JP5591853B2 - 直交誤差補償回路 - Google Patents
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Description
(第1の実施形態)
本実施形態に係る直交誤差補償回路について図1を参照して説明する。図1は、本実施形態に係る直交誤差補償回路のブロック図である。
本実施形態の直交誤差補償回路100は、減算器101、低域通過フィルタ(LPF)102及び103、相関算出回路104、乗算器105を備える。直交誤差補償回路100は、直交検波された同相成分(Ich)の信号と直交成分(Qch)の信号とを入力する。
ダイレクトコンバージョン型受信機200は、アンテナ201、低雑音増幅器(LNA)202、ミキサ203および204、局部発振器213、アナログベースバンドフィルタ206および207、ベースバンド増幅器208および209、ADコンバータ210および211、ディジタル信号処理回路212を備える。
ミキサ203および204への入力信号をs(t)=2I(t)cos(2πfct)−2Q(t)sin(2πfct)とする。局部発振器213からミキサ203への入力はcos(2πfct)、局部発振器213からπ/2位相器205を介してミキサ204への入力はcos(2πfct+π/2+α)=−sin(2πfct+α)となる。ミキサ出力信号の同相成分の信号および直交成分の信号をアナログベースバンドフィルタ206、207にて高調波成分をそれぞれ除去した信号の、同相成分の信号I’(t)および直交成分の信号Q’(t)は次式となる。
同相成分I’(t)=I(t) (1)
直交成分Q’(t)=Q(t)cos(α)+I(t)sin(α) (2)
π/2位相器205の位相誤差が存在する環境下においては、直交成分にI(t)sin(α)が不要信号として生じ、さらにcos(α)だけ直交振幅誤差が発生するため特性が劣化する。ここで、位相誤差で生じる直交成分の不要信号I(t)sin(α)は、式(1)、(2)で示した通り、同相成分の信号I(t)と相関をもつ信号となる。信号成分I(t)とQ(t)に相関はなく、同相成分の信号I(t)と直交成分に生じる不要信号I(t)sin(α)の間に相関がある。
相関算出回路104はI’(t)とQ’(t)の相関値を算出した結果に適切な利得を与え、乗算器105に入力する。乗算器105は、同相成分の信号(I’(t))と相関算出回路104の出力を乗算し、減算器101に出力する。減算器101は、入力される直交成分の信号(Q’(t))から乗算器105の出力を減算し、出力する。すなわち、相関算出回路104及び減算器101によるフィードバック作用により、相関値が小さくなるように(無相関に近づくように)制御するため、結果として相関算出回路104の出力はsin(α)に収束し直交成分の不要信号成分は除去され、直交誤差補償を行うことができる。この結果、直交成分の信号Q’(t)からI(t)sin(α)を取り除くことができ、直交成分の信号Q’(t)=Q(t)cos(α)となる。cos(α)は後段で振幅補正をすればよい(例えば図12参照)。
アナログベースバンドフィルタ206および207は、アナログ素子のばらつきの影響により位相特性が各々異なってしまうという問題がある。一例として、アナログベースバンドフィルタが3次バタワース型のLPF特性と、1次バタワース型の高域通過フィルタ(HPF)の特性を持つ帯域通過型フィルタ(BPF)を仮定し、それぞれのLPF及びHPFのカットオフ周波数にずれが生じたことによるフィルタ間の位相差を図3に示す。図3では、アナログベースバンドフィルタ206および207にそれぞれ含まれるLPFのカットオフ周波数が1GHzと1.02GHzと2%のずれが生じ、アナログベースバンドフィルタ206および207にそれぞれ含まれるHPFのカットオフ周波数が10MHzと10.5MHzと5%のずれが生じている場合である。
図4に示すように周波数に依存して異なる直交位相誤差を、LPF102および103がない直交誤差補償回路100で補正を行おうとしても、アナログベースバンドフィルタによる直交位相誤差の影響により、直交位相誤差は一定値にならないので、π/2位相器205の位相誤差を補正することができない。
本実施形態に係る直交誤差補償回路100の第1の変形例について図5を参照して説明する。図5は第1の変形例に係る直交誤差補償回路500を示すブロック図である。直交誤差補償回路500は、直交誤差補償回路100に含まれるLPF102および103がそれぞれ帯域通過型フィルタ(BPF)502および503に変更になっていることのみが、直交誤差補償回路100とは異なる。
本実施形態に係る直交誤差補償回路100の第2の変形例について図6を参照して説明する。図6は第1の変形例に係る直交誤差補償回路600を示すブロック図である。直交誤差補償回路600は、直交誤差補償回路100に含まれる要素に加え、HPF601および602をそれぞれ乗算器105の前段および減算器101の前段に設置したものである。
HPF602は、入力されたQch信号から、高域信号成分のみを通過させ、減算器101に入力する。
BPF800の入力信号と乗算器801の出力を減算器801で減算し出力する。減算器801の出力を積分器802で積分し、乗算器803で制御係数Gloop804を乗算し減算器801に出力する。また、減算器801の出力を遅延器805および加算器806に入力する。遅延器805では、入力した信号に対し所定の遅延を施し出力する。加算器806は遅延器805の出力と減算器801の出力を加算し出力する。
本実施形態に係る直交誤差補償回路900は、直交誤差補償回路500に含まれる一方のBPFを遅延器に変更したことのみ第1の実施形態の第1の変形例とは異なる。
直交誤差補償回路900は、直交誤差補償回路500でBPF503を遅延器901に変更したものである。その他は直交誤差補償回路500と同様である。
カットオフ周波数をアナログベースバンドフィルタ206および207の帯域内としたBPF502にてIch信号をフィルタリングし、アナログベースバンドフィルタに起因する直交位相誤差の影響が少ない信号成分を取り出す。また、遅延器901では減算器101の出力をBPF502で生じる郡遅延分の遅延を加えて相関算出回路104に入力する。BPF502でフィルタリングしているので、フィルタリングした信号帯域に対してのみ有相関となる。結果として、BPF502でフィルタリングした帯域に対して、相関算出回路104及び減算器101によるフィードバック作用により、相関が小さくなるように制御され、BPF502でフィルタリングした帯域に対して直交位相誤差補償を行う。本実施形態では、1つのBPFを1つの遅延器で構成できるため、回路規模の削減を図ることができる。
本実施形態に係る直交誤差補償回路1000は、直交誤差補償回路500に含まれる減算器および乗算器をもう一組追加してIch側とQch側とで対称になるように設定したことが第1の実施形態の第1の変形例とは異なる。
直交誤差補償回路1000は、減算器1001および1002、乗算器1003および1004、BPF502および503、相関算出回路104を備える。直交誤差補償回路1000は、直交検波された同相成分(Ich)の信号と直交成分(Qch)の信号とが入力される。
第1の実施形態では、π/2位相器205で位相がπ/2よりαだけ進んでいる場合の受信信号の同相成分および直交成分を式(1)、式(2)でモデル化した。ところで、位相差は同相成分と直交成分との相対値となるため、局部発振器213からミキサ203への入力をcos(2πfct−α/2)、ミキサ203への入力をcos(2πfct+π/2+α/2)=−sin(2πfct+α/2)とモデル化してもよい。本実施形態では回路がIch側とQch側で対称であるので、このモデルを採用する。ミキサ出力信号の同相および直交成分をアナログベースバンドフィルタ206、207にて高調波成分をそれぞれ除去した信号は次式となる。
同相成分I’’(t)=I(t)cos(α/2)+Q(t)sin(α/2) (3)
直交成分Q’’(t)=Q(t)cos(α/2)+I(t)sin(α/2) (4)
同相成分にQ(t)sin(α/2)が、直交成分にI(t)sin(α/2)が不要信号として生じるため特性が劣化する。式(3)、式(4)の右辺のそれぞれ第1項目が所望信号となり、第2項目が不要信号となる。同相成分の不要信号は直交成分の所望信号と相互相関を持ち、直交成分の不要信号は同相成分の所望信号と相互相関を持つ。
同相成分I’’’(t)=I(t)cos(α/2) (5)
直交成分Q’’’(t)=Q(t)cos(α/2) (6)
第1の実施形態とは異なり本実施形態では、直交振幅誤差が生じないため、位相誤差補償後の振幅補正をする必要がない。
本実施形態に係る直交誤差補償回路1100は、第1の実施形態の第1の変形例に係る直交誤差補償回路500に、FFT演算器1101と、直交補償回路1102と、直交誤差特性推定回路1103と、を追加したことが第1の実施形態の第1の変形例と異なる。
本実施形態に係る直交誤差補償回路1100について図11を参照して説明する。図11は第4の実施形態に係る直交誤差補償回路のブロック図である。
本実施形態に係る直交誤差補償回路1200は、直交誤差補償回路500の後段に振幅誤差補正回路1201を付加したことが第1の実施形態の第1の変形例と異なる。
Claims (7)
- 同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタとによってそれぞれ濾波された同相成分の信号および直交成分の信号が入力される直交誤差補償回路において、
前記同相成分が入力され、前記同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタの特性ずれに起因する位相誤差が最小となる周波数成分を通過させる第1フィルタと、
前記同相成分の信号と制御値とを乗算する第1乗算器と、
前記直交成分の信号から前記第1乗算器の出力を減算する第1減算器と、
前記第1減算器の出力信号が入力され、前記位相誤差が最小となる周波数成分を通過させる第2フィルタと、
前記第1フィルタの出力と前記第2フィルタの出力との相互相関値を算出し、該相互相関値を制御値とする相関算出回路と、を備える直交誤差補償回路。 - 同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタとによってそれぞれ濾波された同相成分の信号および直交成分の信号が入力される直交誤差補償回路において、
前記同相成分の信号を入力する第1回路と、
前記同相成分の信号と制御値とを乗算する第1乗算器と、
前記直交成分の信号から前記第1乗算器の出力を減算する第1減算器と、
前記第1減算器の出力を入力する第2回路と、
前記第1回路の出力と前記第2回路の出力との相互相関値を算出し、該相互相関値を制御値とする相関算出回路と、を備え、
前記第1回路及び前記第2回路の一方は、前記同相アナログベースバンドフィルタと直交アナログベースバンドフィルタの特性ずれに起因する位相誤差が最小となる周波数成分を通過させる第3フィルタであり、前記第1回路及び前記第2回路の他方は前記第3フィルタの群遅延だけ信号を遅延して出力する遅延器である直交誤差補償回路。 - 前記同相成分の信号と、前記第1減算器の出力をフーリエ変換し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路の出力において、アナログベースバンドフィルタのカットオフ周波数付近の周波数帯の直交誤差を推定し、該直交誤差の補正を行う周波数領域直交補償回路と、をさらに備える請求項1または請求項2に記載の直交誤差補償回路。 - 前記同相成分の信号と、前記第1減算器の出力とを入力し、それら信号の振幅誤差の検出および補正を行う振幅補正回路をさらに備える請求項1または請求項2に記載の直交誤差補償回路。
- 前記直交成分の信号と制御値とを乗算する第2乗算器と、
前記同相成分の信号から前記第2乗算器の出力を減算する第2減算器と、をさらに備え、
前記第1フィルタまたは前記第3フィルタは、前記第2減算器の出力のうち、直交成分を通過させるアナログベースバンドフィルタの位相誤差が最小となる信号成分を通過させる請求項1または請求項2に記載の直交誤差補償回路。 - 前記第1減算器の出力と、前記第2減算器の出力とをフーリエ変換し、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路の出力において、アナログベースバンドフィルタのカットオフ周波数付近の周波数帯の直交誤差を推定し、該直交誤差の補正を行う周波数領域直交補償回路と、をさらに備える請求項5に記載の直交誤差補償回路。 - 前記第1減算器の出力と、前記第2減算器の出力とを入力し、それら信号の振幅誤差の検出および補正を行う振幅補正回路をさらに備える請求項5に記載の直交誤差補償回路。
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