DE112013007189T5

DE112013007189T5 - Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement

Info

Publication number: DE112013007189T5
Application number: DE112013007189.4T
Authority: DE
Inventors: Yoshitomo Hayashi; Toshiki Tanaka; Masahiro Ozawa
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-06-24
Filing date: 2013-06-24
Publication date: 2016-03-24
Also published as: JPWO2014207811A1; JP5976215B2; CN105324923B; WO2014207811A1; TW201501466A; US20160134277A1; CN105324923A; US9712155B2; KR20160021847A; KR101706901B1; TWI511448B

Abstract

Es wird eine Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement angegeben, die eine Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2 aufweist, die eine Spannungsvorgabe VGEref erzeugt, bei der es sich es sich um eine Ladungsvorgabe zwischen einem Gateanschluss und einem Emitteranschluss des Leistungshalbleiterelements 1 handelt, und einen Subtrahierer 3 aufweist, der eine Spannungsabweichung Verr zwischen der Spannungsvorgabe VGEref und der zwischen dem Gate- und Emitteranschluss des Leistungshalbleiterelements 1 anliegenden Spannung berechnet. Die Ansteuerschaltung weist ferner eine Gatestromsteuerung 4, in die die Spannungsabweichung Verr eingegeben wird und die eine Gatestromvorgabespannung VIGref zum Festlegen eines Gatestroms berechnet, dessen Fließen zum Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements 1 veranlasst wird, einen Gatestromvorgabebegrenzer 19, der die Gatestromvorgabespannung VIGref begrenzt, und eine Gatestromversorgungseinrichtung auf, in die eine eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout eingegeben wird, die von dem Gatestromvorgabebegrenzer 19 ausgegeben wird, und die den Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements 1 mit einem Gatestrom versorgt.

Description

Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement.
Hintergrund
Ein Leistungshalbleiterelement wie beispielsweise ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode) oder ein MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) wird bei Invertervorrichtungen zur Umwandlung von Gleichstrom in Wechselstrom und bei Stromrichtern zur Umwandlung von Wechselstrom in Gleichstrom eingesetzt. Bei einem solchen Leistungshalbleiterelement wird ein, bei einem IGBT von einem Kollektoranschluss zu einem Emitteranschluss fließender, bzw. bei einem MOSFET von einem Drainanschluss zu einem Sourceanschluss fließender, Strom durch Ändern der zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung (nachfolgend ”VGE-Spannung”) bzw. durch Ändern der zwischen dem Gate- und dem Sourceanschluss anliegenden Spannung (nachfolgend ”VGS-Spannung”) gesteuert, wobei zwischen dem Gate- und Emitteranschluss (nachfolgend ”zwischen G-E”) bzw. zwischen dem Gate- und Sourceanschluss (nachfolgend ”zwischen G-S”) eine Ladung eingebracht oder daraus abgeführt wird.
Eine Ansteuerschaltung zur Steuerung der VGE-Spannung bzw. der VGS-Spannung bei einem wie oben beschriebenen Leistungshalbleiterelement, die einen Ansteuerschaltkreis für das Leistungshalbleiterelement darstellt, arbeitet im Allgemeinen nach Maßgabe eines Einschaltsignals und eines Ausschaltsignals, bei denen es sich um Impulssignale handelt, die von einem Steuerschaltkreis übertragen werden. Bei Übertragung eines Einschaltsignals an die Ansteuerschaltung funktioniert die Ansteuerschaltung so, dass zwischen G-E des IGBT bzw. zwischen G-S des MOSFET, bei denen es sich um das angesteuerte Objekt handelt, eine elektrische Ladung eingebracht wird, wodurch die VGE-Spannung bzw. die VGS-Spannung erhöht wird. Bei Übertragung eines Ausschaltsignals an die Ansteuerschaltung funktioniert die Ansteuerschaltung dagegen so, dass die elektrische Ladung zwischen G-E des IGBT bzw. zwischen G-S des MOSFET abgeführt wird, wodurch die VGE-Spannung bzw. die VGS-Spannung verringert wird.
Die Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement weist einen wie in dem unten angeführten Nicht-Patentdokument 1 beschriebene Konstantspannungsansteuerschaltkreis auf. Wenn von dem Steuerschaltkreis an die Ansteuerschaltung ein Einschaltsignal übertragen wird, stellt der Konstantspannungsansteuerschaltkreis über einen Gatewiderstand eine elektrische Verbindung zwischen einem positiven Potenzial einer Stromversorgung und einem Gateanschluss eines IGBT oder eines MOSFET her und bringt so zwischen G-E bzw. zwischen G-S eine Ladung ein, um die VGE-Spannung bzw. die VGS-Spannung zu erhöhen, worüber der IGBT oder der MOSFET eingeschaltet wird. Wird von dem Steuerschaltkreis an die Ansteuerschaltung ferner ein Ausschaltsignal übertragen, dann stellt der Konstantspannungsansteuerschaltkreis über einen Gatewiderstand eine elektrische Verbindung zwischen einem negativen Potenzial (oder Masse 0 V) einer Stromversorgung und dem Gateanschluss her und führt so die zwischen G-E bzw. zwischen G-S aufgebaute elektrische Ladung ab, um die VGE-Spannung bzw. die VGS-Spannung zu verringern.
In Patentdokument 1 wird ferner eine Technik offenbart, bei der ein Konstantstromansteuerschaltkreis zum Versorgen eines Gateanschlusses mit einem konstanten Strom eingesetzt wird. Die zwischen G-E eines Leistungshalbleiterelements, das mit einem Ausgangsanschluss des Konstantstromansteuerschaltkreis verbunden ist, anliegende Spannung VGE wird mit einem vorgegebenen Spannungswert verglichen. Bei einem Anstieg der VGE-Spannung auf mehr als den festgelegten Spannungswert wird der Strom des Konstantstromansteuerschaltkreises verringert.
Bei der in dem Patentdokument 1 offenbarten Technik können Schwankungen beim Einschalten unterdrückt werden und der Strom kann nur im Bedarfsfall erhöht werden. Somit lassen sich ein verlustarmes Leistungshalbleiterelement und eine Energieeinsparung bei der Ansteuerschaltung realisieren.
Liste der Zitate
Patentliteratur

Patentdokument 1: Internationale Veröffentlichung Nr. WO 2009/044602

Nicht-Patentliteratur

Nicht-Patentdokument 1: Nihon Inter Electronics Corporation, IGBT application note, Rev. 1.01 (Seite 20 bis 22)

Kurzbeschreibung
Technische Problemstellung
Es gibt verschiedene Arten von VGE-Spannungen, beispielsweise eine VGE-Spannung, ab der ein Kollektorstrom beim Einschalten eines Leistungshalbleiterelements zu fließen beginnt (nachfolgend ”Schwellspannung VGEth”) sowie eine VGE-Spannung während einer Spiegelperiode (nachfolgend ”Spiegelperiodenspannung VGEon”). EMI-Rauschen (nachfolgend zusammenfassend als ”EMI” bezeichnet), wie beispielsweise Schaltverluste, Leitungsrauschen und Strahlungsrauschen, wird bei dem in dem Nicht-Patentdokument 1 beschriebenen Konstantspannungsansteuerschaltkreis auf Basis des Widerstandswerts eines Gatewiderstands bestimmt.
Bei einem kleinen Gatewiderstand erhöht sich zum Beispiel der zum Gateanschluss fließende Strom. Dadurch nehmen die Ladezeit der VGE-Spannung und der Schaltverlust ab. Da die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms des Leistungshalbleiterelements zunimmt, nimmt das EMI-Rauschen jedoch zu.
Umgekehrt vermindert sich der zum Gateanschluss fließende Strom bei einem großen Gatewiderstand. Dadurch nehmen die Ladezeit der VGE-Spannung und der Schaltverlust zu. Da die Geschwindigkeit di/dt, mit der sich der Kollektorstrom des Leistungshalbleiterelements verändert, jedoch abnimmt, kann das EMI-Rauschen reduziert werden. Bei Verwendung eines Konstantspannungsansteuerschaltkreises besteht daher ein Zielkonflikt zwischen Schaltverlust und EMI-Rauschen.
Bei der in Patentdokument 1 beschriebenen Technik ist der zum Gateanschluss fließende Strom wie oben beschrieben konstant. Dadurch kann die Ladezeit der VGE-Spannung ohne Erhöhung der Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt verringert werden. Ferner erfolgt, wenn die VGE-Spannung eine vorgegebene Spannung überschreitet, eine Steuerung so, dass der Strom des Konstantstromansteuerschaltkreises abnimmt, womit eine Möglichkeit zur Energieeinsparung bei der Ansteuerschaltung beschrieben ist.
Im Allgemeinen basiert der Wert der VGE-Spannung jedoch auf der von einem Schaltnetzgerät oder dergleichen erzeugten elektrischen Energie, wobei, wenn die VGE-Spannung die vorgegebene Spannung aufgrund von Schwankungen am Schaltnetzgerät oder dergleichen nicht erreicht, das Problem auftritt, dass der Strom des Konstantstromansteuerschaltkreises nicht verringert werden kann.
Problematisch ist außerdem, dass die Steuerung, da der Ablauf auf dem Ergebnis eines Vergleichs mit einer vorgegebenen Spannung beruht, kompliziert wird.
Die vorliegende Erfindung wurde angesichts der oben beschriebenen Problemstellungen verwirklicht, wobei eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung in der Angabe einer Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement besteht, mit der sowohl eine Verringerung des Schaltverlusts als auch des EMI-Rauschens beim Einschalten des Leistungshalbleiterelements erzielt werden können.
Lösung der Problemstellungen
Zur Lösung der Problemstellungen und der oben angegebenen Aufgabenstellung bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement, die Folgendes aufweist: eine Spannungsvorgabeerzeugungseinheit, die eine Spannungsvorgabe erzeugt, bei der es sich um eine Ladungsvorgabe zwischen einem Gateanschluss und einem Emitteranschluss des Leistungshalbleiterelements handelt, eine Abweichungsberechnungseinheit, die eine Spannungsabweichung zwischen der Spannungsvorgabe und einer zwischen dem Gateanschluss und dem Emitteranschluss des Leistungshalbleiterelements anliegenden Spannung berechnet, eine Gatestromsteuerung, in die die Spannungsabweichung eingegeben wird und die eine Gatestromvorgabespannung zum Festlegen eines Gatestroms berechnet, dessen Fließen zum Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements veranlasst wird, einen Gatestromvorgabebegrenzer, der die Gatestromvorgabespannung begrenzt, und eine Gatestromversorgungseinrichtung, in die eine eigentliche Gatestromvorgabespannung eingegeben wird, die von dem Gatestromvorgabebegrenzer ausgegeben wird, und die den Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements mit einem Gatestrom versorgt.
Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ermöglicht sowohl eine Verringerung des Schaltverlustes als auch des EMI-Rauschens beim Einschalten eines Leistungshalbleiterelements, wobei bei der Ansteuerschaltung selbst eine Energieersparnis realisiert werden kann, indem eine Ansteuerschaltung geschaffen wird, die gegenüber Schwankungen robust ist, die von Faktoren wie Energieversorgung und Streuungen bei dem Leistungshalbleiterelement selbst herrühren.
Kurzbeschreibung der Figuren
1 zeigt ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer beispielhaften Gestaltung einer Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung eines Aufbaus einer Stromrichtervorrichtung für die Ansteuerung eines Motors, die als ein Beispiel der von der Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gesteuerten Vorrichtungen dient.
3A zeigt ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung eines Beispiels für einen internen Aufbau einer Spannungsvorgabeerzeugungseinheit.
3B zeigt eine graphische Darstellung eines Beispiels für den Aufbau einer Verbindung zwischen einem positiven Stromversorgungspotenzial VCCP und einem negativen Stromversorgungspotenzial VCCN.
4 zeigt ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung eines Beispiels eines Aufbaus einer Gatestromversorgungseinrichtung.
5A zeigt eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung eines Beispiels für eine Eingangs-/Ausgangskennlinie einer Gatestromversorgungseinrichtung.
5B zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung eines Beispiels für Frequenzkennlinien (Verstärkung und Phase) der Gatestromversorgungseinrichtung.
6 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung eines Beispiels einer Ausgestaltung eines Konstantspannungsansteuerschaltkreises bei Verwendung eines IGBT als Leistungshalbleiterelement.
7 zeigt eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung von Betriebskennlinien des in 6 veranschaulichten Konstantspannungsansteuerschaltkreises.
8 zeigt ein Ablaufdiagramm zur vergleichenden Veranschaulichung der Vorgänge an den Ansteuerschaltungen gemäß der Ausführungsform, von denen eine mit einem Gatestromvorgabebegrenzer ausgestattet ist und die andere nicht.
9 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer detaillierteren Gestaltung der Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der Ausführungsform.
10 zeigt ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Modifikation der Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der Ausführungsform.
Beschreibung von Ausführungsformen
Nachfolgend werden beispielhafte Ausführungsformen einer Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren ausführlich erläutert. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf diese Ausführungsformen beschränkt.
Das Blockschaltbild der 1 veranschaulicht ein Beispiel eines Aufbaus einer Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Erfindung ist so ausgebildet, dass sie, wie in 1 dargestellt ist, einen als Leistungshalbleiterelement ausgebildeten IGBT1 aufweist, sowie eine Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2, die als Vorgabewert eine Spannungsvorgabe VGEref erzeugt, wenn zwischen einen Gateanschluss und einen Emitteranschluss des IGBT1 Ladung eingebracht wird, und als Spannungsabweichungserzeugungseinheit oder Abweichungsberechnungseinheit einen Subtrahierer 3, der eine Abweichung (nachfolgend ”Spannungsabweichung Verr”) zwischen der Spannungsvorgabe VGEref und einer zwischen dem Gateanschluss und dem Emitteranschluss des IGBT1 anliegenden Spannung (nachfolgend ”Spannungswert VGE” oder ”VGE-Spannung”) berechnet und ausgibt. Die Ansteuerschaltung weist ferner eine Gatestromsteuerung 4, in die die Spannungsabweichung Verr eingegeben wird und die eine Vorgabespannung (nachfolgend ”Gatestromvorgabespannung VIGref”) zum Festlegen eines zum Gateanschluss des IGBT1 fließenden Gatestroms berechnet, einen Gatestromvorgabebegrenzer 19, der die Gatestromvorgabespannung VIGref begrenzt, und eine Gatestromversorgungseinrichtung 5 auf, in die eine eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout eingegeben wird, die von dem Gatestromvorgabebegrenzer 19 ausgegeben wird, und die den Gateanschluss des IGBT1 mit einem Gatestrom IG versorgt.
Die Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Erfindung kann bei diversen Stromrichtern wie beispielsweise einer zum Beispiel in 2 veranschaulichten Stromrichtervorrichtung zum Ansteuern eines Motors verwendet werden. Bei dem in 2 veranschaulichten Beispiel ist eine Dreiphasen-Inverterschaltung aus Halbleiterelementen für die Stromzufuhr (IGBT) 1a bis 1f mit zu diesen jeweils antiparallel geschalteten Dioden 22a bis 22f aufgebaut. Da die Ansteuerschaltungen 20a bis 20f für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Erfindung eine Steuerung der Schaltung der jeweiligen Halbleiterelemente für die Stromzufuhr 1a bis 1f ausführen, wird einem Motor 24, der ein Beispiel für eine Last darstellt, eine in einem Glättungskondensator gespeicherte Energie zugeführt wodurch eine Antriebssteuerung des Motors 24 erfolgt.
Im Folgenden wird die allgemeine Funktionsweise der in 1 veranschaulichten Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement beschrieben. Die von der Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2 auszugebende Spannungsvorgabe VGEref wird in einen Plus-Anschluss des Subtrahierers 3 eingegeben. Der Wert der Spannung VGE entspricht der Spannung zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss des IGBT1 und wird in den Minus-Anschluss des Subtrahierers 3 eingegeben. Der Wert der Spannung VGE wird somit zur Eingangsseite der Gatestromsteuerung 4 zurückgeführt.
Der Subtrahierer 3 verwendet die Spannungsvorgabe VGEref und den Spannungswert VGE zum Erzeugen der Spannungsabweichung Verr und gibt die Spannungsabweichung Verr an die Gatestromsteuerung 4 aus. Die Gatestromsteuerung 4 erzeugt die Gatestromvorgabespannung VIGref, die die Spannungsabweichung Verr am Ausgang des Subtrahierers 3 reduziert, und gibt die Gatestromvorgabespannung VIGref an den Gatestromvorgabebegrenzer 19 aus. Der Gatestromvorgabebegrenzer 19 weist eine Funktion zur Begrenzung der Gatestromvorgabespannung VIGref auf. Das bedeutet, dass der Gatestromvorgabebegrenzer 19 an die Gatestromversorgungseinrichtung 5 die eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout ausgibt, die eine Begrenzung der Ausgangsgröße der von der Gatestromsteuerung 4 ausgegebenen Gatestromvorgabespannung VIGref darstellt. Die Gatestromversorgungseinrichtung 5 erzeugt den in den Gateanschluss des IGBT1 zu speisenden Gatestrom IG auf Basis der eigentlichen Gatestromvorgabespannung VIGout. Der von der Gatestromversorgungseinrichtung 5 erzeugte Gatestrom IG bringt elektrische Ladungen zwischen Gate- und Emitteranschluss des IGBT1 ein, sodass sich der Wert der Spannung VGE erhöht. Die oben beschriebenen Vorgänge führen zum Einschalten des IGBT1.
Im Folgenden wird die Funktionsweise der Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2 beschrieben. Das Blockschaltbild von 3A veranschaulicht ein Beispiel für den internen Aufbau der Spannungsvorgabeerzeugungseinheit und die graphische Darstellung von 3B veranschaulicht ein Beispiel für den Aufbau einer Verbindung zwischen einem positiven Stromversorgungspotenzial VCCP und einem negativen Stromversorgungspotenzial VCCN.
Die Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2 führt auf Basis eines Ansteuersignals des Steuerschalkreises 8 einen Vorgang zum Ausgeben eines Betriebssignals des IGBT1 aus. Die Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2 umfasst das positive Stromversorgungspotenzial VCCP, das negative Stromversorgungspotenzial VCCN (oder Masse (GND) 0 V), einen npn-Transistor 6 und einen pnp-Transistor 7. Der Basisanschluss des npn-Transistors 6 ist mit dem Basisanschluss des pnp-Transistors 7 verbunden und auch der Emitteranschluss des npn-Transistors 6 ist mit dem des pnp-Transistors 7 verbunden. Ferner sind das positive Stromversorgungspotenzial VCCP mit dem Kollektoranschluss des npn-Transistors 6 und das negative Stromversorgungspotenzial VCCN mit dem Kollektoranschluss des pnp-Transistors 7 verbunden. Von dem Steuerschaltkreis 8 wird ein Steuersignal CS zum Ansteuern des IGBT1 ausgegeben, das in einen Verbindungsanschluss zwischen den jeweiligen Basisanschlüssen des npn-Transistors 6 und des pnp-Transistors 7 eingegeben wird. Ein an den jeweiligen Emitteranschlüssen von npn-Transistor 6 und pnp-Transistor 7 ausgegebener Spannungswert wird als Spannungsvorgabe VGEref verwendet. In dem Beispiel von 3B ist ein Fall dargestellt, bei dem das negative Stromversorgungspotenzial VCCN ein negatives Potenzial aufweist. Das negative Stromversorgungspotenzial VCCN kann jedoch auch ein Massepotenzial (GND), d. h. ein Potenzial von 0 V, aufweisen.
Wenn es sich bei dem von dem Steuerschaltkreis 8 ausgegebenen Steuersignal CS um ein Signal zum Einschalten des IGBT1 handelt, d. h. um ein Einschaltsignal, dann wird der npn-Transistor 6 eingeschaltet und der pnp-Transistor 7 ausgeschaltet. Folglich liegen die Emitteranschlüsse des npn-Transistors 6 und pnp-Transistors 7 auf der Spannung (dem Potenzial) des positiven Stromversorgungspotenzials VCCP und diese Spannung wird zur Spannungsvorgabe VGEref. Umgekehrt wird, wenn es sich bei dem von dem Steuerschaltkreis 8 ausgegebenen Steuersignal CS um ein Signal zum Ausschalten des IGBT1 handelt, d. h. es wird ein Ausschaltsignal ausgegeben, dann wird der npn-Transistor 6 ausgeschaltet und der pnp-Transistor 7 eingeschaltet. Folglich liegen die Emitteranschlüsse des npn-Transistors 6 und pnp-Transistors 7 auf der Spannung (dem Potenzial) des negativen Stromversorgungspotenzials VCCN, wobei diese Spannung zur Spannungsvorgabe VGEref wird.
Als Nächstes wird die Gatestromsteuerung 4 beschrieben. Die Gatestromsteuerung 4 stellt eine Sektion dar, die das Ansprechverhalten der in 1 dargestellten Ansteuerschaltung des Leistungshalbleiterelements bestimmt und als Proportionalsteuerung (P-Steuerung) ausgebildet ist. Bei einer Ausführung der Gatestromsteuerung 4 als P-Steuerung kann die Transferfunktion GI(s) der Gatestromsteuerung 4 unter der Annahme, dass die Proportionalverstärkung Kp ist, durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt werden: GI(s) = Kp (1)
Die Empfindlichkeit der Gatestromsteuerung 4 wird auf Basis von Gleichung (1) bestimmt, und auf Basis der Proportionalverstärkung Kp wird ein Eingangssignal berechnet und als Gatestromvorgabespannung VIGref ausgegeben.
Im Folgenden wird der Gatestromvorgabebegrenzer 19 beschrieben. Der Gatestromvorgabebegrenzer 19 besitzt eine Funktion zur Begrenzung der Gatestromvorgabespannung VIGref. Unter der Annahme, dass VIGrefmax eine Ausgangsobergrenze und VIGrefmin eine Ausgangsuntergrenze darstellt, kann die eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout, die das Ausgangssignal des Gatestromvorgabebegrenzers 19 darstellt, durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt werden: VIGrefmin ≤ VIGout ≤ VIGrefmax (2)
Im Folgenden wird die Gatestromversorgungseinrichtung 5 beschrieben. Das Blockschaltbild von 4 veranschaulicht ein Beispiel für einen Aufbau der Gatestromversorgungseinrichtung 5. Wie in 4 dargestellt umfasst die Gatestromversorgungseinrichtung 5 einen die pnp-Transistoren 9 und 10 aufweisenden Stromspiegelschaltkreis, einen n-Kanal MOSFET 11, Widerstände 12 und 14, sowie einen Operationsverstärker 13. Die Gatestromversorgungseinrichtung 5 weist einen Aufbau auf, dessen Funktion in der Versorgung des Gateanschlusses des IGBT1 mit dem Gatestrom IG auf Basis der eigentlichen Gatestromvorgabespannung VIGout besteht.
Die oben bezeichnete eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout wird in den nichtinvertierenden Anschluss des Operationsverstärkers 13 eingegeben. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 13 ist über den Widerstand 14 mit dem Gateanschluss des n-Kanal MOSFETs 11 verbunden. Ein Sourceanschluss des n-Kanal MOSFETs 11 ist über den Widerstand 12 mit einem Massepotenzial (GND, 0 V) verbunden, wobei der nicht mit dem Massepotenzial verbundene Anschluss des Widerstands 12 mit dem invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers 13 verbunden ist.
Im Folgenden wird der mit den pnp-Transistoren 9 und 10 aufgebaute Stromspiegel erläutert. Die Emitteranschlüsse der pnp-Transistoren 9 und 10 sind jeweils mit VCCP verbunden. Der Basisanschluss des pnp-Transistors 9 ist mit dem Basisanschluss des pnp-Transistors 10 und ferner mit dem Kollektoranschluss des pnp-Transistors 9 verbunden. Der Kollektoranschluss des pnp-Transistors 9 ist mit dem Drainanschluss des n-Kanal MOSFETs 11 und der Kollektoranschluss des pnp-Transistors 10 ist mit dem Gateanschluss des IGBT1 verbunden.
Die Gatestromversorgungseinrichtung 5 bestimmt den zum pnp-Transistor 9 fließenden Strom I1 auf Basis der eigentlichen Gatestromvorgabe IGref, die in den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 13 eingegeben wird. Wie oben beschrieben bilden die pnp-Transistoren 9 und 10 einen Stromspiegelschaltkreis, sodass ein zum pnp-Transistor 9 fließender Strom I1 denselben Wert aufweist, wie ein zum pnp-Transistor 10 fließender Strom I2. Der Kollektoranschluss des pnp-Transistors 10 ist mit dem Gateanschluss des IGBT1 verbunden, sodass der zum pnp-Transistor 10 fließende Strom I2 den zum Gateanschluss fließenden Gatestrom IG bildet.
Die an die Gatestromversorgungseinrichtung 5 anzulegende eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout wird von der Gatestromsteuerung 4 ausgegeben und stellt einen Spannungswert dar. Ferner stellt der von der Gatestromversorgungseinrichtung 5 ausgegebene Gatestrom IG einen Stromwert dar. Die Gatestromversorgungseinrichtung 5 weist so die Funktion eines Spannungs-Strom-Umwandlers auf, in den als eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout ein Spannungswert eingegeben und aus dem ein Gatestrom IG zum Gateanschluss des IGBT1 ausgegeben wird.
Die graphische Darstellung (die Kurve) von 5A veranschaulicht ein Beispiel der Eingangs-Ausgangskennlinie (statische Kennlinie) der Gatestromversorgungseinrichtung 5, wobei der Gatestrom IG an der vertikalen Achse und die eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout an der horizontalen Achse aufgetragen ist. Unter der Annahme, dass die Eingangs-Ausgangs-Umwandlungsverstärkung K2 beträgt (K2 ist eine positive reelle Zahl), besteht in dem in 5A dargestellten Beispiel zwischen der eigentlichen Gatestromvorgabespannung VIGout und dem Gatestrom IG eine durch die folgende Gleichung (3) ausgedrückte Beziehung: IG = K2 × VIGout (3)
Das Diagramm (die Kurven) von 5B veranschaulicht ein Beispiel für die Frequenzkennlinien (Verstärkung und Phase) der Gatestromversorgungseinrichtung 5.
Eine die Funktion eines Spannungs-Strom-Umwandlers aufweisende Gatestromversorgungseinrichtung 5 ist nicht auf die in 5 veranschaulichte Beschaffenheit und Kennlinien beschränkt und kann auch anders beschaffen sein.
Im Folgenden werden die Betriebskennlinien bei Einschalten eines Leistungshalbleiterelements wie beispielsweise eines IGBT oder eines MOSFETs erläutert. Das Schaltbild von 6 veranschaulicht ein Beispiel für eine Ausgestaltung eines Konstantspannungsansteuerschaltkreises wenn als Leistungshalbleiterelement ein IGBT verwendet wird. 7 zeigt eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung von Betriebskennlinien des in 6 veranschaulichten Konstantspannungsansteuerschaltkreises, in der Ablaufdiagramme der zwischen dem Gate- und Emitteranschluss des IGBT beim Einschalten anliegenden Spannung VGE, der Gatestrom IG, ein Kollektorstrom IC und die zwischen dem Kollektor- und Emitteranschluss anliegende Spannung VCE dargestellt sind.
Im Folgenden wird 6 beschrieben. Der in 6 veranschaulichte Konstantspannungsansteuerschaltkreis weist einen npn-Transistor 15 einen pnp-Transistor 16 und einen Gatewiderstand 17 auf. Der Basisanschluss des npn-Transistors 15 ist mit dem Basisanschluss des pnp-Transistors 16 verbunden und der diese verbindende Anschluss ist mit dem Ausgang des Steuerschaltkreises 8 verbunden. Der Kollektoranschluss des npn-Transistors 15 ist mit dem positiven Stromversorgungspotenzial VCCP und der Kollektoranschluss des pnp-Transistors 16 ist mit dem negativen Stromversorgungspotenzial VCCN (oder Masse 0 V) verbunden. Der Emitteranschluss des npn-Transistors 15 ist mit dem Emitteranschluss des pnp-Transistors 16 verbunden und der diese verbindende Anschluss ist über den Gatewiderstand 17 mit dem Gateanschluss des IGBT1 verbunden. Eine Funktion des Steuerschaltkreises 8 besteht im Erzeugen und Ausgeben eines Ansteuersignals für den IGBT1.
Bei Ausgabe eines Einschaltsignals durch den Steuerschaltkreis 8 werden der npn-Transistor 15 eingeschaltet und der pnp-Transistor 16 ausgeschaltet. Durch das Einschalten des npn-Transistors 15 fließt ein Strom von dem positiven Stromversorgungspotenzial VCCP zum Gateanschluss des IGBT1, der zwischen dessen Gate- und Emitteranschluss eine elektrische Ladung einbringt. Dagegen wird der npn-Transistor 15 bei einer Ausgabe eines Ausschaltsignals durch den Steuerschaltkreis 8 ausgeschaltet und der pnp-Transistor eingeschaltet. Durch das Einschalten des pnp-Transistors fließt ein Strom über den Gatewiderstand 17 zum negativen Stromversorgungspotenzial VCCN, um die elektrische Ladung zwischen Gate- und Emitteranschluss abzuleiten.
Im Folgenden wird 7 beschrieben. Wie oben erläutert wird der npn-Transistor 15 bei einer Ausgabe des Einschaltsignals durch den Steuerschaltkreis 8 eingeschaltet, und über den Gatewiderstand 17 fließt ein Strom zum Gateanschluss des IGBT1.
Im Folgenden wird der Abschnitt t0 bis t1 des Ablaufdiagramms beschrieben. Der Zeitpunkt t0 bezeichnet eine Zeit, zu der das Einbringen einer Ladung zwischen G-E beginnt, und der Zeitpunkt t1 bezeichnet eine Zeit, zu der der Kollektorstroms IC des IGBT1 einsetzt. Der Höchstwert des Gatestroms wird durch Teilen des positiven Stromversorgungspotenzials VCCP durch den Gatewiderstand 17 erhalten. Unter der Annahme, dass der Widerstandswert des Gatewiderstands 17 RG ist, kann der Höchstwert IGpeak des Gatestroms zum Zeitpunkt t0 des Beginns des Einschaltvorgangs durch die folgende Gleichung (4) ausgedrückt werden. IGpeak = VCCP/RG (4)
Aufgrund des abrupten Fließens des Gatestroms IG steigt die Spannung VGE zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss an. Wenn zum Zeitpunkt t1 die zwischen dem Gate und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE die Schwellspannung VGEth erreicht, setzt der Fluss des Kollektorstroms IC abrupt ein, und die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung beginnt abzufallen.
Im Folgenden wird der Abschnitt des Ablaufdiagramms von t1 bis t2 beschrieben. Der Zeitpunkt t2 bezeichnet eine Zeit, zu der der IGBT1 in eine Phase eintritt, während der ein Spiegeleffekt erzeugt wird (nachfolgend ”Spiegelperiode”). Ab t1 fällt der Gatestrom IG ab und der Anstieg der zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung verlangsamt sich. Zum Zeitpunkt t2 beginnt die Spiegelperiode.
Im Folgenden wird der Abschnitt t2 bis t3 des Ablaufdiagramms beschrieben. Der Zeitpunkt t3 bezeichnet eine Zeit, zu der die Spiegelperiode des IGBT1 endet. Während der vom Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t3 dauernden Periode ist die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE aufgrund des Spiegeleffekts konstant. Die Spiegelperiode setzt sich bis zur Beendigung des Aufladens der sich zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss befindenden Kapazität fort, wobei der Gatestrom IG konstant wird. Während der Spiegelperiode bleibt der Kollektorstrom IC konstant, obwohl die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VCE abfällt. Der im Abschnitt t2 bis t3 fließende Gatestrom IG kann durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückt werden: IG = (VCCP – VGEon)/RG (5)
Im Folgenden wird der Abschnitt t3 bis t4 des Ablaufdiagramms beschrieben. Der Zeitpunkt t4 bezeichnet eine Zeit, zu der die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE das positive Stromversorgungspotenzial VCCP erreicht hat. Ab dem Zeitpunkt t3, an dem die Spiegelperiode beendet ist, steigt die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE erneut an, wobei der Gatestrom IG abfällt und die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE zum Zeitpunkt t4 das positive Stromversorgungspotenzial VCCP erreicht.
Wie oben beschrieben ist bei einem Ansteuern des Leistungshalbleiterelements mit dem Konstantspannungsansteuerschaltkreis zum Reduzieren des Schaltverlustes eine schnelle Beendigung des mit der zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung VGE verbundenen Ladevorgangs erforderlich. Zum schnellen Beenden des Ladevorgangs reichen ein Verringern des Gatewiderstands und ein Erhöhen des Gatestroms aus. Ein Erhöhen des Gatestroms führt jedoch zum abrupten Einsetzen eines Kollektorstroms IC und zu einer Verschlechterung des erzeugten Rauschens. Grund hierfür ist, dass die Spannung beim Einsetzen des mit der zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung VGE verbundenen Ladevorgangs stark ansteigt und die Geschwindigkeit der Änderung des Kollektorstroms IC (nachfolgend ”di/dt”) über die Zeit zunimmt, wodurch das erzeugte Rauschen zunimmt.
Wie oben beschrieben ist während der Spiegelperiode dagegen die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE konstant, obwohl die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VCE abnimmt, sodass die Stromänderungsgeschwindigkeit des Kollektorstroms IC gering ist. Bei einer langen Spiegelperiode erfolgt der Abfall der zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VCE allmählich. Bei einer kurzen Spiegelperiode erfolgt der Abfall der zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung VCE schnell. Diese Tendenzen zeigen, dass der Schaltverlust durch Verkürzen der Spiegelperiode verringert werden kann.
Um bei dem oben beschriebenen Aufbau den Schaltverlust und das erzeugte Rauschens beim Einschalten zu verringern ist eine Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement erforderlich, die die folgenden Steuerfunktionen aufweist:

(1) Verringern der Ladegeschwindigkeit bis die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE die Schwellspannung VGEth erreicht, d. h. Niedrighalten des dem Gateanschluss zuzuführenden Gatestroms.
(2) Verkürzen der Spiegelperiode, während der die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE konstant ist, d. h. erhöhen des Gatestroms in der Spiegelperiode.

Die Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Ausführungsform berechnet den dem Gateanschluss des IGBT1 zuzuführenden Gatestrom IG. Die Berechnung erfolgt auf Basis der Spannungsabweichung Verr zwischen der VGE-Spannung und der zwischen G-E anzulegenden Spannungsvorgabe VGEref.
In 8(a) sind die jeweiligen Kurvenverläufe des Steuersignals CS, der Spannungsvorgabe VGEref, der Spannungsabweichung Verr, des Gatestroms IG, der VGE-Spannung, des Kollektorstroms IC und der zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung VCE einer Gatestromsteuerung 4 dargestellt, die als Proportionalsteuerung ausgebildet und nicht mit einem Gatestromvorgabebegrenzer 19 ausgestattet ist.
Im Folgenden wird der Abschnitt t0 bis t1 des Ablaufdiagramms beschrieben. Zum Zeitpunkt t0 nimmt das Steuersignal CS den Wert ”H” an und das Einschaltsignal wird in die Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2 eingegeben. Dadurch ändert sich die Spannungsvorgabe VGEref sprunghaft auf VCCP. Zu diesem Zeitpunkt erreicht die Spannungsabweichung Verr, da die VGE-Spannung 0 ist, den Wert VCCP. Die Spannungsabweichung Verr wird in die Gatestromsteuerung 4 eingegeben und die Gatestromsteuerung 4 berechnet die Gatestromvorgabespannung VIGref. Auf Basis von Gleichung (1) kann die Gatestromvorgabespannung VIGref zu diesem Zeitpunkt durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: VIGref = Kp × Verr (6)
Wie aus Gleichung (6) ersichtlich wird die Gatestromvorgabespannung VIGref durch Multiplizieren der Spannungsabweichung Verr mit der Verstärkung Kp erhalten. Die Gatestromvorgabespannung VIGref wird in die Gatestromversorgungseinrichtung 5 eingegeben, wobei die Gatestromversorgungseinrichtung 5 dem Gateanschluss des IGBT1 den Gatestrom IG zuführt.
In dem Zeitraum bis zum Zeitpunkt t1 nehmen bei zunehmender VGE-Spannung die Spannungsabweichung Verr und begleitend hierzu der Gatestrom IG ab. Zum Zeitpunkt t1, an dem die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE die Schwellspannung VGEth erreicht hat, fängt der Kollektorstrom IC abrupt an zu fließen und die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VCE beginnt abzufallen.
Im Folgenden wird der Abschnitt t1 bis t2 des Ablaufdiagramms beschrieben. Der Zeitpunkt t2 bezeichnet eine Zeit zu der der IGBT1 in die Spiegelperiode eintritt. Ab dem Zeitpunkt t1 fällt der Gatestrom IG ab und der Anstieg der zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung VGE verlangsamt sich. Ab dem Zeitpunkt t2 macht sich der Spiegeleffekt bemerkbar. Da sich der Anstieg der VGE-Spannung aufgrund des Spiegeleffekts verlangsamt, wird auch der Abfall der Spannungsabweichung Verr langsamer.
Im Folgenden wird der Abschnitt t2 bis t3 des Ablaufdiagramms beschrieben. Der Zeitpunkt t3 bezeichnet eine Zeit, zu der die Spiegelperiode des IGBT1 endet. Während der vom Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t3 dauernden Periode ist die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE aufgrund des Spiegeleffekts konstant. Da die VGE Spannung konstant ist, ist auch die Spannungsabweichung Verr konstant und im Einklang mit der Spannungsabweichung Verr ist auch der Gatestrom IG konstant. Der Gatestrom IG ist daher bis zum Ende der Spiegelperiode konstant. Während der Spiegelperiode fällt die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung ab.
Im Folgenden wird der Abschnitt t3 bis t4 des Ablaufdiagramms beschrieben. Der Zeitpunkt t4 stellt die Zeit dar, zu der die mit dem Ladevorgang zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss verbundene Spannung VGE die Spannungsvorgabe VGEref, d. h. VCCP, erreicht hat. Ab den Zeitpunkt t3, an dem die Spiegelperiode endet, steigt die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE erneut an. In der Folge nehmen die Spannungsabweichung Verr und der Gatestrom IG ab. Zum Zeitpunkt t4 erreicht die zwischen dem Gate- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VGE VCCP.
Wie aus einem Vergleich von 7 und 8(a) ersichtlich ist, weisen der Gatestrom IG, die VGE-Spannung, der Kollektorstrom IC und die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VCE ähnliche Kurvenläufe auf.
Der Gatewiderstand 17 des in 6 dargestellten Konstantspannungsschaltkreises entspricht der Proportionalverstärkung der in 1 dargestellten Gatestromsteuerung 4. Insbesondere sind die Abnahme des Widerstandswerts des Gatewiderstands 17 äquivalent zur Zunahme der Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4 und eine Zunahme des Widerstandswerts des Gatewiderstands 17 äquivalent zu einer Abnahme der Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4.
Die Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement der vorliegenden Ausführungsform enthält daher die Gatestromsteuerung 4 und die Gatestromversorgungseinrichtung 5 und steuert den Gatestrom IG und die VGE-Spannung so, dass die Spannungsabweichung Verr zwischen Spannungsvorgabe VGEref und zurückgeführter VGE-Spannung abnimmt. Somit kann der Gatestrom IG erhöht werden, wenn die Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4 erhöht wird. Dadurch kann die mit der VGE-Spannung verbundene Ladezeit verkürzt werden, wodurch eine Verringerung des Schaltverlustes beim Einschalten ermöglicht wird.
Umgekehrt ist die Zunahme der Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4 äquivalent zur Abnahme des Gatewiderstands, wodurch das EMI-Rauschen verschlechtert wird. Daher ist die Ansteuerschaltung des Leistungshalbleiterelements gemäß der vorliegenden Ausführungsform zusätzlich mit dem Gatestromvorgabebegrenzer 19 (wie in 1 dargestellt) ausgestattet, um den Maximalwert des Gatestroms IG auch bei einer Erhöhung der Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4 zu begrenzen.
Das Diagramm von 8(b) veranschaulicht die Kurvenverläufe bei hinzugefügtem Gatestromvorgabebegrenzer 19 und erhöhter Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4. Wie bei 8(a) sind das Steuersignal CS, die Spannungsvorgabe VGEref, die Spannungsabweichung Verr, der gesteuerte Gatestrom IG, die VGE-Spannung, der Kollektorstrom IC und die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegende Spannung VCE dargestellt.
Im Folgenden wird der Abschnitt t0 bis t1 des Ablaufdiagramms beschrieben. Zum Zeitpunkt t0 nimmt das Steuersignal CS den Wert ”H” an und das Einschaltsignal wird in die Spannungsvorgabeerzeugungseinheit 2 eingegeben. Dadurch ändert sich die Spannungsvorgabe VGEref sprunghaft auf VCCP. Zu diesem Zeitpunkt erreicht die Spannungsabweichung Verr, da die VGE-Spannung 0 ist, den Wert VCCP. Die Spannungsabweichung Verr wird in die Gatestromsteuerung 4 eingegeben und die Gatestromsteuerung 4 berechnet die Gatestromvorgabespannung VIGref. Die Gatestromvorgabespannung VIGref wird durch den Gatestromvorgabebegrenzer 19 ferner auf die eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout begrenzt, wobei der Gatestrom IG von der Gatestromversorgungseinrichtung 5 geliefert wird. Im sich vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t1 erstreckenden Zeitraum wird der Gatestrom IG durch den Gatestromvorgabebegrenzer 19 begrenzt. Da der Gatestrom IG auf einen festen Wert begrenzt wird steigt die VGE-Spannung nicht abrupt an, sondern mit einer bestimmten Steigung bzw. Änderungsgeschwindigkeit.
Im Folgenden wird der Abschnitt t1 bis t2 des Ablaufdiagramms beschrieben. Zum Zeitpunkt t1 erreicht die VGE-Spannung die Schwellspannung VGEth, der Kollektorstrom IC des IGBT1 setzt ein und die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss des IGBT1 anliegende Spannung VCE beginnt abzufallen. Ferner ist der Gatestrom während dieses Zeitraums auf einen festen Wert begrenzt und die VGE-Spannung nimmt ähnlich wie im Zeitraum von t0 bis t1 mit einer bestimmten Steigung zu. Am Zeitpunkt t2 erreicht die VGE-Spannung den Wert VGEon, womit die Spiegelperiode beginnt.
Im Folgenden wird der Abschnitt t2 bis t3 des Ablaufdiagramms beschrieben. Zum Zeitpunkt t2 ist die Spannung VGE aufgrund des Beginns des Spiegeleffekts konstant. Auch in der Spiegelperiode begrenzt der Gatestromvorgabebegrenzer 19 den Gatestrom IG auf einen konstanten Wert. Während dieser Zeit nimmt die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss des IGBT1 anliegende Spannung VCE allmählich ab. Zum Zeitpunkt t3 ist die Spiegelperiode beendet.
Im Folgenden wird der Abschnitt t3 bis t4 des Ablaufdiagramms beschrieben. Die VGE-Spannung beginnt ab dem Zeitpunkt t3 wieder anzusteigen. Begleitend zu diesem Anstieg nimmt die Spannungsabweichung Verr ab und der im Einklang mit der Spannungsabweichung Verr erzeugte Gatestrom IG nimmt ebenfalls ab. Zum Zeitpunkt t4 erreicht die VGE-Spannung VCCP, die dem Ausgabewert der Spannungsvorgabe VGEref entspricht, wobei die Spannungsabweichung Verr und der Gatestrom IG zu 0 werden.
Aus einem Vergleich des Zeitraums vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t1 in 8(a) und 8(b), d. h. des Zeitraums von der Eingabe des Einschaltsignals bis dass die VGE-Spannung VGEth erreicht, bei der es sich um die VGE-Spannung handelt, bei der der Kollektorstrom IC des IGBT1 einsetzt, ist ersichtlich, dass die Zeit bis zum Erreichen der Schwellspannung VGEth in 8(a) kürzer ist, bei der der Gatestromvorgabebegrenzer 19 nicht eingesetzt wird. Auch im Zeitraum vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2, d. h. in dem Zeitraum, während dessen die VGE-Spannung von VGEth auf VGEon ansteigt und die Spiegelperiode einsetzt, ist die Zeit bis zum Erreichen von VGEon in 8(a) kürzer, bei der der Gatestromvorgabebegrenzer 19 nicht eingesetzt wird. Infolge dieser Tendenzen nimmt die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms IC ohne Einsatz des Gatestromvorgabebegrenzers 19 im Vergleich zu einem Fall, bei dem der Gatestromvorgabebegrenzer 19 verwendet wird, zu, wobei auch das EMI-Rauschen zunimmt.
Umgekehrt verlangsamt sich im Falle von 8(b), bei dem der Gatestromvorgabebegrenzer 19 eingesetzt wird, der Anstieg der Ladespannung VGE aufgrund der Begrenzung des Gatestrom IG auf einen Maximalwert, wobei die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms IC im Vergleich zu 8(a) verringert werden kann, wodurch eine Reduzierung des EMI-Rauschens ermöglicht wird.
Außerdem kann die Spiegelperiode in 8(b), bei der der Gatestromvorgabebegrenzer 19 eingesetzt wird, im Zeitraum vom Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t3, d. h. der Spiegelperiode, verkürzt werden. Grund hierfür ist, dass der Gatestrom IG durch Erhöhen der Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4 auf einen höheren Wert als in 8(a) eingestellt werden kann.
Ferner wird im Zeitraum vom Zeitpunkt t3 bis zum Zeitpunkt t4, d. h. in dem Zeitraum, in dem die VGE-Spannung auf den der Spannungsvorgabe VGEref entsprechenden Wert VCCP ansteigt, sowohl in 8(a) als auch 8(b) ein Fluss des Gatestroms IG auf Basis der Spannungsabweichung Verr bewirkt. In 8(b) kann jedoch, da die Proportionalverstärkung der Gatestromsteuerung 4 auf einen großen Wert eingestellt ist, der Zeitraum, während dessen die Spannungsabweichung Verr erzeugt wird, kürzer als in 8(a) gehalten werden.
Wie oben beschrieben können, wenn bei der Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Ausführungsform der Gatestromvorgabebegrenzer 19 eingesetzt und der Faktor der proportionalen Verstärkung der Gatestromsteuerung 4 auf einen großen Wert gesetzt wird, die folgenden Wirkungen erhalten werden.

• In dem Zeitraum ab der Eingabe des Einschaltsignals bis zu dem Zeitpunkt, an dem die VGE-Spannung VGEth erreicht, d. h. in einem Zeitraum bis der IGBT1 in eine Spiegelperiode eintritt, kann die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms IC supprimiert werden, wodurch verhindert wird, dass sich das EMI-Rauschen verschlechtert.
• Eine Spannungsladung durch die VGE-Spannung nach der Spiegelperiode kann verkürzt werden. Dadurch kann die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss des IGBT1 anliegende Spannung VCE schnell verringert werden, wodurch eine Abnahme von Pm = IC × VCE ermöglicht wird, das dem Schaltverlust entspricht.
• Da der Gatestrom IG auf Basis der Spannungsabweichung Verr und des Gatestromvorgabebegrenzers 19 erzeugt wird, ist die Gatespannung in dem Zeitraum mit großer Spannungsabweichung Verr auf Basis eines maximalen Ausgabewerts des Gatestromvorgabebegrenzers 19 begrenzt, und wenn die Spannungsabweichung Verr auf unterhalb des maximalen Ausgabewerts des Gatestromvorgabebegrenzers 19 abfällt, wird der Gatestrom IG auf Basis der Spannungsabweichung Verr zugeführt. Daher wird der Gatestrom IG nur bei Bedarf zugeführt, sodass bei der Ansteuerschaltung selbst eine Energieeinsparung erzielt werden kann.

Wie oben beschrieben veranschaulicht 8(a) einen mit dem der Konstantspannungsansteuerung (siehe 7) gleichwertigen Vorgang. Somit lässt sich feststellen, dass die Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Ausführungsform im Betrieb besser ist als die in dem Nicht-Patentdokument 1 offenbarte Konstantspannungsansteuerschaltung.
Mit der in 1 dargestellten Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement kann beim Einschalten sowohl eine Verringerung des EMI-Rauschens als auch des Schaltverlustes erzielt werden, indem der Gatestromvorgabebegrenzer 19 und die Gatestromsteuerung 4 wie nachfolgend erläutert eingestellt werden.

• Der maximale Ausgabewert des Gatestromvorgabebegrenzers 19, d. h. der dem Gateanschluss des IGBT1 zuzuführenden Gatestrom IG, wird auf ein solches Niveau eingestellt, dass die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms IC zu keiner Verschärfung des EMI-Rauschens führt. Alternativ wird der Gatestrom IG durch den Gatestromvorgabebegrenzer 19 begrenzt und auf ein Niveau eingestellt, bei dem das EMI-Rauschen unterdrückt wird.
• Der Proportionalverstärkungsfaktor wird so eingestellt, dass der von der Gatestromsteuerung 4 ausgegebene Gatestromvorgabewert den von dem Gatestromvorgabebegrenzer 19 gesetzten Grenzwert überschreitet.

Indem der Gatestromvorgabebegrenzer 19 und die Gatestromsteuerung 4 wie oben beschrieben eingestellt werden, wird in dem Zeitraum ab der Eingabe der Einschaltanweisung bis zum Ende der Spiegelperiode ein konstanter Gatestrom IG zugeführt, und nach dem Ende der Spiegelperiode erfolgt eine der Spannungsabweichung Verr gemäße Zuführung des Gatestroms IG. Daher können beim Einschalten sowohl das EMI-Rauschen als auch der Schaltverlust reduziert und somit eine Energieeinsparung bei der Ansteuerschaltung realisiert werden.
Die der vorliegenden Ausführungsform gemäße Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement stellt ein Regelungssystem dar, bei dem die VGE-Spannung zurückgeführt und die Spannungsabweichung Verr zwischen der Spannungsvorgabe VGEref und der VGE-Spannung berechnet wird, wodurch der Gatestrom so gesteuert wird, dass die Spannungsabweichung verringert wird. Dadurch kann eine gegen Schwankungen robuste Ansteuerschaltung erhalten werden. Die Schwankungen werden nachstehend ergänzend beschrieben.
Als einer der mit diesen Schwankungen in Beziehung stehenden Faktoren wird zunächst ein externer Faktor beschrieben. Im Allgemeinen wird die Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement unter Verwendung einer Versorgungsspannung betrieben, die von einem als Stromquelle fungierenden externen Stromversorgungsschaltkreis stammt. Es wird angenommen, dass das von dem externen Stromversorgungsschaltkreis gelieferte, in 2 dargestellte, positive Stromversorgungspotenzial VCCP aufgrund von Schwankungen des Stromversorgungsschaltkreises um ΔV1 größer als eine vorgegebene Spannung ist. In diesem Fall kann bei dem Konstantspannungsansteuerschaltkreis ein Spitzenstrom IGpeak des Gatestroms IG bei Beginn des Einschaltvorgangs auf Basis von Gleichung (4) durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: IGpeak = (VCCP + ΔV1)/RG (7)
Bei Gültigkeit der Gleichung (7) wird die Zeit, innerhalb der die VGE-Spannung die Schwellspannung VGEth und die Spiegelperiodenspannung VGEon erreicht, kurz. Dadurch wird die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms IC größer als angenommen, wodurch sich das EMI-Rauschen verschlechtert.
Umgekehrt kann im Fall einer der vorliegenden Ausführungsform gemäßen Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement, da der Gatestrom IG durch den Gatestromvorgabebegrenzer 19 begrenzt ist, die Zeit, innerhalb der die VGE-Spannung die Schwellspannung VGEth und die Spiegelperiodenspannung VGEon erreicht, konstant gehalten werden. Daher nimmt die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms IC nicht zu, wodurch eine Verschlechterung des EMI-Rauschens verhindert werden kann.
Als ein weiterer mit den Schwankungen in Beziehung stehender Faktor werden ferner Streuungen des Leistungshalbleiterelements wie dem IGBT1 selbst beschrieben. Bei einem Leistungshalbleiterelement wie einem IGBT oder einem MOSFET variieren die Schwellspannung VGEth und die Spiegelperiodenspannung VGEon aufgrund von Schwankungen der Umgebungstemperatur und Streuungen des Elements selbst. Nimmt beispielsweise die Spiegelperiodenspannung VGEon um ΔV2 zu, wird der bei dem Konstantspannungsansteuerschaltkreis während der Spiegelperiode fließende Gatestrom IG auf Basis von Gleichung (5) durch die folgende Gleichung ausgedrückt: IG = (VCCP – (VGEon + ΔV2))/RG (8)
Schwankungen der Spiegelperiodenspannung VGEon führen entsprechend Gleichung (8) zu Schwankungen des während der Spiegelperiode fließenden Gatestroms IG. Die Schwankungen des Gatestroms IG führen zu Schwankungen der Spiegelperiodendauer. Wie aus 7 und 8(a) ersichtlich nimmt die zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss des IGBT1 anliegende Spannung VCE während der Spiegelperiode ab. Wenn während der Spiegelperiode Schwankungen auftreten, variiert die Zeit für die Abnahme der zwischen dem Kollektor- und dem Emitteranschluss anliegenden Spannung VCE und somit auch der Verlust Pm = IC × VCE während der Spiegelperiode.
Bei einer der vorliegenden Ausführungsform gemäßen Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement können die Schwankungen wie oben beschriebenen unterdrückt werden, da der konstante Gatestrom IG bis zum Ende der Spiegelperiode zugeführt werden kann. Infolgedessen können Schwankungen des Verlusts Pm während der Spiegelperiode unterdrückt werden.
Das Schalbild von 9 veranschaulicht ein Beispiel einer detaillierteren Gestaltung der Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Wie aus einem Vergleich mit 1 ersichtlich, kann als Gatestromsteuerung 4 beispielsweise ein nichtinvertierender Verstärker verwendet und der Gatestromvorgabebegrenzer 19 durch Verbinden der Kathode einer Zenerdiode 18 mit einer Ausgangsleitung und der Anode der Zenerdiode 18 mit Masse realisiert werden.
Das Schaltbild von 10 veranschaulicht eine Modifikation der Ansteuerschaltung für das Leistungshalbleiterelement gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Die Gatestromsteuerung 4 kann wie in 10 dargestellt weggelassen werden. In diesem Fall berechnet der Subtrahierer 3 als Spannungsabweichungserzeugungseinheit die Spannungsabweichung Verr zwischen der Spannungsvorgabe VGEref und der VGE-Spannung, verstärkt die Spannungsabweichung Verr und gibt die verstärkte Spannungsabweichung Verr aus. Der Gatestromvorgabebegrenzer 19 erfasst die Spannungsabweichung Verr, die von dem als Spannungsabweichungserzeugungseinheit fungierenden Subtrahierer 3 ausgegeben wird, als Gatestromvorgabespannung VIGref für die Bestimmung des Gatestroms, dessen Fließen zum Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements veranlasst werden soll, wobei die eigentliche Gatestromvorgabespannung VIGout durch Begrenzen der Gatestromvorgabespannung VIGref erzeugt wird.
Als Nächstes wird das Material des Leistungshalbleiterelements beschrieben. Als Werkstoff für das Leistungshalbleiterelement wird im Allgemeinen Silicium (Si) verwendet. Die der vorliegenden Ausführungsform gemäße Technik ist jedoch nicht auf ein Leistungshalbleiterelement beschränkt, das unter Verwendung des Werkstoffs Silicium gebildet wurde. Es muss nicht extra erwähnt werden, dass die Technik auch bei einem Leistungshalbleiterelement Anwendung finden kann, das unter Verwendung von Siliciumcarbid (SiC) gebildet wurde, dem in den letzten Jahren die Aufmerksamkeit als dem anstelle von Silicium zu verwendenden Material zuteilwurde.
Eine Eigenschaft des Siliciumcarbids (SiC) verwendenden Schaltelements besteht im Vergleich zu einem Silicium (Si) verwendenden IGBT in der Möglichkeit höhere Schaltgeschwindigkeiten zu realisieren. Dadurch kann die Trägerfrequenz erhöht werden. Wenn die Schaltgeschwindigkeit jedoch wie oben beschrieben erhöht wird, besteht zusätzlich zu dem Problem, dass sich das EMI-Rauschen verschlechtert, das Problem, dass das EMI-Rauschen aufgrund einer Zunahme der Trägerfrequenz zunimmt. Daher ist ein einfaches Ausüben der Steuerung zum Erhöhen der Trägerfrequenz, ohne das Problem der Zunahme des EMI-Rauschens anzugehen, schwierig.
Wie oben beschrieben kann die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt des Kollektorstroms IC mit der Technik der vorliegenden Ausführungsform niedrig gehalten und so eine Verschlechterung des EMI-Rauschens, das bei einer Erhöhung der Trägerfrequenz auftreten kann, unterdrückt werden.
Siliciumcarbid (SiC) stellt ein Beispiel für einen als ”Halbleiter mit großem Bandabstand” bezeichneten Halbleiter dar. Es wird als Halbleiter mit großem Bandabstand bezeichnet, da sein Bandabstand charakteristischerweise größer als der von Silicium (Si) ist. Von Siliciumcarbid verschiedene Halbleiter, die zum Beispiel unter Verwendung von Werkstoffen wie Galliumnitrid oder Diamant hergestellt sind, stellen ebenfalls Halbleiter mit großem Bandabstand dar und können ähnliche Eigenschaften wie Siliciumcarbid aufweisen. Daher fallen auch Ausgestaltungen unter den Umfang der vorliegenden Erfindung, bei denen von Siliciumcarbid verschiedene Halbleiter mit großer Bandlücke verwendet werden.
Außerdem besitzt ein aus einem solchen Halbleiter mit großem Bandabstand gebildetes Leistungshalbleiterelement eine hohe Spannungsfestigkeit und eine hohe zulässige Stromdichte, die ein Verkleinern des Leistungshalbleiterelement möglich machen. Die Verwendung eines kleineren Leistungshalbleiterelements ermöglicht eine Verkleinerung eines Halbleitermoduls, in das das Leistungshalbleiterelement eingebaut ist.
Ein aus einem Halbleiter mit großem Bandabstand gebildetes Leistungshalbleiterelement weist ferner einen großen Wärmewiderstand auf, sodass ein Wärmestrahler und ein Kühlkörper verkleinert ausgeführt werden können.
Die bei der obigen Ausführungsform beschriebene Ausgestaltung gibt nur ein Beispiel für die Details der vorliegenden Erfindung an. Die Ausgestaltung kann mit anderen bekannten Techniken kombiniert werden, und es muss nicht extra erwähnt werden, dass die vorliegende Erfindung modifiziert ausgeführt werden kann, ohne den Umfang der Erfindung zu verlassen, beispielsweise durch Weglassen eines Teils der Ausgestaltung.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Wie oben dargelegt ist die vorliegende Erfindung als Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement verwendbar und ermöglicht sowohl eine Verringerung des in dem Leistungshalbleiterelement beim Einschalten auftretenden Schaltverlustes als auch des EMI-Rauschens.
Bezugszeichenliste

1: Leistungshalbleiterelement,
2: Spannungsvorgabeerzeugungseinheit,
3: Subtrahierer,
4: Gatestromsteuerung,
5: Gatestromversorgungseinrichtung,
6, 15: npn-Transistor,
7, 9, 10, 16: pnp-Transistor,
8: Steuerschaltkreis,
11: n-Kanal MOSFET,
12, 14: Widerstand,
13: Operationsverstärker,
17: Gatewiderstand,
18: Zenerdiode,
19: Gatestromvorgabebegrenzer,
CS: Steuersignal,
IG: Gatestrom,
VGEref: Spannungsvorgabe,
Verr: Spannungsabweichung,
VIGref: Gatestromvorgabespannung,
VIGout: eigentliche Gatestromvorgabespannung.

Claims

Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement die aufweist: eine Spannungsvorgabeerzeugungseinheit, die eine Spannungsvorgabe erzeugt, bei der es sich es sich um eine Ladungsvorgabe zwischen einem Gateanschluss und einem Emitteranschluss des Leistungshalbleiterelements handelt, eine Abweichungsberechnungseinheit, die eine Spannungsabweichung zwischen der Spannungsvorgabe und einer zwischen dem Gateanschluss und dem Emitteranschluss des Leistungshalbleiterelements anliegenden Spannung berechnet, eine Gatestromsteuerung, in die die Spannungsabweichung eingegeben wird und die eine Gatestromvorgabespannung zum Festlegen eines Gatestroms berechnet, dessen Fließen zum Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements veranlasst wird, einen Gatestromvorgabebegrenzer, der die Gatestromvorgabespannung begrenzt, und eine Gatestromversorgungseinrichtung, in die eine eigentliche Gatestromvorgabespannung eingegeben wird, die von dem Gatestromvorgabebegrenzer ausgegeben wird, und die den Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements mit einem Gatestrom versorgt.
Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement nach Anspruch 1, worin die Gatestromsteuerung als Proportionalsteuerung ausgebildet ist.
Ansteuerschaltung für ein Leistungshalbleiterelement die aufweist: eine Spannungsvorgabeerzeugungseinheit, die eine Spannungsvorgabe erzeugt, die einen Vorgabewert beim Einbringen von Ladung zwischen einen Gateanschluss und einen Emitteranschluss eines Leistungshalbleiterelements darstellt, eine Spannungsabweichungserzeugungseinheit, die eine Spannungsabweichung zwischen der Spannungsvorgabe und einer zwischen dem Gateanschluss und dem Emitteranschluss des Leistungshalbleiterelements anliegenden Spannung berechnet, die Spannungsabweichung verstärkt und eine verstärkte Spannungsabweichung ausgibt, einen Gatestromvorgabebegrenzer, der die von der Spannungsabweichungserzeugungseinheit stammende Spannungsabweichung als Gatestromvorgabespannung erfasst, um einen Gatestrom zu bestimmen, dessen Fließen zum Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements veranlasst werden soll, und der eine eigentliche Gatestromvorgabespannung durch Begrenzen eines Werts der Gatestromvorgabespannung erzeugt, und eine Gatestromversorgungseinrichtung, in die die eigentliche Gatestromvorgabespannung eingegeben wird und die dem Gateanschluss des Leistungshalbleiterelements einen Gatestrom zuführt.