JP5591853B2 - 直交誤差補償回路 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、受信機に使用する直交誤差補償回路に関する。

従来の直交誤差補償回路は、９０°位相器で発生した位相誤差を検出し、その検出結果に応じて、位相誤差を補正している。

特開２００４−２６６４１６号公報

従来の受信機においては、アナログベースバンドフィルタのアナログ素子ばらつきで生じる位相誤差を考慮していなかったため、９０°位相器で発生した位相誤差を正確に検出できないという問題がある。

発明が解決しようとする課題は、上記に鑑みてなされたものであって、アナログベースバンドフィルタのアナログ素子のばらつきで生じる位相誤差が生じる場合でも直交位相誤差の変動が小さな周波数帯域についても高精度に直交位相誤差を補正する直交誤差補償回路を提供することを目的とする。

実施形態によれば、直交誤差補償回路は、同相成分の信号および直交成分の信号が入力され、第１フィルタと、第１乗算器と、第１減算器と、第２フィルタと、相関算出回路と、を備える。第１フィルタは、同相成分の信号のうち、第１周波数より低い低域信号成分のみを通過させる。第１乗算器は、同相成分の信号と制御値とを乗算する。第１減算器は、直交成分の信号から第１乗算器の出力を減算する。第２フィルタは、第１減算器の出力のうち、第２周波数より低い低域信号成分のみを通過させる。相関算出回路は、第１フィルタの出力と第２フィルタの出力との相互相関値を算出し、相互相関値を制御値とする。第１周波数及び第２周波数は、同相成分の信号帯域および直交成分の信号帯域に含まれている。

第１の実施形態に係る直交誤差補償回路の一例を示すブロック図。 一般的なダイレクトコンバージョン型受信機の一例を示す図。 アナログ素子のばらつきの影響による位相差を示す図。 本実施形態での周波数対直交位相誤差の特性を示す図。 第１の実施形態の第１の変形例に係る直交誤差補償回路の一例を示すブロック図。 第１の実施形態の第２の変形例に係る直交誤差補償回路の一例を示すブロック図。 相関算出回路の一例を示すブロック図。 帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）の一例を示すブロック図。 第２の実施形態に係る直交誤差補償回路の一例を示すブロック図。 第３の実施形態に係る直交誤差補償回路の一例を示すブロック図。 第４の実施形態に係る直交誤差補償回路の一例を示すブロック図。 第５の実施形態に係る直交誤差補償回路の一例を示すブロック図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る直交誤差補償回路について詳細に説明する。なお、以下の実施形態では、同一の番号を付した部分については同様の動作を行うものとして、重ねての説明を省略する。
（第１の実施形態）
本実施形態に係る直交誤差補償回路について図１を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る直交誤差補償回路のブロック図である。
本実施形態の直交誤差補償回路１００は、減算器１０１、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０２及び１０３、相関算出回路１０４、乗算器１０５を備える。直交誤差補償回路１００は、直交検波された同相成分（Ｉｃｈ）の信号と直交成分（Ｑｃｈ）の信号とを入力する。

乗算器１０５は、入力されるＩｃｈ信号と相関算出回路１０４の出力信号とを乗算し、乗算した信号を減算器１０１に入力する。

減算器１０１は、入力されるＱｃｈ信号から乗算器１０５の出力信号を減算し、減算した信号を直交誤差補正後の直交出力信号として出力する。

ＬＰＦ１０２は、入力されるＩｃｈ信号から低域信号成分のみを通過させる。ＬＰＦ１０３は、減算器１０１の出力信号から低域信号成分のみを通過させる。なお、ＬＰＦ１０２及びＬＰＦ１０３のカットオフ周波数はＩｃｈ信号及びＱｃｈ信号の帯域内にある。

相関算出回路１０４は、入力した２つの信号の相互相関値（制御値とも称す）を算出する。図１の場合では、ＬＰＦ１０２の出力信号とＬＰＦ１０３の出力信号との相互相関値を算出する。ここで、この相関値は、対象信号の位相誤差に生じる干渉信号の混入割合を示す指標となる。相関算出回路１０４は、この相互相関値に適切な利得を与え、前述した乗算器１０５に入力する。相関算出回路１０４及び減算器１０１によるフィードバック作用により、相関値が小さくなるように（無相関に近づくように）制御する。

次に、直交誤差補償回路の動作原理について、一般的なダイレクトコンバージョン型受信機の例を用いて図２を参照して説明する。図２は、一般的なダイレクトコンバージョン型受信機の一例を示すブロック図である。
ダイレクトコンバージョン型受信機２００は、アンテナ２０１、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０２、ミキサ２０３および２０４、局部発振器２１３、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７、ベースバンド増幅器２０８および２０９、ＡＤコンバータ２１０および２１１、ディジタル信号処理回路２１２を備える。

アンテナ２０１で受信した信号をＬＮＡ２０２にて増幅し２系統に分配される。この分配した信号をそれぞれミキサ２０３および２０４が、各々局部発振器２１３から供給される周波数とミキシングすることにより周波数変換する。ここで、局部発振器２１３は、ミキサ２０３には直接、ミキサ２０４にはπ／２位相器２０５を介して接続される。したがって、周波数変換されたそれぞれのベースバンド信号はπ／２位相の位相差を持つ。この２系統の信号は、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７により不要周波数成分（ミキシングにより生成される高調波成分や干渉信号成分、ＤＣオフセット成分）を各々除去し、ベースバンド増幅器２０８および２０９により所望の信号強度まで増幅され、ＡＤコンバータ２１０および２１１にてアナログディジタル変換（analog-to-digital conversion）が施される。このディジタルデータを用いてディジタル信号処理回路２１２で信号の復調処理を行なう。

ここで、π／２位相器２０５がアナログ素子のばらつきの影響で、位相誤差がαだけ進んでいる場合について説明を行う。
ミキサ２０３および２０４への入力信号をｓ（ｔ）＝２Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（２πｆ_ｃｔ）−２Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆ_ｃｔ）とする。局部発振器２１３からミキサ２０３への入力はｃｏｓ（２πｆ_ｃｔ）、局部発振器２１３からπ／２位相器２０５を介してミキサ２０４への入力はｃｏｓ（２πｆ_ｃｔ＋π／２＋α）＝−ｓｉｎ（２πｆ_ｃｔ＋α）となる。ミキサ出力信号の同相成分の信号および直交成分の信号をアナログベースバンドフィルタ２０６、２０７にて高調波成分をそれぞれ除去した信号の、同相成分の信号Ｉ’（ｔ）および直交成分の信号Ｑ’（ｔ）は次式となる。

同相成分Ｉ’（ｔ）＝Ｉ（ｔ） （１）
直交成分Ｑ’（ｔ）＝Ｑ（ｔ）ｃｏｓ（α）＋Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（α） （２）

π／２位相器２０５の位相誤差が存在する環境下においては、直交成分にＩ（ｔ）ｓｉｎ（α）が不要信号として生じ、さらにｃｏｓ（α）だけ直交振幅誤差が発生するため特性が劣化する。ここで、位相誤差で生じる直交成分の不要信号Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（α）は、式（１）、（２）で示した通り、同相成分の信号Ｉ（ｔ）と相関をもつ信号となる。信号成分Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）に相関はなく、同相成分の信号Ｉ（ｔ）と直交成分に生じる不要信号Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（α）の間に相関がある。

次に、この相関を持つことに着目し、この不要信号を取り除くことについて説明する。ここでは、直交誤差補償回路１００に直交誤差がある信号の同相成分の信号（Ｉ’（ｔ））と直交成分の信号（Ｑ’（ｔ））が入力される場合について説明する。さらに、直交成分に生じる不要信号Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（α）を取り除くことにはＬＰＦ１０２および１０３は本質的な働きはしないので、この不要信号の除去に関するここでの説明ではＬＰＦ１０２および１０３がない場合について説明する。
相関算出回路１０４はＩ’（ｔ）とＱ’（ｔ）の相関値を算出した結果に適切な利得を与え、乗算器１０５に入力する。乗算器１０５は、同相成分の信号（Ｉ’（ｔ））と相関算出回路１０４の出力を乗算し、減算器１０１に出力する。減算器１０１は、入力される直交成分の信号（Ｑ’（ｔ））から乗算器１０５の出力を減算し、出力する。すなわち、相関算出回路１０４及び減算器１０１によるフィードバック作用により、相関値が小さくなるように（無相関に近づくように）制御するため、結果として相関算出回路１０４の出力はｓｉｎ（α）に収束し直交成分の不要信号成分は除去され、直交誤差補償を行うことができる。この結果、直交成分の信号Ｑ’（ｔ）からＩ（ｔ）ｓｉｎ（α）を取り除くことができ、直交成分の信号Ｑ’（ｔ）＝Ｑ（ｔ）ｃｏｓ（α）となる。ｃｏｓ（α）は後段で振幅補正をすればよい（例えば図１２参照）。

しかしながら、直交誤差はこの位相誤差αだけが要因ではなく、別の要因でも発生する。この別の要因について図３を参照して説明する。
アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７は、アナログ素子のばらつきの影響により位相特性が各々異なってしまうという問題がある。一例として、アナログベースバンドフィルタが３次バタワース型のＬＰＦ特性と、１次バタワース型の高域通過フィルタ（ＨＰＦ）の特性を持つ帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）を仮定し、それぞれのＬＰＦ及びＨＰＦのカットオフ周波数にずれが生じたことによるフィルタ間の位相差を図３に示す。図３では、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７にそれぞれ含まれるＬＰＦのカットオフ周波数が１ＧＨｚと１．０２ＧＨｚと２％のずれが生じ、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７にそれぞれ含まれるＨＰＦのカットオフ周波数が１０ＭＨｚと１０．５ＭＨｚと５％のずれが生じている場合である。

これらのようにカットオフ周波数にずれが生じることにより、これが直交位相誤差の原因となる。ここでＨＰＦのカットオフ周波数の誤差をＬＰＦのカットオフ周波数の誤差より大きくした理由は、ＬＰＦのカットオフ周波数のずれの主要因は、抵抗とキャパシタのばらつきで生じるのに対して、ＨＰＦではこの抵抗とキャパシタのばらつきに加えフィードバックループのゲイン特性のばらつきにも依存するためである。図３に示すように、周波数に依存して異なる位相誤差となり、ＬＰＦ、ＨＰＦ特性のカットオフ周波数付近で位相差が大きくなる。

次に、π／２位相器２０５の位相誤差α＝３度、アナログベースバンドフィルタのカットオフ周波数が上述した様にばらついた場合の、周波数対直交位相誤差の特性について図４を参照して説明する。図４は、図３に示した特性曲線に一定の（周波数に依存しない）位相誤差α＝３度を加算した曲線を示している。
図４に示すように周波数に依存して異なる直交位相誤差を、ＬＰＦ１０２および１０３がない直交誤差補償回路１００で補正を行おうとしても、アナログベースバンドフィルタによる直交位相誤差の影響により、直交位相誤差は一定値にならないので、π／２位相器２０５の位相誤差を補正することができない。

そこで実施形態に係る直交誤差補償回路１００では、相関算出回路１０４の入力前で、前記アナログフィルタで位相差が小さい帯域（ここに示した例では１００ＭＨｚ付近を含みそれよりも周波数が小さい帯域）の信号を通過させるＬＰＦで信号をフィルタリングしてから、相関を算出することにより、アナログベースバンドフィルタの影響を軽減し、高精度にπ／２位相器２０５で発生する位相誤差の補正を行うことができる。すなわち、図４の特性曲線のうちの高周波数側の信号をカットすることにより、ほぼ一定値である直交位相誤差を補正すればよくなり、上述したように相関算出回路１０４及び減算器１０１によるフィードバック作用によって、高精度にπ／２位相器２０５で発生する位相誤差の補正を行うことができる。

アナログ回路とディジタル回路が混載している集積回路に於いては、ディジタル回路のクロック信号に起因するスプリアス（動作クロックの整数倍に不要波が発生する）がアナログ回路で発生することがある。このようなスプリアスの影響を軽減するため、ＬＰＦでスプリアスをフィルタリングしてから相関を算出することにより、さらにスプリアスの影響も軽減し、高精度にπ／２位相器２０５で発生する位相誤差の補正を行うことができる。

（第１の変形例）
本実施形態に係る直交誤差補償回路１００の第１の変形例について図５を参照して説明する。図５は第１の変形例に係る直交誤差補償回路５００を示すブロック図である。直交誤差補償回路５００は、直交誤差補償回路１００に含まれるＬＰＦ１０２および１０３がそれぞれ帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）５０２および５０３に変更になっていることのみが、直交誤差補償回路１００とは異なる。

ＢＰＦ５０２は、入力されたＩｃｈ信号から、低域及び高域の信号成分を除去して残りの信号成分のみを通過させる。ＢＰＦ５０３は、減算器１０１の出力信号から、低域及び高域の信号成分を除去して残りの信号成分のみを通過させる。ＢＰＦ５０２、５０３は、ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタで構成してもよいし、ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタで構成してもよい。

この場合、相関算出回路１０４は、ＢＰＦ５０２の出力信号とＢＰＦ５０３の出力信号との相互相関値を算出することになる。第１の変形例では、ＢＰＦ５０２および５０３を使用することにより、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７に起因する直交位相誤差の大きくなる周波数帯域を除去して、直交位相誤差の変動が小さな周波数帯域について直交位相誤差を補正することができる。直交誤差補償回路１００では除去しなかった低周波数帯域も除去することで、直交誤差補償回路１００での場合よりもさらに直交位相誤差の変動が小さな周波数帯域について補正することができるので、直交誤差補償回路５００での直交位相誤差の補正精度は直交誤差補償回路１００よりも高くなる。

（第２の変形例）
本実施形態に係る直交誤差補償回路１００の第２の変形例について図６を参照して説明する。図６は第１の変形例に係る直交誤差補償回路６００を示すブロック図である。直交誤差補償回路６００は、直交誤差補償回路１００に含まれる要素に加え、ＨＰＦ６０１および６０２をそれぞれ乗算器１０５の前段および減算器１０１の前段に設置したものである。

ＨＰＦ６０１は、入力されたＩｃｈ信号から、高域信号成分のみを通過させ、乗算器１０５およびＬＰＦ１０２に入力する。
ＨＰＦ６０２は、入力されたＱｃｈ信号から、高域信号成分のみを通過させ、減算器１０１に入力する。

この場合、相関算出回路１０４は、ＨＰＦ６０１およびＬＰＦ１０２を通過した信号とＨＰＦ６０２およびＬＰＦ１０３を通過した信号との相互相関値を算出することになり、結局、効果としては第１の変形例と同様になる。すなわち、第２の変形例では、ＨＰＦ６０１およびＬＰＦ１０２、およびＨＰＦ６０２およびＬＰＦ１０３を使用することにより、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７に起因する直交位相誤差の大きくなる周波数帯域を除去して、直交位相誤差の変動が小さな周波数帯域について直交位相誤差を補正することができる。直交誤差補償回路１００では除去しなかった低周波数帯域も除去することで、直交誤差補償回路１００での場合よりもさらに直交位相誤差の変動が小さな周波数帯域について補正することができるので、直交誤差補償回路６００での直交位相誤差の補正精度は直交誤差補償回路１００よりも高くなる。

以下に相関算出回路１０４、ＢＰＦ５０２および５０３、ＬＰＦ１０２および１０３、ＨＰＦ６０１および６０２について図７および図８を参照して説明する。図７は相関算出回路１０４の一例を示すブロック図であり、図８はＢＰＦの一例（ＢＰＦ８００）を示すブロック図であり、中にＬＰＦの一例とＨＰＦの一例を含んでいることを示している。

相関算出回路１０４は、乗算器７０１および７０３、積分器７０２を備える。乗算器７０１は、２つの入力信号を乗算し、この出力を積分器７０２で積分している。そして、相関算出回路１０４は、積分器５０２の出力に適切な利得Ｇ_ｓｔｅｐ７０４を乗算器５０３にて乗算し出力している。これらの入力信号はそれぞれ、図１および図６の例ではＬＰＦ１０２および１０３を通過した信号であり、図５の例ではＢＰＦ５０２および５０３を通過した信号である。

ＢＰＦ８００は、減算器８０１、積分器８０２、乗算器８０３、遅延器８０５、および加算器８０６を備える。
ＢＰＦ８００の入力信号と乗算器８０１の出力を減算器８０１で減算し出力する。減算器８０１の出力を積分器８０２で積分し、乗算器８０３で制御係数Ｇ_ｌｏｏｐ８０４を乗算し減算器８０１に出力する。また、減算器８０１の出力を遅延器８０５および加算器８０６に入力する。遅延器８０５では、入力した信号に対し所定の遅延を施し出力する。加算器８０６は遅延器８０５の出力と減算器８０１の出力を加算し出力する。

バンドパスフィルタの動作原理について説明する。積分器８０２および乗算器８０３をフィードバックし減算器８０１に入力するため、これらによって高域通過フィルタ（ＨＰＦ）を構成している。ＨＰＦのカットオフ周波数はループゲインＧ_ｌｏｏｐで決定することができる。また、遅延器８０５にて所定の遅延を加えた信号とを加算器８０６にて加算することにより、これらによって低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を構成している。ＬＰＦのカットオフ周波数は遅延器８０５の遅延量により決定することができる。それぞれのカットオフ周波数は、前述したアナログベースバンドフィルタの帯域内に設定すればよい。

上述では、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７のフィルタの形状を帯域通過フィルタとして説明したが、アナログベースバンドが低域通過フィルタの場合には、ＢＰＦ１０２、１０３の形状を低域通過フィルタとすればよい。

また、直交誤差補正回路の入力信号の同相成分（Ｉｃｈ）と直交成分（Ｑｃｈ）とを入れ替えても、上述した効果を同様に奏することができる。この入れ替えによる効果の維持は以下の全ての実施形態の直交誤差補償回路においても同様である。

なお上記では、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７の後段に直交誤差補償回路１００、５００、６００を設置する場合について説明している。直交誤差補償回路１００、５００、６００は例えば、ＡＤコンバータ２１０とディジタル信号処理回路２１２との間からＩｃｈを入力し、ＡＤコンバータ２１１とディジタル信号処理回路２１２との間からＱｃｈを入力する。この他に、ベースバンド増幅器２０８とＡＤコンバータ２１０との間からＩｃｈを入力し、ベースバンド増幅器２０９とＡＤコンバータ２１１との間からＱｃｈを入力してもよいし、これとは別にアナログベースバンドフィルタ２０６とベースバンド増幅器２０８との間からＩｃｈを入力し、アナログベースバンドフィルタ２０７とベースバンド増幅器２０９との間からＱｃｈを入力してもよい。以上の説明は以下の実施形態で説明する他の直交誤差補償回路でも同様である。

また直交誤差補償回路１００、５００、６００が、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７よりも前段、すなわち、ミキサ２０３とアナログベースバンドフィルタ２０６との間からＩｃｈを入力し、ミキサ２０４とアナログベースバンドフィルタ２０７との間からＱｃｈを入力してもよい、この場合でも補正の誤差精度は従来よりも改善される。以上の説明は以下の実施形態で説明する他の直交誤差補償回路でも同様である。

以上に説明した第１の実施形態によれば、アナログベースバンドフィルタのアナログ素子のばらつきで生じる位相誤差が生じる場合でも、直交位相誤差の変動が小さな周波数帯域について直交位相誤差を補正することができるので、より高い補正精度を得ることができる。

（第２の実施形態）
本実施形態に係る直交誤差補償回路９００は、直交誤差補償回路５００に含まれる一方のＢＰＦを遅延器に変更したことのみ第１の実施形態の第１の変形例とは異なる。

本実施形態に係る直交誤差補償回路９００について図９を参照して説明する。
直交誤差補償回路９００は、直交誤差補償回路５００でＢＰＦ５０３を遅延器９０１に変更したものである。その他は直交誤差補償回路５００と同様である。

遅延器９０１は、減算器１０１の出力信号からＢＰＦ５０２の郡遅延だけ遅延し出力する。

図９の相関算出回路１０４は、ＢＰＦ５０２の出力と遅延器９０１の出力信号との相互相関値を算出する。ここで、上記相関は、対象信号の位相誤差に生じる干渉信号の混入割合を示す指標となる。相関算出回路１０４は、適切な利得を与え、乗算器１０５に入力する。相関算出回路１０４及び減算器１０１によるフィードバック作用により、上記相関が小さくなるように（無相関に近づくように）制御される。

直交誤差補償回路９００の動作原理について説明を行う。
カットオフ周波数をアナログベースバンドフィルタ２０６および２０７の帯域内としたＢＰＦ５０２にてＩｃｈ信号をフィルタリングし、アナログベースバンドフィルタに起因する直交位相誤差の影響が少ない信号成分を取り出す。また、遅延器９０１では減算器１０１の出力をＢＰＦ５０２で生じる郡遅延分の遅延を加えて相関算出回路１０４に入力する。ＢＰＦ５０２でフィルタリングしているので、フィルタリングした信号帯域に対してのみ有相関となる。結果として、ＢＰＦ５０２でフィルタリングした帯域に対して、相関算出回路１０４及び減算器１０１によるフィードバック作用により、相関が小さくなるように制御され、ＢＰＦ５０２でフィルタリングした帯域に対して直交位相誤差補償を行う。本実施形態では、１つのＢＰＦを１つの遅延器で構成できるため、回路規模の削減を図ることができる。

以上に説明した第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様な効果を得つつ回路規模を削減することができる。

ここでは、直交誤差補償回路５００のＢＰＦ５０３を遅延器９０１に変更した場合について説明したが、直交誤差補償回路１００のＬＰＦ１０３を遅延器９０１に変更してもよいし、直交誤差補償回路６００のＬＰＦ１０３を遅延器９０１に変更しても同様の効果を奏する。また、遅延器９０１を設置する位置はＩｃｈ側すなわち、ＢＰＦ５０２、ＬＰＦ１０２のある位置でもよく、この場合にはＱｃｈ側にＢＰＦ５０３、ＬＰＦ１０３を設置する。このように変更しても上記と同様の効果を奏する。このような変更は以下の全ての実施形態において行ってもよく、いずれの場合でも上記と同様の効果を奏する。

（第３の実施形態）
本実施形態に係る直交誤差補償回路１０００は、直交誤差補償回路５００に含まれる減算器および乗算器をもう一組追加してＩｃｈ側とＱｃｈ側とで対称になるように設定したことが第１の実施形態の第１の変形例とは異なる。

本実施形態に係る直交誤差補償回路１０００について図１０を参照して説明する。
直交誤差補償回路１０００は、減算器１００１および１００２、乗算器１００３および１００４、ＢＰＦ５０２および５０３、相関算出回路１０４を備える。直交誤差補償回路１０００は、直交検波された同相成分（Ｉｃｈ）の信号と直交成分（Ｑｃｈ）の信号とが入力される。

減算器１００１は、入力されたＩｃｈ信号から乗算器１００３の出力を減算し、直交誤差補正後の同相出力信号として出力する。

減算器１００２は、入力されたＱｃｈ信号から乗算器１００４の出力を減算し、直交誤差補正後の直交出力信号として出力する。

図１０のＢＰＦ５０２は、減算器１００１の出力信号を帯域通過フィルタにより、低域及び高域の信号成分を除去する。図１０のＢＰＦ５０３は、減算器１００２の出力信号を帯域通過フィルタにより、低域及び高域の信号成分を除去する。

図１０の相関算出回路１０４は、ＢＰＦ５０２の出力信号とＢＰＦ５０３の出力信号との相互相関値を算出する。ここで、この相関値は、対象信号の位相誤差に生じる干渉信号の混入割合を示す指標となる。相関算出回路１０４は、適切な利得を与え、乗算器１００３および１００４に入力する。相関算出回路１０４及び減算器１００１および１００２によるフィードバック作用により、この相関値が小さくなるように（無相関に近づくように）制御される。

直交誤差補償回路１０００の動作原理について説明を行う。
第１の実施形態では、π／２位相器２０５で位相がπ／２よりαだけ進んでいる場合の受信信号の同相成分および直交成分を式（１）、式（２）でモデル化した。ところで、位相差は同相成分と直交成分との相対値となるため、局部発振器２１３からミキサ２０３への入力をｃｏｓ（２πｆ_ｃｔ−α／２）、ミキサ２０３への入力をｃｏｓ（２πｆ_ｃｔ＋π／２＋α／２）＝−ｓｉｎ（２πｆ_ｃｔ＋α／２）とモデル化してもよい。本実施形態では回路がＩｃｈ側とＱｃｈ側で対称であるので、このモデルを採用する。ミキサ出力信号の同相および直交成分をアナログベースバンドフィルタ２０６、２０７にて高調波成分をそれぞれ除去した信号は次式となる。

同相成分Ｉ’’（ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（α／２）＋Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（α／２） （３）
直交成分Ｑ’’（ｔ）＝Ｑ（ｔ）ｃｏｓ（α／２）＋Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（α／２） （４）

同相成分にＱ（ｔ）ｓｉｎ（α／２）が、直交成分にＩ（ｔ）ｓｉｎ（α／２）が不要信号として生じるため特性が劣化する。式（３）、式（４）の右辺のそれぞれ第１項目が所望信号となり、第２項目が不要信号となる。同相成分の不要信号は直交成分の所望信号と相互相関を持ち、直交成分の不要信号は同相成分の所望信号と相互相関を持つ。

図１０の相関算出回路１０４ではＩ’’（ｔ）とＱ’’（ｔ）の相関値を算出した結果に適切な利得を与え、乗算器１００３および１００４に入力する。乗算器１００４では、同相成分の信号（Ｉ’’（ｔ））と相関算出回路１０４の出力を乗算し、減算器１００２に出力する。減算器１００２では、入力される直交成分の信号（Ｑ’’（ｔ））から乗算器１００４の出力を減算し、出力する。また乗算器１００３では、直交成分の信号（Ｑ’’（ｔ））と相関算出回路１０４の出力を乗算し、減算器１００１に出力する。減算器１００１では、入力される同相成分の信号（Ｉ’’（ｔ））から乗算器１００３の出力を減算し、出力する。すなわち、相関算出回路１０４及び減算器１００１および１００２によるフィードバック作用により、相関値が小さくなるように（無相関に近づくように）制御するため、結果として相関算出回路１０４の出力はｓｉｎ（α／２）に収束し直交成分の不要波成分は除去され、直交位相誤差補償を行うことができる。この結果、位相補償後の信号は、次式となる。

同相成分Ｉ’’’（ｔ）＝Ｉ（ｔ）ｃｏｓ（α／２） （５）
直交成分Ｑ’’’（ｔ）＝Ｑ（ｔ）ｃｏｓ（α／２） （６）

第１の実施形態とは異なり本実施形態では、直交振幅誤差が生じないため、位相誤差補償後の振幅補正をする必要がない。

以上に説明した第３の実施形態によれば、第１の実施形態と同様な効果を奏し、かつ位相誤差補償後の振幅補正をする必要がなくなる。

（第４の実施形態）
本実施形態に係る直交誤差補償回路１１００は、第１の実施形態の第１の変形例に係る直交誤差補償回路５００に、ＦＦＴ演算器１１０１と、直交補償回路１１０２と、直交誤差特性推定回路１１０３と、を追加したことが第１の実施形態の第１の変形例と異なる。
本実施形態に係る直交誤差補償回路１１００について図１１を参照して説明する。図１１は第４の実施形態に係る直交誤差補償回路のブロック図である。

直交誤差補償回路１１００は、直交誤差補償回路５００、ＦＦＴ演算器１１０１、直交補償回路１１０２、直交誤差特性推定回路１１０３を備える。直交誤差補償回路５００では、前述したようにπ／２位相器２０５で生じる位相誤差を補正しているので、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７のカットオフ周波数付近の周波数帯の直交誤差のみ補正すればよい。

ＦＦＴ演算器１１０１は、直交誤差補償回路５００の出力をフーリエ変換（ＦＦＴ：fast Fourier transform）し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。

直交誤差特性推定回路１１０３は、アナログベースバンドフィルタ２０６および２０７のカットオフ周波数付近の周波数帯の直交誤差特性を推定する。直交誤差特性の推定方法としては、プリアンブル信号あるいはパイロット信号等の既知の信号を用いることにより直交誤差特性の推定を行なうことができる。

直交補償回路１１０２は、直交誤差特性推定回路１１０３で推定した直交誤差情報を入力し、推定した直交誤差情報を基づき、アナログベースバンドのカットオフ周波数付近の周波数帯の信号の直交誤差の影響を除去するための補償を行う。直交補償回路１１０２は、ＦＦＴ演算器１１０１の出力信号において、各周波数帯の位相誤差を補正する。このように、アナログベースバンドのカットオフ周波数付近の周波数帯の位相誤差のみ補正すればよいので、アナログベースバンドが扱う全周波数に渡って補正するよりも演算量を削減できる。

以上の第４の実施形態によれば、カットオフ周波数付近の周波数帯の直交誤差の影響を除去できるので、第1の実施形態よりも補正精度が高くなる。

（第５の実施形態）
本実施形態に係る直交誤差補償回路１２００は、直交誤差補償回路５００の後段に振幅誤差補正回路１２０１を付加したことが第１の実施形態の第１の変形例と異なる。

本実施形態に係る直交誤差補償回路１２００について図１２を参照して説明する。図１２は第５の実施形態に係る直交誤差補償回路のブロック図である。

振幅誤差補正回路１２０１は、直交振幅誤差を検出し、補正し出力する。直交位相誤差で生じる直交振幅誤差の補正を行う。具体的には、上記の式（１）、（２）を参照すると、位相誤差で生じる直交成分の不要信号Ｉ（ｔ）ｓｉｎ（α）を取り除いた後に、振幅誤差補正回路１２０１が同相成分の信号Ｉ’（ｔ）＝Ｉ（ｔ）と、直交成分の信号Ｑ’（ｔ）＝Ｑ（ｔ）ｃｏｓ（α）との間でｃｏｓ（α）だけの直交振幅誤差が生じるので、｜Ｉ’（ｔ）／Ｑ’（ｔ）｜＝｜Ｉ（ｔ）／Ｑ（ｔ）｜となるように直交振幅誤差の補正を行う。

以上の第５の実施形態によれば、直交位相誤差の補正だけでなく直交振幅誤差の補正も行うので、第１の実施形態よりも補正精度が高くなる。

以上の実施形態によれば、アナログベースバンドフィルタのアナログ素子のばらつきで生じる位相誤差が生じる場合でも、直交位相誤差の変動が小さな周波数帯域について直交位相誤差を補正することができるので、より高い補正精度を得ることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００、５００、６００、９００、１０００、１１００、１２００・・・直交誤差補償回路、１０１、８０１、１００１、１００２・・・減算器、１０２、１０３・・・低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１０４・・・相関算出回路、１０５、７０１、７０３、８０３、１００３、１００４・・・乗算器、２００・・・ダイレクトコンバージョン型受信機、２０１・・・アンテナ、２０２・・・低雑音増幅器（ＬＮＡ）、２０３、２０４・・・ミキサ、２１３・・・局部発振器、２０６、２０７・・・アナログベースバンドフィルタ、２０８、２０９・・・ベースバンド増幅器、２１０、２１１・・・ＡＤコンバータ、２１２・・・ディジタル信号処理回路、５０２、５０３、８００・・・帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）、６０１、６０２・・・高域通過フィルタ（ＨＰＦ）、７０２、８０２・・・積分器、８０５、９０１・・・遅延器、８０６・・・加算器、１１０１・・・ＦＦＴ演算器、１１０２・・・直交補償回路、１１０３・・・直交誤差特性推定回路、１２０１・・・振幅誤差補正回路。

Claims (7)

1. 同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタとによってそれぞれ濾波された同相成分の信号および直交成分の信号が入力される直交誤差補償回路において、
   前記同相成分が入力され、前記同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタの特性ずれに起因する位相誤差が最小となる周波数成分を通過させる第１フィルタと、
   前記同相成分の信号と制御値とを乗算する第１乗算器と、
   前記直交成分の信号から前記第１乗算器の出力を減算する第１減算器と、
   前記第１減算器の出力信号が入力され、前記位相誤差が最小となる周波数成分を通過させる第２フィルタと、
   前記第１フィルタの出力と前記第２フィルタの出力との相互相関値を算出し、該相互相関値を制御値とする相関算出回路と、を備える直交誤差補償回路。
2. 同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタとによってそれぞれ濾波された同相成分の信号および直交成分の信号が入力される直交誤差補償回路において、
   前記同相成分の信号を入力する第１回路と、
   前記同相成分の信号と制御値とを乗算する第１乗算器と、
   前記直交成分の信号から前記第１乗算器の出力を減算する第１減算器と、
   前記第１減算器の出力を入力する第２回路と、
   前記第１回路の出力と前記第２回路の出力との相互相関値を算出し、該相互相関値を制御値とする相関算出回路と、を備え、
   前記第１回路及び前記第２回路の一方は、前記同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタの特性ずれに起因する位相誤差が最小となる周波数成分を通過させる第３フィルタであり、前記第１回路及び前記第２回路の他方は前記第３フィルタの群遅延だけ信号を遅延して出力する遅延器である直交誤差補償回路。
3. 前記同相成分の信号と、前記第１減算器の出力をフーリエ変換し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
   前記フーリエ変換回路の出力において、アナログベースバンドフィルタのカットオフ周波数付近の周波数帯の直交誤差を推定し、該直交誤差の補正を行う周波数領域直交補償回路と、をさらに備える請求項１または請求項２に記載の直交誤差補償回路。
4. 前記同相成分の信号と、前記第１減算器の出力とを入力し、それら信号の振幅誤差の検出および補正を行う振幅補正回路をさらに備える請求項１または請求項２に記載の直交誤差補償回路。
5. 前記直交成分の信号と制御値とを乗算する第２乗算器と、
   前記同相成分の信号から前記第２乗算器の出力を減算する第２減算器と、をさらに備え、
   前記第１フィルタまたは前記第３フィルタは、前記第２減算器の出力のうち、直交成分を通過させるアナログベースバンドフィルタの位相誤差が最小となる信号成分を通過させる請求項１または請求項２に記載の直交誤差補償回路。
6. 前記第１減算器の出力と、前記第２減算器の出力とをフーリエ変換し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
   前記フーリエ変換回路の出力において、アナログベースバンドフィルタのカットオフ周波数付近の周波数帯の直交誤差を推定し、該直交誤差の補正を行う周波数領域直交補償回路と、をさらに備える請求項５に記載の直交誤差補償回路。
7. 前記第１減算器の出力と、前記第２減算器の出力とを入力し、それら信号の振幅誤差の検出および補正を行う振幅補正回路をさらに備える請求項５に記載の直交誤差補償回路。

Images