振幅変調する。これらの振幅変調波が合成されることに
よって、振幅位相変調波が生成される。
め、本発明はディジタル信号で与えられる第1および第
2の変調入力信号を直交関係にある第1および第2のロ
ーカル信号の位相誤差と変調信号経路の振幅利得で決ま
る座標系に線形変換した後、オフセット補正信号を加算
することによって、位相誤差、振幅誤差およびオフセッ
トの補正を行うようにしたことを特徴とする。補正され
た信号はそれぞれD/A変換され、ローパスフィルタで
不要周波数成分が除去された後、変調手段であるミキサ
にそれぞれ入力され、第1および第2のローカル信号を
振幅変調する。これらの振幅変調波が合成されることに
よって、振幅位相変調波が生成される。
【0013】本発明における線形変換およびオフセット
補正は、より具体的にはディジタル信号で与えられる第
1および第2の変調入力信号Ii1,Iq1を第1およ
び第2の位相誤差補正信号Cc,Csと、第1および第
2の振幅誤差補正信号Ai,Aqと、第1および第2の
オフセット補正信号Oi,Oqに基づいて、Ai(Cc
・Ii1+Cs・Iq1)+Oi,Aq(Cs・Ii1
+Cc・Iq1)+Oqなる第1および第2の出力信号
に変換することによって行われる。
補正は、より具体的にはディジタル信号で与えられる第
1および第2の変調入力信号Ii1,Iq1を第1およ
び第2の位相誤差補正信号Cc,Csと、第1および第
2の振幅誤差補正信号Ai,Aqと、第1および第2の
オフセット補正信号Oi,Oqに基づいて、Ai(Cc
・Ii1+Cs・Iq1)+Oi,Aq(Cs・Ii1
+Cc・Iq1)+Oqなる第1および第2の出力信号
に変換することによって行われる。
【0014】
【作用】本発明では線形変換により位相誤差および振幅
誤差の補正がなされた後、オフセット補正が行われるた
め、これらの補正が互いに影響を及ぼすことなく独立し
て行われる。従って、補正動作の自動化が容易となる。
誤差の補正がなされた後、オフセット補正が行われるた
め、これらの補正が互いに影響を及ぼすことなく独立し
て行われる。従って、補正動作の自動化が容易となる。
【0015】また、変換された第1および第2の出力信
号の式から明らかなように、特に位相誤差の補正に関し
ては、第1および第2の変調入力信号Ii1,Iq1に
対して第1および第2の位相誤差補正信号Cc,Csの
両方がそれぞれ乗じられ、それらの乗算値が加算される
ことによって、位相誤差に応じて同相系および直交系の
変調入力信号が対称的に変化する。従って、振幅誤差は
これら同相系および直交系の変調信号の両方に振幅誤差
の影響が含まれてくるので、振幅位相変調波合成前のこ
れらの信号の振幅を検出し比較することによって、振幅
誤差およびオフセットが求まることになる。
号の式から明らかなように、特に位相誤差の補正に関し
ては、第1および第2の変調入力信号Ii1,Iq1に
対して第1および第2の位相誤差補正信号Cc,Csの
両方がそれぞれ乗じられ、それらの乗算値が加算される
ことによって、位相誤差に応じて同相系および直交系の
変調入力信号が対称的に変化する。従って、振幅誤差は
これら同相系および直交系の変調信号の両方に振幅誤差
の影響が含まれてくるので、振幅位相変調波合成前のこ
れらの信号の振幅を検出し比較することによって、振幅
誤差およびオフセットが求まることになる。
【0016】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図1は、本発明の第1の実施例に係る直交変調器
の構成を示すブロック図である。
する。図1は、本発明の第1の実施例に係る直交変調器
の構成を示すブロック図である。
【0017】図1において、誤差補正回路10は位相誤
差補正のための乗算器11〜14および加算器15,1
6と振幅誤差補正のための乗算器17,18からなる線
形変換器19と、オフセット補正のための加算器20,
21とで構成されている。
差補正のための乗算器11〜14および加算器15,1
6と振幅誤差補正のための乗算器17,18からなる線
形変換器19と、オフセット補正のための加算器20,
21とで構成されている。
【0018】誤差補正回路10にはディジタル信号で表
わされたI,Qチャネルの変調入力信号(第1および第
2の変調入力信号)Ii1,Iq1が入力され、Iチャ
ネル変調入力信号Ii1は乗算器11,12に、またQ
チャネル変調入力信号Iqiは乗算器13,14にそれ
ぞれ入力される。第1の位相誤差信号Ccは乗算器12
,13に入力され、第2の位相誤差補正信号Csは乗算
器11,14に入力される。
わされたI,Qチャネルの変調入力信号(第1および第
2の変調入力信号)Ii1,Iq1が入力され、Iチャ
ネル変調入力信号Ii1は乗算器11,12に、またQ
チャネル変調入力信号Iqiは乗算器13,14にそれ
ぞれ入力される。第1の位相誤差信号Ccは乗算器12
,13に入力され、第2の位相誤差補正信号Csは乗算
器11,14に入力される。
【0019】ここで、振幅変調のために後述するミキサ
に入力される直交関係にある二つのローカル信号の位相
誤差、すなわち両ローカル信号間の位相差の誤差(π/
2からのずれ)をθとすると、位相誤差補正信号Cc,
Csは Cc={cos(θ/2)}/cosθCs={sin
(θ/2)}/cosθで与えられる。
に入力される直交関係にある二つのローカル信号の位相
誤差、すなわち両ローカル信号間の位相差の誤差(π/
2からのずれ)をθとすると、位相誤差補正信号Cc,
Csは Cc={cos(θ/2)}/cosθCs={sin
(θ/2)}/cosθで与えられる。
【0020】加算器15には乗算器11,13の出力信
号が入力され、また加算器16には乗算器12,14の
出力信号が入力される。従って、加算器15,16の出
力信号Ii2,Iq2は Ii2=Cc・Iq1+Cs・Ii1 Iq2=Cs・Iq1+Cc・Ii1 で表わされる。
号が入力され、また加算器16には乗算器12,14の
出力信号が入力される。従って、加算器15,16の出
力信号Ii2,Iq2は Ii2=Cc・Iq1+Cs・Ii1 Iq2=Cs・Iq1+Cc・Ii1 で表わされる。
【0021】加算器15,16の出力信号Ii2,Iq
2は乗算器17,18に入力され、それぞれ第1および
第2の振幅誤差補正信号Ai,Aqと乗算される。乗算
器17,18の出力信号Ii3,Iq3は加算器20,
21に入力され、それぞれ第1および第2のオフセット
補正信号Oi,Oqと加算される。加算器20,21の
出力信号Ii4,Iq4は Ii4=Ai(Cc・Ii1+Cs・Iq1)+OiI
q4=Aq(Cs・Ii1+Cc・Iq1)+Oqと表
わされ、誤差補正回路10からの第1および第2の出力
信号となる。
2は乗算器17,18に入力され、それぞれ第1および
第2の振幅誤差補正信号Ai,Aqと乗算される。乗算
器17,18の出力信号Ii3,Iq3は加算器20,
21に入力され、それぞれ第1および第2のオフセット
補正信号Oi,Oqと加算される。加算器20,21の
出力信号Ii4,Iq4は Ii4=Ai(Cc・Ii1+Cs・Iq1)+OiI
q4=Aq(Cs・Ii1+Cc・Iq1)+Oqと表
わされ、誤差補正回路10からの第1および第2の出力
信号となる。
【0022】これら第1および第2の出力信号Ii4,
Iq4はD/A変換器22,23によりアナログ信号に
変換された後、ローパスフィルタ24,25に入力され
、D/A変換器22,23において生じた不要周波数成
分が除去される。ローパスフィルタ24,25の出力信
号はミキサ26,27に入力され、直交関係にある第1
および第2のローカル信号と混合されることにより、振
幅変調が行われる。
Iq4はD/A変換器22,23によりアナログ信号に
変換された後、ローパスフィルタ24,25に入力され
、D/A変換器22,23において生じた不要周波数成
分が除去される。ローパスフィルタ24,25の出力信
号はミキサ26,27に入力され、直交関係にある第1
および第2のローカル信号と混合されることにより、振
幅変調が行われる。
【0023】すなわち、シンセサイザ28で発生された
ローカル信号をπ/2移相器29でπ/2だけ位相シフ
トしたローカル信号がミキサ26に入力され、シンセサ
イザ28で発生される第2のローカル信号がミキサ27
に入力される。ミキサ26,27においては、これら直
交関係にあるローカル信号がローパスフィルタ24,2
5の出力信号により振幅変調される。
ローカル信号をπ/2移相器29でπ/2だけ位相シフ
トしたローカル信号がミキサ26に入力され、シンセサ
イザ28で発生される第2のローカル信号がミキサ27
に入力される。ミキサ26,27においては、これら直
交関係にあるローカル信号がローパスフィルタ24,2
5の出力信号により振幅変調される。
【0024】そして、ミキサ26,27の出力信号が合
成器30で合成されることにより、最終的な振幅位相変
調波出力が生成される。この振幅位相変調波出力を数式
で表わすと、次式のようになる。
成器30で合成されることにより、最終的な振幅位相変
調波出力が生成される。この振幅位相変調波出力を数式
で表わすと、次式のようになる。
【0025】
【数1】
但し、A,Bはそれぞれミキサ26,27の変換利得で
ある。また、θは前述したように直交関係にある第1お
よび第2のローカル信号間の位相差のπ/2からのずれ
を示す位相誤差であり、主としてπ/2移相器29の移
相量の誤差に起因するものである。この[数1]から位
相誤差、振幅誤差をそれぞれ独立に補正できることが明
らかである。
ある。また、θは前述したように直交関係にある第1お
よび第2のローカル信号間の位相差のπ/2からのずれ
を示す位相誤差であり、主としてπ/2移相器29の移
相量の誤差に起因するものである。この[数1]から位
相誤差、振幅誤差をそれぞれ独立に補正できることが明
らかである。
【0026】また、[数1]ではオフセット補正につい
ては省略しているが、オフセット補正は線形変換器19
で位相誤差および振幅誤差の補正後、加算器20,21
で行われるため、位相誤差および振幅誤差の補正とは独
立してできることは明らかである。
ては省略しているが、オフセット補正は線形変換器19
で位相誤差および振幅誤差の補正後、加算器20,21
で行われるため、位相誤差および振幅誤差の補正とは独
立してできることは明らかである。
【0027】この実施例の直交変調器の動作を図2を用
いて更に詳しく説明する。図2は、位相誤差と振幅誤差
の補正動作の態様を示すベクトル図である。
いて更に詳しく説明する。図2は、位相誤差と振幅誤差
の補正動作の態様を示すベクトル図である。
【0028】図2における点P3が所望とする振幅位相
変調波であるとき、理想的な直交変調器は変調入力信号
Ii1,Iq1をそれぞれ変換利得が1であるミキサに
入力し、正しく直交関係にある二つのローカル信号とそ
れぞれ混合することによって、点P1で表わされるIi
1・cosωtと、点P2で表わされるIq1・sin
ωtを得る。そして、これら点P1,P2の信号を合成
することによりP3、すなわちIi1・cosωt+I
q1・sinωtなる振幅位相変調波を生成する。
変調波であるとき、理想的な直交変調器は変調入力信号
Ii1,Iq1をそれぞれ変換利得が1であるミキサに
入力し、正しく直交関係にある二つのローカル信号とそ
れぞれ混合することによって、点P1で表わされるIi
1・cosωtと、点P2で表わされるIq1・sin
ωtを得る。そして、これら点P1,P2の信号を合成
することによりP3、すなわちIi1・cosωt+I
q1・sinωtなる振幅位相変調波を生成する。
【0029】実際の直交変調器においては、二つのロー
カル信号の位相差は正確にπ/2ではなく、また二つの
ミキサの変換利得も完全に等しくはない。そこで、二つ
のローカル信号間の位相差のπ/2からのずれ(位相誤
差)をθとし、二つのミキサの変換利得をA,Bで表わ
す。
カル信号の位相差は正確にπ/2ではなく、また二つの
ミキサの変換利得も完全に等しくはない。そこで、二つ
のローカル信号間の位相差のπ/2からのずれ(位相誤
差)をθとし、二つのミキサの変換利得をA,Bで表わ
す。
【0030】本実施例の直交変調器では、線形変換器1
9で得られた変換信号Ii3を変換利得Aのミキサに入
力して、P4で表わされるIi3・Acos(ωt+θ
/2)を生成し、また変換信号Iq3を変換利得Bのミ
キサに入力して、点P4で表わされるIq3・Bsin
(ωt−θ/2)を生成し、これらを合成して点P3で
表わされる振幅位相変調波出力、すなわち Ii3・Acos(ωt+θ/2)+Iq3・
Bsin(ωt−θ/2)を生成する。
9で得られた変換信号Ii3を変換利得Aのミキサに入
力して、P4で表わされるIi3・Acos(ωt+θ
/2)を生成し、また変換信号Iq3を変換利得Bのミ
キサに入力して、点P4で表わされるIq3・Bsin
(ωt−θ/2)を生成し、これらを合成して点P3で
表わされる振幅位相変調波出力、すなわち Ii3・Acos(ωt+θ/2)+Iq3・
Bsin(ωt−θ/2)を生成する。
【0031】図2から明らかなように、P4,P5の信
号は位相誤差θによって対称的に変化する。従って、振
幅誤差やオフセット誤差の影響はこれらP4,P5の信
号に含まれることになるので、後述する実施例のように
P4,P5の信号の振幅を検出し比較することによって
、振幅誤差およびオフセットが求まることになる。
号は位相誤差θによって対称的に変化する。従って、振
幅誤差やオフセット誤差の影響はこれらP4,P5の信
号に含まれることになるので、後述する実施例のように
P4,P5の信号の振幅を検出し比較することによって
、振幅誤差およびオフセットが求まることになる。
【0032】次に、本発明の他の実施例を説明する。図
3は、線形変換器の他の構成例を示している。位相誤差
θが小さい場合、位相誤差補正信号Cc,CsはCc=
1,Cs=θ/2と近似できるので、図1における位相
誤差補正用乗算器11〜14のうち、Ccが入力される
乗算器11,14を省略し、図3に示すように線形変換
器を簡単に構成することができる。
3は、線形変換器の他の構成例を示している。位相誤差
θが小さい場合、位相誤差補正信号Cc,CsはCc=
1,Cs=θ/2と近似できるので、図1における位相
誤差補正用乗算器11〜14のうち、Ccが入力される
乗算器11,14を省略し、図3に示すように線形変換
器を簡単に構成することができる。
【0033】図4は、線形変換器の更に別の構成例を示
している。線形変換器には図1の実施例における位相誤
差補正信号Cc,Csと振幅誤差補正信号Ai,Aqか
ら求められた以下に示す内容の補正信号C1,C2,C
3,C4が入力される。
している。線形変換器には図1の実施例における位相誤
差補正信号Cc,Csと振幅誤差補正信号Ai,Aqか
ら求められた以下に示す内容の補正信号C1,C2,C
3,C4が入力される。
【0034】C1=Cc・Ai
C2=Cs・Ai
C3=Cc・Aq
C4=Cs・Aq
このようにすると、図1の実施例で位相誤差補正に用い
られていた乗算器11〜14で振幅誤差補正も行うこと
ができるので、図1における振幅誤差補正用の乗算器1
7,18が不要となり、図4に示すように線形変換器を
簡単に構成することができる。
られていた乗算器11〜14で振幅誤差補正も行うこと
ができるので、図1における振幅誤差補正用の乗算器1
7,18が不要となり、図4に示すように線形変換器を
簡単に構成することができる。
【0035】図5は、本発明の第2の実施例に係る直交
変調器であり、補正動作を自動化した場合の例である。 これは図1に位相差検出器(位相比較器)31、振幅検
出器32,33、誤差補正信号発生回路34およびメモ
リ35が追加された構成となっている。
変調器であり、補正動作を自動化した場合の例である。 これは図1に位相差検出器(位相比較器)31、振幅検
出器32,33、誤差補正信号発生回路34およびメモ
リ35が追加された構成となっている。
【0036】位相差検出器31によってπ/2移相器2
9の出力の位相誤差θが検出され、この位相誤差θの情
報が誤差補正信号発生回路34に入力されることにより
、位相誤差補正信号Cc=cosθ/2,Cs=sin
θ/2が作成される。一方、振幅検出器32,33によ
ってミキサ26,27の出力の最大振幅とオフセットが
検出され、誤差補正信号発生回路34において振幅検出
器32,33の検出結果が比較されることによって、振
幅誤差補正信号Ai,Aqとオフセット補正信号Oi,
Oqが作成される。こうして作成された各補正信号は誤
差補正回路10に供給され、自動的に補正動作が行われ
る。
9の出力の位相誤差θが検出され、この位相誤差θの情
報が誤差補正信号発生回路34に入力されることにより
、位相誤差補正信号Cc=cosθ/2,Cs=sin
θ/2が作成される。一方、振幅検出器32,33によ
ってミキサ26,27の出力の最大振幅とオフセットが
検出され、誤差補正信号発生回路34において振幅検出
器32,33の検出結果が比較されることによって、振
幅誤差補正信号Ai,Aqとオフセット補正信号Oi,
Oqが作成される。こうして作成された各補正信号は誤
差補正回路10に供給され、自動的に補正動作が行われ
る。
【0037】これらの各補正信号はディジタル信号であ
り、誤差補正信号発生回路34に設けられた出力ラッチ
によって保持される。従って、誤差の計測は電源投入時
やローカル信号周波数の切替え時以外は間欠的に行えば
よいので、アナログ方式に比較して平均消費電力が低減
される。また、電源投入時やローカル信号周波数切替え
時の第1回目の計測が終了するまでは、メモリ35に蓄
えられていた前回までの補正信号の値を利用すればよい
。この場合、ローカル信号周波数の切り替え時等に既に
記憶・保持していた値を直ちに読み出すことができるの
で、立上がり時間が短縮される。
り、誤差補正信号発生回路34に設けられた出力ラッチ
によって保持される。従って、誤差の計測は電源投入時
やローカル信号周波数の切替え時以外は間欠的に行えば
よいので、アナログ方式に比較して平均消費電力が低減
される。また、電源投入時やローカル信号周波数切替え
時の第1回目の計測が終了するまでは、メモリ35に蓄
えられていた前回までの補正信号の値を利用すればよい
。この場合、ローカル信号周波数の切り替え時等に既に
記憶・保持していた値を直ちに読み出すことができるの
で、立上がり時間が短縮される。
【0038】この実施例から明らかなように、本発明に
よれば位相誤差は勿論、振幅誤差およびオフセットにつ
いても合成器30で振幅移相変調波出力を生成する前の
段階で検出ができる。このため、従来の誤差補正方式の
ように例えば合成器30の出力から同相および直交系の
2チャネルの信号を分解して振幅誤差やオフセットを検
出する必要がなく、回路構成が大幅に簡略化される。
よれば位相誤差は勿論、振幅誤差およびオフセットにつ
いても合成器30で振幅移相変調波出力を生成する前の
段階で検出ができる。このため、従来の誤差補正方式の
ように例えば合成器30の出力から同相および直交系の
2チャネルの信号を分解して振幅誤差やオフセットを検
出する必要がなく、回路構成が大幅に簡略化される。
【0039】図6は、本発明の第3の実施例に係る直交
変調器であり、位相差検出器41および振幅検出器42
,43で検出された誤差信号が直接補正信号として用い
られる。すなわち、位相差検出器41で位相誤差θが求
められるとともにθ/2に変換され、このθ/2の情報
が位相誤差補正信号として乗算器12,13に直接供給
される。この場合、θはビットシフトによってθ/2に
変換できるので、特別な変換回路を必要としない。
変調器であり、位相差検出器41および振幅検出器42
,43で検出された誤差信号が直接補正信号として用い
られる。すなわち、位相差検出器41で位相誤差θが求
められるとともにθ/2に変換され、このθ/2の情報
が位相誤差補正信号として乗算器12,13に直接供給
される。この場合、θはビットシフトによってθ/2に
変換できるので、特別な変換回路を必要としない。
【0040】一方、振幅検出器42,43で変調前のロ
ーカル信号の振幅が検出され、振幅検出器42で検出さ
れた直交系のローカル信号の振幅情報が、同相系の変調
入力信号が入力される乗算器18に供給され、振幅検出
器43で検出された同相系のローカル信号の振幅情報が
、直交系の変調入力信号が入力される乗算器17に供給
されることによって、同相、直交両成分の振幅の相対誤
差が補正される。
ーカル信号の振幅が検出され、振幅検出器42で検出さ
れた直交系のローカル信号の振幅情報が、同相系の変調
入力信号が入力される乗算器18に供給され、振幅検出
器43で検出された同相系のローカル信号の振幅情報が
、直交系の変調入力信号が入力される乗算器17に供給
されることによって、同相、直交両成分の振幅の相対誤
差が補正される。
【0041】この実施例は、特に位相誤差および振幅誤
差が主にπ/2移相器29にある場合に有効な構成であ
る。また、この実施例で説明した誤差検出方式を図5の
実施例に適用することも可能である。
差が主にπ/2移相器29にある場合に有効な構成であ
る。また、この実施例で説明した誤差検出方式を図5の
実施例に適用することも可能である。
【0042】本発明は上述した実施例に限定されるもの
ではなく、種々変形して実施することが可能である。例
えば本発明では位相誤差、振幅毎およびオフセットの各
補正を独立して行うことができるので、アナログ回路の
回路方式と要求精度によっては位相誤差、振幅誤差およ
びオフセットの補正回路のうち1ないしは2つを省略し
てもよい。また、これらの補正回路のうち1つないしは
2つをアナログ回路によって構成し、残りをディジタル
回路で構成することも可能である。さらに、これら3つ
の補正のうち一つを省略し、残りのうちの一つをディジ
タル回路で、もう一つをアナログ回路で実現することも
可能である。
ではなく、種々変形して実施することが可能である。例
えば本発明では位相誤差、振幅毎およびオフセットの各
補正を独立して行うことができるので、アナログ回路の
回路方式と要求精度によっては位相誤差、振幅誤差およ
びオフセットの補正回路のうち1ないしは2つを省略し
てもよい。また、これらの補正回路のうち1つないしは
2つをアナログ回路によって構成し、残りをディジタル
回路で構成することも可能である。さらに、これら3つ
の補正のうち一つを省略し、残りのうちの一つをディジ
タル回路で、もう一つをアナログ回路で実現することも
可能である。
【0043】
【発明の効果】本発明によれば、位相誤差、振幅誤差お
よびオフセットの各補正を独立して行うことができるこ
とから、補正動作の自動化が容易であり、また256Q
AMのような多値の振幅位相変調にも容易に対応できる
。
よびオフセットの各補正を独立して行うことができるこ
とから、補正動作の自動化が容易であり、また256Q
AMのような多値の振幅位相変調にも容易に対応できる
。
【0044】さらに、振幅誤差およびオフセットに関し
ても振幅位相変調波出力を合成する前の段階で検出する
ことができるので、振幅誤差およびオフセットの検出の
ために合成された振幅位相変調波から直交する2チャネ
ルの信号を分解して取り出す回路が不要となり、回路構
成が簡単となる。
ても振幅位相変調波出力を合成する前の段階で検出する
ことができるので、振幅誤差およびオフセットの検出の
ために合成された振幅位相変調波から直交する2チャネ
ルの信号を分解して取り出す回路が不要となり、回路構
成が簡単となる。
【図1】 本発明の第1の実施例に係る直交変調器の
ブロック図
ブロック図
【図2】 本発明による位相誤差および振幅誤差の補
正動作を説明するためのベクトル図
正動作を説明するためのベクトル図
【図3】 本発明に用いられる線形変換器の他の構成
例を示すブロック図
例を示すブロック図
【図4】 本発明に用いられる線形変換器の別の構成
例を示すブロック図
例を示すブロック図
【図5】 本発明の第2の実施例に係る直交変調器の
ブロック図
ブロック図
【図6】 本発明の第3の実施例に係る直交変調器の
ブロック図
ブロック図
【図7】 従来の直交変調器の基本構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
10…誤差補正回路
11〜14…位相誤差補正用乗算器 15,16…位相誤差補正用加算器 17,18
…振幅誤差補正用乗算器 19…線形変換器
20,21…オフセット補正用乗算器 22,23…D/A変換器 2
4,25…ローパスフィルタ 26,27…ミキサ
28…シンセサイザ 29…π/2移相器
30…合成器31,41…位相差検出器
32,33,42,43…振幅検出器 34…誤差補正信号発生回路
11〜14…位相誤差補正用乗算器 15,16…位相誤差補正用加算器 17,18
…振幅誤差補正用乗算器 19…線形変換器
20,21…オフセット補正用乗算器 22,23…D/A変換器 2
4,25…ローパスフィルタ 26,27…ミキサ
28…シンセサイザ 29…π/2移相器
30…合成器31,41…位相差検出器
32,33,42,43…振幅検出器 34…誤差補正信号発生回路
Claims (2)
- 【請求項1】 ディジタル信号で与えられる第1およ
び第2の変調入力信号を直交関係にある第1および第2
のローカル信号の位相誤差と変調信号経路の振幅利得で
決まる座標系に線形変換して第1および第2の変換信号
を出力する線形変換手段と、前記第1および第2の変換
信号にオフセット補正信号を加算する第1および第2の
オフセット補正手段と、前記第1および第2のオフセッ
ト補正手段の出力信号をアナログ信号に変換する第1お
よび第2のD/A変換手段と、前記第1および第2のD
/A変換手段の出力信号から不要周波数成分を除去する
第1および第2のフィルタ手段と、前記第1および第2
のフィルタ手段の出力信号によって前記第1および第2
のローカル信号を振幅変調する第1および第2の変調手
段と、前記第1および第2の変調手段の出力信号を合成
して振幅位相変調波を得る合成手段とを具備することを
特徴とする直交変調器。 - 【請求項2】 ディジタル信号で与えられる第1およ
び第2の変調入力信号Ii1,Iq1を第1および第2
の位相誤差補正信号Cc,Csと、第1および第2の振
幅誤差補正信号Ai,Aqと、第1および第2のオフセ
ット補正信号Oi,Oqに基づいて、 Ai(C
c・Ii1+Cs・Iq1)+Oi Aq(Cs・Ii1+Cc・Iq1)+Oqなる第1お
よび第2の出力信号に変換する変換手段と、前記第1お
よび第2の出力信号をアナログ信号に変換する第1およ
び第2のD/A変換手段と、前記第1および第2のD/
A変換手段の出力信号から不要周波数成分を除去する第
1および第2のフィルタ手段と、前記第1および第2の
フィルタ手段の出力信号によって前記第1および第2の
ローカル信号を振幅変調する第1および第2の変調手段
と、前記第1および第2の変調手段の出力信号を合成し
て振幅位相変調波を得る合成手段とを具備することを特
徴とする直交変調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3059575A JPH04275746A (ja) | 1991-03-01 | 1991-03-01 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3059575A JPH04275746A (ja) | 1991-03-01 | 1991-03-01 | 直交変調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04275746A true JPH04275746A (ja) | 1992-10-01 |
Family
ID=13117170
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3059575A Pending JPH04275746A (ja) | 1991-03-01 | 1991-03-01 | 直交変調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04275746A (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0897873A (ja) * | 1994-09-28 | 1996-04-12 | Nec Corp | 直交変調器 |
US6359523B1 (en) | 1999-07-02 | 2002-03-19 | Nec Corporation | Orthogonal modulator, mobile terminal and communication system |
JP2007116241A (ja) * | 2005-10-18 | 2007-05-10 | Anritsu Corp | デジタル変調信号発生装置 |
US7477687B2 (en) | 1999-01-19 | 2009-01-13 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
JP2009540672A (ja) * | 2006-06-06 | 2009-11-19 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 高速同相直交不平衡校正 |
WO2011121979A1 (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-06 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 位相調整回路、位相調整方法 |
US8792545B2 (en) | 1999-01-19 | 2014-07-29 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
-
1991
- 1991-03-01 JP JP3059575A patent/JPH04275746A/ja active Pending
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP2012182793A (ja) * | 2006-06-06 | 2012-09-20 | Qualcomm Inc | 高速同相直交不平衡校正 |
US8654885B2 (en) | 2006-06-06 | 2014-02-18 | Qualcomm Incorporated | Fast in-phase and quadrature imbalance calibration |
WO2011121979A1 (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-06 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 位相調整回路、位相調整方法 |
US8942621B2 (en) | 2010-03-29 | 2015-01-27 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Phase adjustment circuit and phase adjustment method |
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