TW201501466A - 功率半導體元件之驅動電路 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種閘極電流供給器，係具備有：電壓指令產生部2，用以產生屬於對功率半導體元件1之閘極端子-射極端子間之充電指令的電壓指令VGEref；減法器3，計算電壓指令VGEref與功率半導體元件1之閘極端子-射極端子間電壓的偏差電壓Verr；閘極電流控制器4，接收輸入偏差電壓Verr，而計算決定流通於功率半導體元件1之閘極端子之閘極電流的閘極電流指令電壓VIGref；閘極電流指令限制器19，限制閘極電流指令電壓VIGref；以及閘極電流供給器，接收來自閘極電流指令限制器19之輸出的實際閘極電流指令電壓VIGout，而對功率半導體元件1之閘極端子供給閘極電流。

Description

功率半導體元件之驅動電路
本發明係關於一種功率半導體元件之驅動電路。
在將直流轉換成交流之反向器(inverter，有反用換流器、反相器等稱法，本文中依智慧局的詞庫稱為反向器)裝置、將交流轉換成直流之電源轉換裝置等中，係採用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；絕緣閘雙極電晶體)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor；金屬氧化物半導體場效電晶體)之功率半導體元件。如前述之功率半導體元件，將IGBT從集極(collector)端子流通至射極(emitter)端子、MOSFET從汲極(drain)端子流通至源極(source)端子的電流，藉由在閘極端子-射極端子間(以下簡稱「GE間」)或者閘極端子-源極端子間(以下簡稱「GS間」)，進行電荷的充電或放電使閘極端子-射極端子間電壓(以下簡稱「VGE電壓」)或者閘極端子-源極端子間電壓(以下簡稱「VGS電壓」)改變而進行控制。
如前述之用以進行於功率半導體元件之VGE電壓及VGS電壓之控制的驅動電路，亦即功率半導體元件之驅動電路，一般而言係根據屬於從控制電路所傳送之脈衝(pulse)信號的導通(turn-on)信號、切斷(turn-off)信號而進行動作。當導通信號傳送至 驅動電路時，驅動電路係以對作為驅動對象之IGBT的GE間或者MOSFET的GS間進行電荷之充電的方式動作，俾使VGE電壓或者VGS電壓上昇。另一方面，當切斷信號傳送至驅動電路時，驅動電路係以從IGBT的GE間或者MOSFET的GS間進行電荷之放電的方式動作，俾使VGE電壓或者VGS電壓下降。
就功率半導體元件之驅動電路而言，有一種如下述之非專利文獻1所記載之定電壓驅動電路。定電壓驅動電路係當從控制電路對於驅動電路傳送導通信號時，經由閘極電阻將正電源與IGBT或者MOSFET的閘極端子之間予以電性連接，對GE間或GS間進行電荷之充電，使VGE電壓或VGS電壓上昇，俾使IGBT或MOSFET導通。此外，當從控制電路對於驅動電路傳送切斷信號時，定電壓驅動電路係經由閘極電阻將負電源(或者接地(ground)0V)與閘極端子之間予以電性連接，對GE間或GS間進行充電之電荷的放電，俾使VGE電壓或VGS電壓下降。
此外，在專利文獻1記載有於閘極端子設置用以供應固定電流的定電流驅動電路，且將對連接於定電流驅動電路之輸出端子之功率半導體元件的GE間所充電之VGE電壓與預定之電壓值予以比較，若VGE電壓高於設定電壓值，使定電流驅動電路之電流減少的技術。
根據於專利文獻1所示之技術，因能夠抑制導通時的變異，並且僅需要時使電流增加，故顯示出謀求功率半導體元件之低損失化及驅動電路之省電化。
(先前技術文獻) (專利文獻)
(專利文獻1)國際公開第2009/044602號
(非專利文獻)
(非專利文獻1)日本英達株式會社(Nihon Inter Electronics Corporation)IGBT應用註解(application note)ReV．1．01(第20至22頁)
有鑑於，即便一言概論VGE電壓，亦有使於功率半導體元件之導通時開始流通集極電流的VGE電壓(以下簡稱「臨界值電壓VGEth」)、及進入米勒(miller)期間的VGE電壓(以下簡稱「米勒期間電壓VGEon」)。於非專利文獻1所示之定電壓驅動電路的情形，根據閘極電阻之電阻值，決定了開關(switching)損失及傳導雜訊(noise)或輻射雜訊之EMI雜訊(以下統稱「EMI」)。
例如，由於當閘極電阻減小，則流通於閘極端子之電流變大，故VGE電壓的充電時間變短，而開關損失減小。然而，由於功率半導體元件之集極電流的電流變化率di/dt增大，故使EMI雜訊變大。
相對於此，由於當閘極電阻增大，則流通於閘極端子之電流減小，故VGE電壓的充電時間變長，而開關損失增大，另一方面，由於功率半導體元件之集極電流的電流變化率di/dt減小，故能夠降低EMI雜訊。亦即，採用定電壓驅動電路之情形，開關損失與EMI雜訊係呈取捨(trade-off)關係。
根據於專利文獻1所示之技術，由於如前述流通於閘極端子之電流係為恆定，故di/dt不增大，能夠縮短VGE電壓的充電時間。再者，由於若VGE電壓超過預定之電壓，進行使定電流驅動電路之電流值予以減少之控制，故顯示出亦謀求驅動電路之省電化。
然而，一般而言，VGE電壓係根據於交換式電源等所產生之電源之值形成，當因交換式電源之變異等，使VGE電壓未到達至前述之預定之電壓之情形下，可看出有無法使定電流驅動電路之電流值予以減少的課題。
此外，為構成根據與預定之電壓之比較結果的程序(sequence)，故亦殘留有使控制亦變得複雜之課題。
本發明為有鑑於前述之問題點所開發者，目的在於提供一種功率半導體元件之驅動電路，係能夠謀求導通時之功率半導體元件的開關損失之降低、及EMI雜訊之降低的兼顧。
為解決上述之課題並達成目的，本發明之特徵為具備有：電壓指令產生部，用以產生屬於對功率半導體元件之閘極端子-射極端子間之充電指令的電壓指令；偏差計算部，計算電壓指令與前述功率半導體元件之閘極端子-射極端子間電壓的偏差電壓；閘極電流控制器，接收前述偏差電壓之輸入，而計算決定流通於前述功率半導體元件之閘極端子之閘極電流的閘極電流指令電壓；閘極電流指令限制器，限制前述閘極電流指令電壓；以及閘極電流供給器，接收來自前述閘極電流指令限制器之輸出的實際閘極電流指令電壓，對前述功率半導體元件之閘極端子供 給閘極電流。
根據本發明達成：謀求導通時之功率半導體元件的開關損失之降低及EMI雜訊之降低的兼顧，此外，即便對於電源等之外部主因或功率半導體元件本身之變異亦因穩定性(robust)，亦謀求驅動電路本身的省電化。
1‧‧‧功率半導體元件
1a‧‧‧功率用半導體元件
1b‧‧‧二極體
2‧‧‧電壓指令產生部
3‧‧‧減法器
4‧‧‧閘極電流控制器
5‧‧‧閘極電流供給器
6、15‧‧‧NPN電晶體
7、9、10、16‧‧‧PNP電晶體
8‧‧‧控制電路
11‧‧‧N通道MOSFET
12、14‧‧‧電阻
13‧‧‧運算放大器
17‧‧‧閘極電阻
18‧‧‧齊納二極體
19‧‧‧閘極電流指令限制器
23‧‧‧平滑電容器
24‧‧‧馬達
20a至20f‧‧‧功率半導體元件之驅動電路
21a至21f‧‧‧功率用半導體元件
22a至22f‧‧‧二極體
CS‧‧‧控制信號
GND‧‧‧接地電位
IG‧‧‧閘極電流
VGE‧‧‧電壓
VGEref‧‧‧電壓指令
Verr‧‧‧偏差電壓
VIGref‧‧‧閘極電流指令電壓
VIGout‧‧‧實際閘極電流指令電壓
第1圖係顯示本實施形態之功率半導體元件之驅動電路之構成例之方塊(block)圖。
第2圖係顯示作為功率半導體元件之驅動電路所控制之一例的馬達(motor)驅動用電源轉換裝置之構成之圖。
第3A圖係顯示電壓指令產生部之內部構成例之方塊圖。
第3B圖係顯示正電源VCCP及負電源VCCN之連接構成例之圖。
第4圖係顯示閘極電流供給器之構成例之方塊圖。
第5A圖係顯示閘極電流供給器之輸入輸出特性之一例之圖。
第5B圖係顯示閘極電流供給器之頻率特性(增益(gain)及相位)之一例之圖。
第6圖係顯示對功率半導體元件採用IGBT以構成定電壓驅動電路之情形之一例之圖。
第7圖係顯示於第6圖所示之定電壓驅動電路的動作特性之圖。
第8圖係顯示比較本實施形態之驅動電路之閘極電流指令限 制器之有無所相對應之動作的時序圖(time-chart)。
第9圖係顯示本實施形態之功率半導體元件之驅動電路之更詳細的構成例之圖。
第10圖係顯示本實施形態之功率半導體元件之驅動電路之變形例之圖。
以下參照檢附圖示，針對本發明之實施形態的功率半導體元件之驅動電路加以說明。另外，本發明不應受以下所示之實施形態所限制。
第1圖係顯示本發明之實施形態的功率半導體元件之驅動電路之構成例的方塊圖。如第1圖所示，本實施形態的功率半導體元件之驅動電路係具有IGBT1、電壓指令產生部2、減法器3、閘極電流控制器4、閘極電流指令限制器19、及閘極電流供給器5所構成，該IGBT1係作為功率半導體元件，該電壓指令產生部2係用以產生屬於對IGBT1之閘極端子-射極端子間進行充電時之指令值的電壓指令VGEref，該減法器3係作為偏差電壓產生部或偏差計算部，用以產生並輸出電壓指令VGEref與IGBT1之閘極端子-射極端子間電壓(以下，簡稱「電壓值VGE」或者「VGE電壓」)的差值(以下，簡稱「偏差電壓Verr」)，該閘極電流控制器4係輸入偏差電壓Verr，計算決定流通於IGBT1之閘極端子之閘極電流的指令電壓(以下，簡稱「閘極電流指令電壓VIGref」)，該閘極電流指令限制器19係用以限制閘極電流指令電壓VIGref，而該閘極電流供給器5係輸入屬於閘極電流指令限制器19之輸出的實際閘極電流指令電壓VIGout，對IGBT1之閘極 端子供給閘極電流IG。
本發明的功率半導體元件之驅動電路係能夠使用於例如第2圖所示之馬達驅動用電源轉換裝置等各種電源轉換器。在第2圖所示之例，係藉由與二極體22a至22f各自反向並聯連接之功率用半導體元件(IGBT)21a至21f構成三相之反向器電路。本發明的功率半導體元件之驅動電路20a至20f藉由切換控制功率用半導體元件21a至21f之各者，使儲存於平滑電容器23之電力，供給至作為負載之一例的馬達24，並進行馬達24的驅動控制。
針對於第1圖所示之功率半導體元件之驅動電路整體動作加以說明。由電壓指令產生部2所輸出之電壓指令VGEref係輸入至減法器3的正極(plus)端子。屬於IGBT1之閘極端子-射極端子間之電壓的電壓值VGE係分別輸入至減法器3的負極(minus)端子。亦即，電壓值VGE係回授(feedback)至閘極電流控制器4的輸入側。
減法器3係使用電壓指令VGEref及電壓值VGE來產生偏差電壓Verr，並輸出至閘極電流控制器4。閘極電流控制器4係用以產生俾使屬於減法器3之輸出的偏差電壓Verr縮小之閘極電流指令電壓VIGref，並輸出至閘極電流指令限制器19。閘極電流指令限制器19係具備用以限制閘極電流指令電壓VIGref之功能。亦即，閘極電流指令限制器19係將屬於閘極電流控制器4之輸出的閘極電流指令電壓VIGref之輸出予以限制的實際閘極電流指令電壓VIGout輸出至閘極電流供給器5。閘極電流供給器5係根據實際閘極電流指令電壓VIGout，產生供給至IGBT1之閘 極端子的閘極電流IG。藉由閘極電流供給器5所產生之閘極電流IG，藉此對IGBT1之閘極端子-射極端子間進行電荷的充電，使電壓值VGE上昇。藉由以上之動作，使IGBT1導通。
針對電壓指令產生部2之動作加以說明。第3A圖係顯示電壓指令產生部之內部構成例之方塊圖，而在第3B圖中，係顯示正電源VCCP及負電源VCCN之連接構成例之圖。
電壓指令產生部2係根據用以輸出IGBT1之動作信號的控制電路8之驅動信號進行動作。具有正電源VCCP、負電源VCCN(或者接地(GND)0V)、及NPN電晶體6和PNP電晶體7而構成。NPN電晶體6和PNP電晶體7的各基極(base)端子彼此連接，而NPN電晶體6和PNP電晶體7的各射極端子彼此連接。此外，正電源VCCP與NPN電晶體6的集極端子連接，而負電源VCCN與PNP電晶體7的集極端子連接。用以驅動IGBT1的控制信號CS係自控制電路8輸出，並輸入至NPN電晶體6和PNP電晶體7之各基極端子彼此的連接端。於NPN電晶體6和PNP電晶體7之各射極端子所輸出之電壓值係作為電壓指令VGEref使用。另外，在第3B圖中雖顯示設負電源VCCN為負電位之情形作為一例，惟負電源VCCN亦可為接地(GND)電位，亦即零電位。
自控制電路8所輸出之控制信號CS係供以使IGBT1導通(on)之信號，亦即為導通信號時，NPN電晶體6導通，而PNP電晶體7關斷(off)。藉此，對NPN電晶體6和PNP電晶體7的射極端子施加正電源VCCP之電壓(電位)，該電壓係成為電壓指令VGEref。另一方面，自控制電路8所輸出之控制信號CS係供以使IGBT1關斷之信號，亦即輸出切斷信號時，NPN電晶體6關斷， 而PNP電晶體7導通。藉此，對NPN電晶體6和PNP電晶體7的射極端子施加負電源VCCN之電壓(電位)，該電壓係成為電壓指令VGEref。
針對閘極電流控制器4加以說明。閘極電流控制器4係決定於第1圖所示之功率半導體元件之驅動電路的應答性之部分，以比例控制器(P控制器)構成。利用P控制器構成閘極電流控制器4之情形，閘極電流控制器4的傳送函數GI(s)，令比例增益為Kp，則能夠以數式(1)表示。
GI(s)=Kp……(1)
藉由數式(1)，閘極電流控制器4之應達性被加以決定，且將輸入的信號，根據比例增益Kp進行計算並輸出作為閘極電流指令電壓VIGref。
針對閘極電流指令限制器19加以說明。閘極電流指令限制器19係具備限制閘極電流指令電壓VIGref之供能。令輸出上限值為VIGrefmax、輸出下限值為VIGrefmin，則屬於閘極電流指令限制器19之輸出的實際閘極電流指令電壓VIGout，能夠以數式(2)表示。
VIGrefmin≦VIGout≦VIGrefmax……(2)
針對閘極電流供給器5加以說明。第4圖係顯示閘極電流供給器5之構成例的方塊圖。閘極電流供給器5係構成具有根據實際閘極電流指令電壓VIGout，對IGBT1之閘極端子供給閘極電流IG之功能，如第4圖所示，具備有電流鏡(current-mirror) 電路、N通道(channel)MOSFET11、電阻12、14、以及運算放大器(operational-amplifier)13所構成，而該電流鏡(current-mirror)電路係具備PNP電晶體9、10。
於運算放大器13的正極端子，輸入前述之實際閘極電流指令電壓VIGout。運算放大器13的輸出端子係經介電阻14而連接於N通道MOSFET11之閘極端子。N通道MOSFET11的源極端子係經介電阻12而設為GND電位(0V)，而於電阻12之非GND電位側之端係連接於運算放大器13的負極端子。
針對藉由PNP電晶體9、10所構成之電流鏡電路加以說明。PNP電晶體9、10的射極端子係與VCCP連接，而PNP電晶體9的基極端子係與PNP電晶體10的基極端子連接，並且與PNP電晶體9的集極端子連接。PNP電晶體9的集極端子係與N通道MOSFET11的汲極端子連接，而PNP電晶體10的集極端子係連接於IGBT1的閘極端子。
閘極電流供給器5係根據輸入至運算放大器13之正極端子之實際閘極電流指令IGref，決定流通於PNP電晶體9的電流I1。如前述之方式PNP電晶體9、10係構成電流鏡電路，且流通於PNP電晶體9之電流I1與流通於PNP電晶體10之電流I2係成為相同值。PNP電晶體10的集極端子係連接於IGBT1的閘極端子，而流通於閘極端子的閘極電流IG係成為流通於PNP電晶體10的電流I2。
輸入至閘極電流供給器5的實際閘極電流指令電壓VIGout係屬於閘極電流控制器4之輸出的電壓值。相對於此，屬於閘極電流供給器5之輸出的閘極電流IG係電流值。換言之，閘 極電流供給器5係發揮電壓-電流轉換器之作用，輸入實際閘極電流指令電壓VIGout之電壓值，對IGBT1之閘極端子輸出閘極電流IG。
第5A圖係顯示閘極電流供給器5之輸入輸出特性(靜態特性)之一例之圖(曲線(graph))，縦軸為閘極電流IG、横軸為實際閘極電流指令電壓VIGout。令輸入輸出轉換增益為K2(K2為正實數)時，於第5A圖所示之例，在實際閘極電流指令電壓VIGout與閘極電流IG之間，成立數式(3)之關係。
IG=K2×VIGout……(3)
第5B圖係顯示閘極電流供給器5之頻率特性(增益及相位)之一例之圖(曲線)。
另外，發揮作為電壓-電流轉換器之功能的閘極電流供給器5，不應受在此所示之構成及特性所限制，亦可以其他構成實現。
在此，針對IGBT、MOSFET之功率半導體元件的導通時之動作特性加以說明。第6圖係顯示對功率半導體元件採用IGBT以構成定電壓驅動電路之情形之一例之圖。第7圖係顯示於第6圖所示之定電壓驅動電路的動作特性之圖，顯示有IGBT導通時之閘極端子-射極端子間電壓VGE、閘極電流IG、集極電流IC、以及集極端子-射極端子間電壓VCE的時序圖。
針對第6圖加以說明。於第6圖所示之定電壓驅動電路係具有NPN電晶體15、PNP電晶體16、以及閘極電阻17所構成。NPN電晶體15和PNP電晶體16之各基極端子彼此連接， 且其連接端係與控制電路8之輸出連接。NPN電晶體15的集極端子係連接於正電源VCCP，而PNP電晶體16的集極端子係連接於負電源VCCN(或接地0V)。NPN電晶體15和PNP電晶體16的各射極端子彼此連接，且其連接端係經介閘極電阻17而連接於IGBT1的閘極端子。另外，控制電路8係具備產生輸出IGBT1之驅動信號的功能。
當自控制電路8輸出導通信號時，NPN電晶體15導通，PNP電晶體16關斷。由於NPN電晶體15導通，故來自正電源VCCP的電流經由閘極電阻17流通至IGBT1的閘極端子，對閘極端子-射極端子間進行電荷之充電。另一方面，自控制電路8輸出切斷信號時，NPN電晶體15關斷，PNP電晶體導通。由於PNP電晶體導通，故電流經由閘極電阻17對負電源VCCN流通，使閘極端子-射極端子間的電荷放電。
針對第7圖加以說明。當如前述之方式自控制電路8輸出導通信號時，NPN電晶體15導通，電流經由閘極電阻17流通至IGBT1之閘極端子。
針對時序圖之t0至t1區間加以說明。時刻t0係開始對GE間之電荷的充電時刻，而時刻t1係IGBT1之集極電流IC開始流通之時刻。閘極電流之峰(peak)值係正電源VCCP除以閘極電阻17之值。令閘極電阻17之電阻值為RG，則導通動作開始時刻t0之閘極電流峰值IGpeak係可以數式(4)表示。
IGpeak=VCCP/RG……(4)
隨著急遽的閘極電流IG的流通，閘極端子-射極端 子間電壓VGE亦上昇。當於時刻t1閘極端子-射極端子間電壓VGE到達至臨界值電壓VGEth時，集極電流IC開使急遽地流通，集極端子-射極端子間電壓VCE開始下降。
針對時序圖之t1至t2區間加以說明。時刻t2係進入IGBT1產生米勒效應(Miller effect)之期間(以降，簡稱「米勒期間」)之時刻。時刻t1以後，閘極電流IG下降，使閘極端子-射極端子間電壓VGE之上昇亦變平緩。當到達至時刻t2時，米勒期間即開始。
針對時序圖之t2至t3區間加以說明。時刻t3係IGBT1之米勒期間結束時刻。該時刻t2至t3之間，因受米勒效應閘極端子-射極端子間電壓VGE係成為固定。該米勒期間係持續至閘極端子-集極端子間電容之充電結束為止，閘極電流IG亦為固定。米勒期間中，相對於集極端子-射極端子間電壓VCE下降，集極電流IC為固定。另外，於t2至t3區間所流通之閘極電流IG可以數式(5)表示。
IG=(VCCP-VGEon)/RG……(5)
針對時序圖之t3至t4區間加以說明。時刻t4係閘極端子-射極端子間電壓VGE充電至正電源VCCP為止結束時間。米勒期間結束時刻t3以後，閘極端子-射極端子間電壓VGE再次開始上昇，而閘極電流IG減少，至時刻t4閘極端子-射極端子間電壓VGE係到達正電源VCCP。
如前述之方式，利用定電壓驅動電路驅動功率半導體元件時，開關損失的降低，必須使閘極端子-射極端子間電壓 VGE之充電迅速結束。為此，可將閘極電阻之電阻值減小，使閘極電流增大。然而，當閘極電流增大，則急遽的集極電流IC流通，使產生雜訊惡化。此因當閘極端子-射極端子間電壓VGE之充電開始時之上昇大時，集極電流IC的時間變化率(以下記載為「di/dt」)增大，使產生雜訊變大。
另一方面，米勒期間中，如前述之方式，集極端子-射極端子間電壓VCE減少，並且閘極端子-射極端子間電壓VGE係固定，集極電流IC的di/dt減小。若米勒期間延長，則集極端子-射極端子間電壓VCE之減少平緩。當縮短米勒期間時，集極端子-射極端子間電壓VCE之減少變快。該情形，顯示出能夠藉由縮短米勒期間從而減小開關損失。
從上述，導通時之開關損失降低及產生雜訊降低，必須具有如以下所示之限制功能之功率半導體元件之驅動電路。
(1)使閘極端子-射極端子間電壓VGE至臨界值電壓VGEth為止放慢充電速度。換言之，限制對閘極端子供給的閘極電流。
(2)縮短閘極端子-射極端子間電壓VGE為固定之米勒期間。換言之，近入米勒期間即增加閘極電流。
本實施形態的功率半導體元件之驅動電路，係根據因VGE電壓、及施加在GE間之電壓指令VGEref所致之偏差電壓Verr，計算對IGBT1之閘極端子供給的閘極電流IG。
於第8圖(a)，使閘極電流控制器4為比例控制，顯示控制信號CS、電壓指令VGEref、偏差電壓Verr、閘極電流IG、VGE電壓、集極電流IC、以及集極端子-射極端子間電壓VCE， 作為無閘極電流指令限制器19時之各部波形。
針對時序圖t0至t1加以說明。在時刻t0，控制信號CS為“H”，導通信號輸入至電壓指令產生部2。藉此，使電壓指令VGEref階差(step)性地變化至VCCP。此時，由於VGE電壓為0，故偏差電壓Verr到達至VCCP。偏差電壓Verr係輸入至閘極電流控制器4，進行計算閘極電流指令電壓VIGref。此時的閘極電流指令電壓VIGref係能夠自數式(1)表示成下述者。
VIGref=Kp×Verr……(6)
從數式(6)得知，閘極電流指令電壓VIGref係形成對偏差電壓Verr乘上增益Kp。閘極電流指令電壓VIGref係輸入至閘極電流供給器5，將閘極電流IG供給至IGBT1的閘極端子。
至時刻t1為止之間，隨著VGE電壓的增加，使偏差電壓Verr降低，且隨之，閘極電流IG降低。至時刻t1當閘極端子-射極端子間電壓VGE到達至臨界值電壓VGEth時，集極電流IC開始急遽地流通，集極端子-射極端子間電壓VCE開始下降。
針對時序圖之t1至t2區間加以說明。時刻t2係IGBT1近入米勒效應之時刻。時刻t1以後，閘極電流IG下降，閘極端子-射極端子間電壓VGE之上昇亦變平緩。當到達至時刻t2時，米勒效應即開始。由於VGE電壓之上昇變得平緩，故偏差電壓Verr之下降亦變得平緩。
針對時序圖之t2至t3區間加以說明。時刻t3係IGBT1之米勒效應結束時刻。時刻t2至t3之間，因受米勒效應閘極端子-射極端子間電壓VGE係成為固定。由於VGE電壓為固 定，故偏差電壓Verr亦為固定，根據偏差電壓Verr，閘極電流IG亦為固定。亦即，至稱為米勒期間結束為止，閘極電流IG亦為固定。米勒期間中，集極端子-射極端子電壓下降。
針對時序圖之t3至t4區間加以說明。時刻t4係閘極端子-射極端子間電壓VGE完成充電至電壓指令VGEref為止之時刻，亦即完成充電至VCCP為止之時刻。米勒期間為完成之時刻t3以後，閘極端子-射極端子間電壓VGE再次開始上昇。因此，由於偏差電壓Verr減少，故閘極電流IG減少，而至時刻t4閘極端子-射極端子間電壓VGE係到達至VCCP。
鑑於，如從第7圖與第8圖(a)的比較所闡明，閘極電流IG、VGE電壓、集極電流IC、集極端子-射極端子間電壓VCE係形成同樣的波形。
於第6圖所示之定電壓驅動電路的閘極電阻17係相當於第1圖所示之閘極電流控制器4的比例增益。若具體而言說明，降低閘極電阻17的電阻值係與提高閘極電流控制器4的比例增益等效，而提高閘極電阻17的電阻值係與降低閘極電流控制器4的比例增益等效。
亦即，本實施形態的功率半導體元件之驅動電路係於內部包含有閘極電流控制器4、以及閘極電流供給器5，控制閘極電流IG，進行VGE電壓的控制，俾使電壓指令VGEref與回授之VGE電壓的偏差電壓Verr減小。此時，由於若提高閘極電流控制器4的比例增益，則能夠放大閘極電流IG，故可縮短VGE電壓的充電時間，能夠使導通時之開關損失減小。
然另一方面，提高閘極電流控制器4的比例增益係 與減小閘極電阻等效，形成使EMI雜訊惡化。因此，本實施形態的功率半導體元件之驅動電路，為了即便提高閘極電流控制器4的比例增益，亦限制閘極電流IG的最大值，如第1圖所示附加有閘極電流指令限制器19。
第8圖(b)係顯示附加閘極電流指令限制器19，且提高閘極電流控制器4之比例增益時之波形之圖。與第8圖(a)同樣地，顯示有控制信號CS、電壓指令VGEref、偏差電壓Verr、閘極電流控制IG、VGE電壓、集極電流IC、以及集極端子-射極端子間電壓VCE。
針對時序圖t0至t1之區間加以說明。於時刻t0，控制信號CS為“H”，導通信號輸入至電壓指令產生部2。藉此，使指令電壓VGEref階差性變化至VCCP。此時，由於VGE電壓為0，故偏差電壓Verr到達至VCCP。偏差電壓Verr係輸入至閘極電流控制器4，進行計算閘極電流指令電壓VIGref。然另一方面，閘極電流指令電壓VIGref係藉由閘極電流指令限制器19對實際閘極電流指令電壓VIGout加以限制，且自閘極電流供給器5供給閘極電流IG。時刻t0至t1之間，藉由閘極電流指令限制器19，而閘極電流IG被限制。閘極電流IG被限制成固定，藉此VGE電壓不急遽充電，而以固定之斜率充電。
針對時序圖t1至t2之區間加以說明。於時刻t1，VGE電壓到達至VGEth，IGBT1的集極電流IC開始流通，而IGBT1的集極端子-射極端子間電壓VCE開始下降。亦於該期間之間，閘極電流IG係限制成固定，且VGE電壓與時刻t0至t1期間同樣地，以固定之斜率充電。並且，於時刻t2，VGE電壓到達至VGEon， 近入米勒期間。
針對時序圖t2至t3之區間加以說明。由於在時刻t2近入米勒期間，故VGE電壓為固定。即便在該米勒期間，亦藉由閘極電流指令限制器19，而閘極電流IG被限制成固定。此時，IGBT1的集極端子-射極端子間電壓VCE緩緩地降低。在時刻t3，米勒期間結束。
針對時序圖t3至t4之區間加以說明。自時刻t3起VGE電壓的上昇再度開始。隨之，偏差電壓Verr降低，而根據偏差電壓Verr所產生的閘極電流IG亦降低。於時刻t4，VGE電壓到達至屬於電壓指令VGEref之輸出值的VCCP，而偏差電壓Verr及閘極電流IG為0。
比較第8圖(a)與第8圖(b)，時刻t0至t1，亦即，從輸入導通信號起，至VGE電壓到達至屬於IGBT1之集極電流IC開使流通之VGE電壓的VGEth為止的期間中，為未附加閘極電流指令限制器19之第8圖(a)者，到達至VGEth的時間較迅速。時刻t1至t2，亦即VGE電壓從VGEth到達至VGEon，即便在近入米勒期間為止的期間，亦為未附加閘極電流指令限制器19之第8圖(a)者，到達至VGEon的時間較迅速。根據前述，未附加閘極電流指令限制器19之情形，較附加有閘極電流指令限制器19之情形，集極電流IC的電流變化率di/dt增大，使EMI雜訊變大。
相對於此，附加閘極電流指令限制器19之第8圖(b)的情形，由於限制了閘極電流IG的最大值，故VGE電壓的充電時間變得平緩，與第8圖(a)比較，可減小集極電流IC的電流變化率di/dt，並可降低EMI雜訊。
此外，時刻t2至t3，亦即於米勒期間中，附加閘極電流指令限制器19之第8圖(b)者，能夠縮短米勒期間。此因，藉由提高閘極電流控制器4的比例增益，從而能夠將閘極電流IG較第8圖(a)大量流通。
此外，時刻t3至t4，亦即於VGE電壓到達至屬於電壓指令VGEref之VCCP為止的期間中，第8圖(a)、第8圖(b)均形成流通根據偏差電壓Verr的閘極電流IG，惟在第8圖(b)中，由於將閘極電流控制器4的比例增益設定得較大，故相較於第8圖(a)能夠縮短產生偏差電壓Verr的期間。
根據前述的說明，於本實施形態的功率半導體元件之驅動電路中，附加閘極電流指令限制器19，且將閘極電流控制器4的比例增益設定得較大時，達成以下的效果。
‧於自輸入導通信號起VGE電壓到達至VGEth，亦即IGBT1近入米勒期間為止的期間，由於能夠抑制集極電流IC的電流變化率di/dt，故能夠防止EMI雜訊的惡化。
‧能夠縮短米勒期間以後之VGE電壓的充電電壓。因此，由於能夠快速降低IGBT1之集極端子-射極端子間電壓VCE，故能夠降低相當於開關損失之Pm=IC×VCE。
‧由於根據偏差電壓Verr、及閘極電流指令限制器19而產生閘極電流IG，故偏差電壓Verr較大之期間，被利用根據閘極電流指令限制器19之輸出最大值的閘極電流加以限制，而偏差電壓Verr，若較小於閘極電流指令限制器19之輸出最大值，則供給根據偏差電壓Verr的閘極電流IG。藉此，由於使閘極電流IG僅在必要時供給，故驅動電路本身亦能夠謀求省電化。
此外，如前述第8圖(a)係進行與定電壓驅動電路等效的動作(参照第7圖)。因此，本實施形態的功率半導體元件之驅動電路，可謂進行較在非專利文獻1所揭示之定電壓驅動電路還優越的動作。
此外，第1圖所示之功率半導體元件之驅動電路係如以下之方式設定閘極電流指令限制器19及閘極電流控制器4，從而能夠謀求導通時之EMI雜訊與開關損失降低的兼顧。
‧將閘極電流指令限制器19的輸出最大值，亦即供給至IGBT1之閘極端子的閘極電流IG，設定成集極電流IC之電流變化率di/dt不使EMI雜訊惡化的準位(level)。或者，設定成藉由閘極電流指令限制器19限制閘極電流IG，且抑制EMI雜訊的準位。
‧以屬於閘極電流控制器4之輸出的閘極電流指令電壓，超過藉由閘極電流指令限制器19所設定之限制值之方式，設定比例增益。
藉由如前述之方式設定閘極電流指令限制器19及閘極電流控制器4，從而自導通指令輸入時起至米勒期間結束為止之間，供給固定閘極電流IG，而米勒期間結束後，俾能夠供給根據偏差電壓Verr的閘極電流IG，從而能夠謀求導通時之EMI雜訊及開關損失降低的兼顧，並且亦能夠謀求驅動電路本身的省電化。
此外，本實施形態的功率半導體元件之驅動電路，因構成：將VGE電壓回授，且計算與電壓指令VGEref之偏差電壓Verr，並以縮小偏差電壓Verr之方式控制閘極電流IG的回授 控制系統，故形成能抑制各種變異產生穩定性的驅動電路。以下，針對變異加以補充說明。
就關於變異的主因之1而言，首先，針對外部主因加以說明。一般而言，功率半導體元件之驅動電路係將從外部的電源電路所供給之電源電壓作為電源而進行動作。因此，第2圖所示之正電源VCCP，假定從外部的電源電路所供給之正電源VCCP，因受電源電路之變異較預定電壓高達△V1之情形。此時，在定電壓驅動電路中，閘極電流IG之峰值電流IGpeak係能夠從導通動作開始時之數式(4)表示成如下所示。
IGpeak=(VCCP+△V1)/RG……(7)
形成數式(7)時，由於VGE電壓到達VGEth及VGEon的變快，故集極電流IC的電流變化率di/dt較預先考量增大，使EMI雜訊惡化。
另一方面，本實施形態的功率半導體元件之驅動電路之情形，由於藉由閘極電流指令限制器19，限制閘極電流IG，故能夠將VGE電壓到達VGEth及VGEon的時間設為固定。因此，不使集極電流IC之電流變化率di/dt增大，能夠防止EMI雜訊惡化。
此外，就關於變異之其他主因而言，針對如IGBT1之功率半導體元件本身的變異加以說明。如IGBT或MOSFET之功率半導體元件，因受周圍温度或元件本身之變異，而使VGEth、VGEon變動。例如，VGEon高達△V2時，在定電壓驅動電路中，於米勒期間所流通之閘極電流IG係從數式(5)形成如下所示。
IG=(VCCP-(VGEon+△V2))/RG……(8)
從數式(8)，因VGEon變異，從而對於米勒期間所流通之閘極電流IG產生變異。藉由該閘極電流IG之變異，造成米勒期間產生變異。從第7圖及第8圖(a)亦得知，於米勒期間中，IGBT1的集極端子-射極端子間電壓VCE降低。當於米勒期間產生變異時，由於使集極端子-射極端子間電壓VCE達降低為止的時間變異，故亦使該米勒期間中的損失Pm=IC×VCE變異。
另一方面，本實施形態的功率半導體元件之驅動電路的情形，如前述米勒期間結束為止，由於能夠供給固定之閘極電流IG，故能夠抑制米勒期間的變異，結果，能夠抑制米勒期間中之損失Pm的變異。
第9圖係顯示本實施形態之功率半導體元件之驅動電路之更詳細的構成例之圖。從與第1圖的比較得知，例如閘極電流控制器4可採用非反相放大器，此外，閘極電流指令限制器19，例如藉由將齊納(zener)二極體18的陰極(cathode)連接於輸出線(line)，而將齊納二極體18的陽極(anode)連接於接地電位，從而加以實現。
第10圖係顯示本實施形態之功率半導體元件之驅動電路之變形例之圖。如第10圖所示，亦可省略閘極電流控制器4而構成。該構成的情形，作為偏差電壓產生部的減法器3係計算電壓指令VGEref與VGE電壓之間的偏差電壓Verr，且放大該偏差電壓Verr並輸出。閘極電流指令限制器19係識別屬於來自作為偏差電壓產生部之減法器3之輸出的偏差電壓Verr為決定流 通於功率半導體元件之閘極端子之閘極電流的閘極電流指令電壓VIGref，且產生限制該閘極電流指令電壓VIGref之值的實際閘極電流指令電壓VIGout。
接者，針對功率半導體元件之素材加以說明。就功率半導體元件而言，一般以矽(Si)為素材。另一方面，本實施形態之技術，並不受以矽為素材所形成之功率半導體元件所限定。當然亦可適用於取代該矽，近年所注目之以碳化矽(SiC)為素材的功率半導體元件。
在此，由於採用碳化矽(SiC)之開關元件，與採用矽(Si)之IGBT比較具有謀求高速開關之特徴，故能夠提高載波(carrier)頻率。惟，當如上述之方式加速開關速度時，除使EMI雜訊惡化之問題外，因受提高載波頻率之EMI雜訊的增大亦成為問題。因此，並無對於EMI雜訊增大之問題的應對手段，難以單純地進行提高載波頻率的控制。
如上述之方式，根據本實施形態的技術，由於能夠控制集極電流IC的電流變化率di/dt，故能夠抑制於提高載波頻率時造成問題之EMI雜訊的惡化。
另外，碳化矽(SiC)係較矽(Si)還獲取更高能帶隙(band-gap)之特性，而稱為寬(wide)能帶隙半導體之半導體之一例。除該碳化矽以外，亦例如氮化鎵(gallium)系材料、或者採用金剛石(diamond)所形成之半導體，亦屬於寬能帶隙半導體，諸者特性亦與碳化矽類似點多。因此，採用碳化矽以外之其他的寬能帶隙半導體之構成，亦形成本發明之要旨。
此外，藉由如前述之寬能帶隙半導體所形成的功率 半導體元件，由於耐電壓性高、且容許電流密度亦高，故能夠使功率半導體元件小型化，藉由採用諸等小型化之功率半導體元件，能夠使建入有該功率半導體元件之半導體模組(module)小型化。
此外，藉由寬能帶隙半導體所形成的功率半導體元件，由於耐熱性亦高，故能夠使散熱器或冷卻器小型化。
另外，以上之實施形態所示之構成係本發明之構成之一例，亦能夠與其他公開之技術組合，不言而喻在不悖離本發明之要旨之範圍，亦能夠將部份省略等、變更而構成。
(產業上之可利用性)
如上述所示，本發明有益於作為能夠謀求導通時之功率半導體元件之開關損失降低及EMI雜訊降低之兼顧的功率半導體元件之驅動電路。
1‧‧‧功率半導體元件
1a‧‧‧功率用半導體元件
1b‧‧‧二極體
2‧‧‧電壓指令產生部
3‧‧‧減法器
4‧‧‧閘極電流控制器
5‧‧‧閘極電流供給器
19‧‧‧閘極電流指令限制器
GND‧‧‧接地電位
IG‧‧‧閘極電流
VGE‧‧‧電壓
VGEref‧‧‧電壓指令
Verr‧‧‧偏差電壓
VIGref‧‧‧閘極電流指令電壓
VIGout‧‧‧實際閘極電流指令電壓

Claims (3)

  1. 一種功率半導體元件之驅動電路，係具備有：電壓指令產生部，用以產生屬於對功率半導體元件之閘極端子-射極端子間之充電指令的電壓指令；偏差計算部，計算電壓指令與前述功率半導體元件之閘極端子-射極端子間電壓的偏差電壓；閘極電流控制器，接收前述偏差電壓之輸入，而計算決定流通於前述功率半導體元件之閘極端子之閘極電流的閘極電流指令電壓；閘極電流指令限制器，用以限制前述閘極電流指令電壓；以及閘極電流供給器，接收來自前述閘極電流指令限制器之輸出的實際閘極電流指令電壓，而對前述功率半導體元件之閘極端子供給閘極電流。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之功率半導體元件之驅動電路，其中，以比例控御器構成前述閘極電流控制器。
  3. 一種功率半導體元件之驅動電路，係具備有：電壓指令產生部，用以產生屬於對功率半導體元件之閘極端子-射極端子間進行充電時之指令值的電壓指令；偏差電壓產生部，計算電壓指令與前述功率半導體元件之閘極端子-射極端子間電壓的偏差電壓，而放大該偏差電壓並輸出；閘極電流指令限制器，識別來自前述偏差電壓產生部的偏差電壓為決定流通於前述功率半導體元件之閘極端子之閘極 電流的閘極電流指令電壓，而產生限制該閘極電流指令電壓之值的實際閘極電流指令電壓；以及閘極電流供給器，接收前述實際閘極電流指令電壓之輸入，對前述功率半導體元件之閘極端子供給閘極電流。
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