KR20140089600A

KR20140089600A - 펄스폭변조 전력변환기의 병렬운전 장치

Info

Publication number: KR20140089600A
Application number: KR1020147015682A
Authority: KR
Inventors: 시즈노리 하마다; 토시미치 다카하시
Original assignee: 메이덴샤 코포레이션
Priority date: 2012-01-12
Filing date: 2012-12-11
Publication date: 2014-07-15
Also published as: WO2013105382A1; CN104040867A; US20140334204A1; JP5803681B2; US9257934B2; JP2013143880A; KR101560669B1; CN104040867B

Abstract

전압 포화의 경우에도 횡류 보상 기능과 간섭되지 않고 안티 와인드업 제어를 수행하기 위한 것으로, 출력 제한 후의 전압 지령 V1_cmd, V2_cmd의 평균을 계산하는 피드백값 연산부가 제공되면, 전류 제어부(6a, 6b)의 적분 계산에 사용되는 편차 로서, 전류 지령값 Id_cmd, Iq_cmd 및 전류 검출값 Id_det, Iq_det 간의 편차에 곱을 가산하여 구한 합계가 사용된다. 여기서, 곱은 포화량에 피드백 게인 Kfb를 곱하여 얻어지는 양이며, 포화량은 전압지령 제한부(3a, 3b)에 의해 제한된 조작량의 포화량이며, 이 포화량은 피드백값 V_fb(Vd_fb, Vq_fb) 및 전압 지령 Vd_cmd 간의 편차 또는 차이이다.

Description

펄스폭변조 전력변환기의 병렬운전 장치 {Apparatus for parallel operation of pulse-width modulation power converters}

본 발명은 PWM 제어를 사용하는 전력변환기를 동작시키는 운전 방법 또는 기술에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는 전력변환기가 병렬 연결된 경우의 전압 포화시의 동작에 관한 것이다.

전동기 구동 장치 등의 전력 변환 시스템의 용량을 증가시키기 위해서는 전력 변환 장치의 용량을 증가시켜야 할 필요성이 있다. 전력 변환 장치의 용량을 증가시키기 위한 하나의 공지된 기술은, 병렬 연결된 다수의 전력변환기를 동작시키고 이들 전력변환기의 출력 전력의 합을 전동기에 인가하도록 구성하는 것이다.

전력변환기의 병렬 운전을 위한 하나의 기술에서, 전력변환기는 하나 이상의 리액터(reactor) 또는 상간 리액터(reactor)를 거쳐서 전동기와 연결된다. 각 전력변환기가 전기적으로 접속되기 때문에, 병렬 연결된 전력변환기에 공통된 공통 전원에 있어서는 전력변환기 사이의 스위칭 특성의 불균일성에 의해 전압차가 생긴다. 이 전압차는 전력변환기 사이에 원치않는 전류 순환을 발생시키는데, 이러한 순환 전류를 "횡류(cross current)"라고 한다.

이하, 본 명세서에서 고려하는 시스템은 병렬 인버터와 횡류 보상 기능을 갖고 전압 포화가 발생할 수 있는, PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 전제로 한다.

도 5는 일반적인 PWM 전력변환기 병렬 운전 또는 구동 장치의 일례를 도시하는 블록도이다. 도 5에서 신호선에 표시한 세 개의 슬래시(/)는 3상 신호선임을 나타낸 것이다.

도 5에 도시된 PWM 전력변환기 병렬운전 장치에 있어서, 인버터 INV1 및 INV2가 병렬로 접속되고, 상간 리액터(들) L_mut를 통해서 전동기 M과 접속된다. 이 경우, 전류 제어는 크게 출력전류 제어와 횡류 제어로 구분된다.

출력전류 제어에 있어서는, 전류 지령값(또는 양) Id_cmd, Iq_cmd와 전류 검출값(또는 양) Id_det, Iq_det 간의 편차가 얻어지며, 출력전류 제어부(5a 및 5b)에 의해 PI 제어가 수행되고, dq 역변환기(2)에 의해 dq의 역변환이 수행된다.

횡류 제어에 있어서는, dq 역변환기(2)로부터 출력되는 전압 지령 V_cmd에, 횡류보상부 BalanceACR에 의해 계산된 횡류보상 지령값(또는 양) Vccc_cmp가 중첩(또는 중복)되고, 전류지령 제한부(3a, 3b)에 의해서 인버터 INV1 및 INV2의 출력 제한값에 전압지령 제한이 중첩된다. 전압 지령 V1_cmd 및 V2_cmd는 이 전압 지령 제한 이후의 전압 지령값이다. 이들 제한 후의 전압 지령 V1_cmd 및 V2_cmd에 기초하여, PWM 발생부 PWM1 및 PWM2는 인버터 INV1 및 INV2로 스위칭 지령 G1_H, G1_L, G2_H 및 G2_L을 전달하고, 이로써 인버터 INV1 및 INV2를 구동함으로써 전동기 M을 동작시킨다.

전체 시스템의 출력 전류 I_det는 인버터 출력 전류 I1 및 I2를 검출하고 이들 인버터의 출력 전류를 가산함으로써 측정된다. 출력 전류 I_det는 3상 전류이기 때문에, dq 변환기(4)는 출력 전류 제어를 행하기 위하여 dq 변환을 수행 하고 전류 검출값 Id_det 및 Iq_det를 출력한다. 이 dq 변환에는 센서(예컨대 인코더)에 의해 감지된 상 Theta_det가 사용된다.

1 : JP2003-134832A 2 : JP H10-248262A 3 : JP2007-252144A 4 : JP 2011-110114

Suda, Nobuhide "PID control", Asakura Publishing Co., Ltd., July 1, 1992, pp 51~53

도 5에 도시된 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는, 전압 지령 V_cmd－Vccc_cmd, V_cmd＋Vccc_cmd가 전압지령 제한부(3a, 3b)의 전압 제한값에 도달할 정도로 크게 될 때에는 출력 전압의 선형성(linearity)을 유지할 수 없다. 또한, 전압이 무리하게 발생된다면, 전압 제한값의 제한시간이 증가하고 전류는 선형성을 상실하게 되어 동작이 불안정하게 된다.

그 이유는 출력전류 제어에 적분 동작이 포함되기 때문이다. 구체적으로, 조작량(operation quantity)은 편차(전류 지령값과 전류 검출값 간의 편차)의 적분량에 비례하여 증가한다. 그러나 출력 전압이 제한될 경우, 편차는 감소되지 않고, 적분 제어 동작은 과도하게 수행되어 전압 지령 Vd_cmd 및 Vq_cmd를 증폭시키게 된다. 그 결과, 전류의 선형성이 상실된다. 이러한 현상을 "와인드업(windup)"이라고 한다.

단순화를 위해서, 개방 루프에서의 적분 동작만을 취하고, 편차 형태의 입력이 도 6a와 같이 변화되는 경우의 거동을 고려한다. 포화 특성이 없는 경우에는 조작량은 도 6b에 도시된 바와 같이 경로 OABCD를 따라 변화된다. 적분 동작은, 편차의 적분량이 증가할 때에는 조작량이 비례적으로 증가하고 편차의 적분량이 감소할 때에는 조작량이 비례적으로 감소한다는 그 본래의 형태로 기능한다. 반면, 조작량이 도 6b에 도시된 값 L로 포화되면, 적분기의 출력은 여전히 경로 OABCD를 따라 변화하지만, 실제 조작량은 경로 OAECD를 따라 변화한다. 세그먼트 AE에서, 본래의 기능, 즉, 조작량이 편차의 적분량의 증가에 비례하여 증가한다는 기능이 상실된다. 이러한 기능 상실은 포화로 인한 어쩔 수 없는 현상이다. 세그먼트 EC에서는, 편차의 적분량의 감소에도 불구하고 조작량이 감소되지 않는다. 그 이유는 적분기의 출력이 세그먼트 AB를 따라 와인드업되기 때문이며(와인드업), 따라서 편차의 적분량의 감소에 비례하여 조작량이 감소하는 본래의 기능은, 적분기의 출력이 세그먼트 BC를 따라 다시 와인드될 때까지 회복되지 않는다. 위의 설명에서는 개방 루프를 취하여 설명하였지만, 조작량은 피드백 제어 시스템의 경우에도 동일한 양상으로 변화된다. 본래 기능의 회복은 다시 와인드되는 시간 동안 지연된다. 그러므로, 편차의 정착이 지연되고 오버슈트가 증가하게 되는 경향이 있다(참고: 비특허 문헌 1). 와인드업의 발생 시점에서 주파수 축을 따라 전류를 관찰할 때, 수 Hz에서 수백 ㎐의 넓은 대역폭의 오프셋이 포함된다. 따라서, 전류에는 여러 가지 의도하지 않은 발진(oscillation)이 포함된다.

유도 장치 또는 동기 장치와 같은 장치의 경우에 전류가 발진할 경우에는, 이에 따라 토크가 발진(oscillate) 또는 진동(vibrate)하게 된다. 흔히 인버터는 유도성 부하(예컨대, 동기 장치)에 연결된다. 많은 경우에, 동기 장치는 단독으로 사용되지 않으며, 전동기의 출력은, 기계 공진 주파수가 있을 수 있는 다른 기계 시스템과 연결된다. 만일 의도하지 않은 토크 진동이 기계 공진 주파수와 동일해진다면, 이 주파수에서의 토크가 증폭되고, 기계 시스템이 손상될 수 있다. 따라서, PWM 변환기 병렬운전 장치는, 전압 포화가 연속되는 경우에도 불구하고 원치않는 전류 발진과 토크 진동을 피할 수 있는 제어장치 구성을 필요로 한다.

도 7은 횡류 보상을 고려하지 않는 안티 와인드업(anti-windup) 처리 기술을 나타낸다. 도 7의 구성에서, 도 5에 도시된 PWM 변환기 병렬운전 장치의 출력전류 제어부(5a 및 5b)는 자동 조정형 출력전류 제어부(6a, 6b)로 변경된다. 다른 부분에서는 도 7의 구성은 도 5의 구성과 동일하다.

출력전류 제어부(6a 및 6b)의 각각의 특징은, 전압지령 제한부(7a 또는 7b)의 제한 전의 d축 또는 q축 전압지령과 전압지령 제한부(7a 또는 7b)의 제한 후의 d축 또는 q축 전압지령 Vd_cmd 또는 Vq_cmd 간의 차이가 출력전류 제어부(6a 또는 6b)로 피드백된다는 것이다. 전압지령 제한 전의 d축 또는 q축 전압지령과 전압지령 제한 후의 d축 또는 q축 전압지령이 서로 동일하면, 이 피드백이 차단되어서 통상의 PI 제어가 작동된다.

적분 동작의 너무 많은 증가로 인해 리셋 와인드업이 일어나기 때문에, 시스템은 적분 동작을 억제하는 자동 조정 PI 제어를 수행하고, 포화에 의한 조작량의 삭감 양에 대응하여 적분에 의한 조작량을 감소시킨다. 따라서, 시스템은 조작량 및 응답성을 향상시키고, 정착 시간(settling time)을 개선할 수 있다.

그러나, 출력전류의 제어는 d 및 q축에 대해서 수행되고, 출력 전류의 안티 와인드업 처리가 수정없이 수행될 경우에는 시스템은 정상 동작을 할 수 없다. 3상 전압으로 변환된 후에 횡류 보상 지령값 Vcc_cmp가 전압 지령 V_cmd에 중첩되고 전압 지령 제한이 수행되기 때문에, 결국은 전압 포화가 발생할 가능성이 있게 되며 안티 와인드업 처리가 제대로 작동되지 않는다.

전술한 바와 같이, 본 발명의 과제는 전압 포화의 경우에도 횡류 보상 기능을 방해하지 않으면서 안티 와인드업 처리를 수행할 수 있는 PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 제공하는 것이다.

본 발명은 종래 기술의 상술한 문제점의 관점에서 고안되었다. 일 측면에 따르면, PWM 전력변환기 병렬운전 장치는, 출력이 병렬 연결된 다수의 PWM 전력변환기를 동기적으로(synchronously) 운전 또는 구동시키기 위한 장치이다. PWM 전력변환기 병렬운전 장치는 전류 제어부, 횡류 보상부, 전압지령 제한부 및 피드백값(또는 양) 연산부를 포함한다. 전류 제어부는 전류 지령값(또는 양) 및 전류 검출값(또는 양) 사이의 편차의 누적 연산 또는 적분을 수행하여서 전압 지령을 출력하는 요소이다. 횡류 보상부는 PWM 전력변환기들의 출력 전류들의 편차 또는 차이에 따라 전압 지령에 대해 횡류 보상을 수행하여서 각 PWM 전력변환기의 전압 지령을 출력하는 요소이다. 전압지령 제한부는 각 PWM 전력변환기의 전압 지령에 출력 제한을 가하는 요소이다. 피드백값(또는 양) 연산부는 출력 제한 후의 전압 지령의 평균을 계산하여 피드백값(또는 피드백량)으로 하는 요소이다. 전류 제어부는 전류 지령값(또는 양) 및 전류 검출값(또는 양) 간의 편차에 곱(여기서, 곱은 포화량에 피드백 게인을 곱하여 얻어지는 양임. 포화량은 전압지령 제한부에 의해 제한된 조작량의 포화량이며, 이 포화량은 피드백값(또는 양)과 전압 지령 간의 편차 또는 차이임)을 가산하여 구해진 합계를, 적분 계산에 사용되는 편차로서 사용하도록 구성된다.

또한, 선택적 사항(옵션)으로서, 전압 지령에서 0상 전압을 감산하고, 그리고/또는 데드타임 보상값(또는 양)을 가산할 수 있다.

본 발명에 따르면, PWM 전력변환기 병렬운전 장치에서, 전압 포화의 경우에도 횡류 보상 기능과의 간섭없이 안티 와인드업 제어를 적절하게 수행하는 것이 가능하다.

도 1은 실시예 1에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 나타내는 블록도 이다.
도 2는 실시예 2에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 나타내는 블록도 이다.
도 3은 실시예 3에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 나타내는 블록도 이다.
도 4는 실시예 3에서의 데드타임 보상의 타이밍 차트이다.
도 5는 일반적인 PWM 전력변환기 병렬운전 장치의 일례를 도시하는 블록도 이다.
도 6a 및 도6b는 적분 동작시의 편차 및 조작량 각각과 시간 사이의 관계를 나타내는 도식들이다.
도 7은 횡류 보상 기능을 고려하지 않고 안티 와인드업 처리를 수행하는 PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 도시하는 블록도이다.

[실시예 1]

도 1은 실시예 1에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 나타내는 블록도이다.

먼저, 감산부(1a)는 d축 전류 검출값(또는 양) Id_det로부터 d축 전류 지령값(또는 양) Id_cmd의 편차를 결정하고, 출력전류 제어부(6a)는 PI 제어를 수행한다. 이와 유사하게, 감산부(1b)는 q축 전류 검출값(또는 양) Iq_det로부터 q축 전류 지령값(또는 양) Iq_cmd의 편차를 결정하고, 출력전류 제어부(6b)는 PI 제어를 수행한다. dq 역변환기(2)는, 출력전류 제어부(6a 및 6b)의 출력인 전압 지령 Vd_cmd 및 Vq_cmd를 전압 지령 V_cmd로 역변환한다.

dq 변환 및 dq 역변환은 다음과 같은 수학식 (1)에 의해 표현된다. 아래 수학식 (1)에서 θ는 위상을 나타낸다.

횡류 제어는 다음과 같은 방식으로 수행된다. 횡류는 인버터 전류 I1 및 인버터 전류 I2 간의 편차 또는 차이를 구함으로써 검출될 수 있다. 검출된 횡류는 Ic로 표시한다. 횡류 Ic는, 횡류 보상부 BalanceACR(자동 전류 조정기)에 의해서 횡류 보상 지령값(또는 양) Vccc_cmp로 변환된다. 이 횡류 보상 지령량 Vccc_cmp는 전압 지령 V_cmd에 중첩(또는 중복)된다.

횡류 보상부 BalanceACR는 인버터 INV1 및 INV2의 출력 전류 I1과 I2 사이의 편차(횡류 Ic)의 비례 적분(PI) 연산을 수행함으로써, 횡류 보상 지령값(또는 양) Vccc_cmp를 결정한다. 이 Vccc_cmp는 인버터 INV1 및 INV2에 공통인 전압 지령값 V_cmd와 단위가 같다. 이 횡류 보상 지령값(또는 양) Vccc_cmp는, 횡류 Ic를 0으로 줄이기 위해서 dq 역변환 후의 전압 지령 V_cmd에 가산되거나 이로부터 감산된다. 즉, 인버터 INV1에 대한 전압 지령 V_cmd－Vccc_cmp는 dq 변환 후의 전압 지령 V_cmd에서 횡류 보상 지령값 Vccc_cmp를 감산하여 결정되며, 인버터 INV2에 대한 전압 지령 V_cmd＋Vccc_cmp는 dq 변환 후의 전압 지령 V_cmd에 횡류 보상 지령값 Vccc_cmp를 가산하여 결정된다. 따라서, 인버터 INV1 및 INV2에 대한 전압 지령 V_cmd－Vccc_cmp 및 V_cmd＋Vccc_cmp는 횡류 Ic를 방지하는 방향으로 편차를 발생시키도록 조정된다. 이에 따라 횡류가 감소된다.

전압지령 제한부(3a, 3b)는 인버터 INV1 및 INV2에 대한 전압 지령 V_cmd－Vccc_cmp 및 V_cmd＋Vccc_cmp에, 인버터 INV1 및 INV2의 각각의 출력 제한값으로써 전압지령 제한을 한다. 전압 지령 V1_cmd 및 V2_cmd는 전압 지령 제한 후의 전압 지령이다.

그리고나서, PWM 발생부 PWM1 및 PWM2는 전압 지령 제한 후의 전압 지령 V1_cmd 및 V2_cmd에 대해서 PWM 제어를 수행하고, 이로써 인버터 INV1에 대한 게이트 지령 G1_H 및 G1_L 및 인버터 INV2에 대한 게이트 지령 G2_H 및 G2_L을 출력한다. PWM 발생부 PWM1 및 PWM2는 단락을 방지하기 위한 데드타임(dead time) Td를 갖는 게이트 지령 G1_H 및 G1_L과 게이트 지령 G2_H 및 G2_L을 출력하도록 구성된다.

출력전류 제어부(6a 및 6b)는 각각, 비례 연산부(10a 또는 10b), 적분 연산부(11a 또는 11b), 버퍼(16a 또는 16b), 가산기(17a 또는 17b), 가산기(12a 또는 12b), 감산부(13a 또는 13b), 승산부(14a 또는 14b), 및 가산부(15a 또는 15b)를 포함한다. 버퍼(16a 또는 16b)는 적분 연산부(11a 또는 11b)의 출력을 1샘플링 주기만큼 지연시켜서 출력한다. 가산기(17a 또는 17b)는 적분 연산부(11a 또는 11b)의 출력과 버퍼(16a 또는 16b)의 출력을 가산한다. 가산기(12a 또는 12b)는 비례 연산부(10a 또는 10b)의 출력과 가산기(17a 또는 17b)의 출력을 가산한다. 감산부(13a 또는 13b)는 가산기(12a 또는 12b)의 출력으로부터 전압지령 제한부(3a 또는 3b)의 출력을 감산하여서, 전압지령 제한부(3a 또는 3b)에 의해서 제한된 조작량의 포화량을 계산한다. 승산부(14a 또는 14b)는 조작량의 포화량에 피드백 게인 Kfb를 곱한다. 가산부(15a 또는 15b)는, 전류 지령값(또는 양) Id_cmd 또는 Iq_cmd 및 전류 검출값(또는 양) Id_det 또는 Iq_det 간의 편차에, 승산부(14a 또는 14b)의 출력을 가산한다. 출력전류 제어부(6a 또는 6b)에서, Kp는 비례 게인(gain:이득)이고, Ki는 적분 게인이며, Kfb는 피드백 게인이다.

안티 와인드업 처리를 적절하게 수행하기 위해, 이전의 전압 지령 V1_cmd 또는 V2_cmd의 최종값을 사용하여 피드백을 수행한다.

실시예 1에서는, 리셋 와인드업 대책으로서, 가산기(12a 또는 12b)의 출력과 전압지령 제한부(3a 또는 3b)의 출력 간의 차, 즉, 전압지령 제한부(3a 또는 3b)에 의해 제한된 조작량의 포화량을 출력전류 제어부(6a 또는 6b)의 입력측에 피드백한다.

그러나, 출력전류 제어부(6a 또는 6b)로의 피드백을 위해서 dq 역변환과 횡류 보상을 뺄 필요가 있다.

전압 지령 V1_cmd 및 V2_cmd는 다음과 같은 수학식 (2)에 의해 표현된다.

횡류 보상 지령값(또는 양) Vccc_cmp는 아래 수학식 (3)과 같이 전압 지령 V_cmd에서 감산할 수 있다.

이 수학식은 이산계(discrete system)로 표현한 것이다.

보다 구체적으로, 도 1에 도시된 바와 같이, 피드백량 연산부 즉, 피드백값 연산부(23)의 버퍼(18a, 18b)는 1샘플 주기 지연된 전압 지령 V1_cmd 및 V2_cmd를 출력하고, 가산기(19)는 이들 버퍼(18a, 18b)의 출력을 가산하고, 제산기(20)는 그 합을 2로 나누어서, 출력 제한 후의 전압 지령의 평균값을 피드백 값(또는 양) V_fb로서 산출한다.

dq 변환부(21)는 피드백값(또는 양) V_fb의 dq 변환에 의해, d축 피드백값(또는 양) Vd_fb 및 q축 피드백값(또는 양) Vq_fb를 구한다. d축 전압 지령 Vd_cmd 및 d축 피드백값 Vd_fd 간의 편차에 피드백 게인 Kfb를 곱하여 나온 양은 d축 전류 지령 Id_cmd와 d축 전류 검출량 Id_det 간의 편차에 가산되고, 이렇게 구해진 합은 d축 적분기 또는 적분부(11a)에 입력된다. 또한, q축 전압 지령 Vq_cmd 및 q축 피드백값 Vq_fd 간의 편차에 피드백 게인 Kfb를 곱하여 나온 양은 q축 전류 지령 Iq_cmd와 q축 전류 검출량 Iq_det 간의 편차에 가산되고, 이렇게 구해진 합은 q축 적분기 또는 적분부(11b)에 입력된다. 이 구성에 의해, 이 시스템은, dq 변환 및 횡류 보상을 고려한 자동 조정 PI 제어를 행할 수 있다.

전동기 M의 위상 Theta_det가 1샘플링 주기만큼 지연되어 버퍼(22)로부터 출력되어 dq 변환부(21)로 입력된다. 또한, 도 7에 도시된 전압지령 제한부(7a 및 7b)는 생략된다. 도 5에서와 같이, 인버터 출력 전류 I1 및 I2를 검출함으로써 그리고 검출된 인버터 출력 전류를 가산함으로써 전체 시스템의 출력 전류 I_det가 측정된다. 출력 전류 I_det는 3상 전류이기 때문에, dq 변환기(4)는 출력전류 제어를 행하기 위하여 dq 변환을 수행함으로써 전류 검출량 Id_det 및 Iq_det를 출력하도록 구성된다. 이 dq 변환을 위하여, dq 변환기(4)는 센서(예컨대 인코더)에 의해서 검출된 위상 Theta_det를 이용한다.

이상 설명한 바와 같이, 상기와 같이 구성된 실시예 1에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는 횡류 보상을 수행함과 동시에, 전압 포화가 발생하더라도 안티 와인드업 동작을 제대로 수행할 수 있다. 즉, 3상 전압으로의 변환 후에 전압 지령 V_cmd에 횡류 보상 지령값 Vccc_cmd가 중첩되더라도 전압 포화가 발생하지 않기 때문에, 안티 와인드업 제어를 정상적으로 수행하는 것이 가능하다.

결과적으로, 본 장치는, 원치 않는 전류 진동이나 발진이 일어나는 것을 방지하고, 전류 진동이 없기 때문에 토크 진동이 일어나지 않는다. 더욱, 토크 진동이 없기 때문에, 기계 시스템에 공진 주파수가 있더라도 손상없이 기계 시스템을 사용하는 것이 가능하다.

[실시예 2]

실시예 2에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는 실시예 1에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치와 달리, 전압 출력 범위를 증가시키기 위해서 0상(zero phase) 변조를 수행하도록 구성된다.

도 2는 실시예 2에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치를 나타내는 블록도이다. 0상 변조로서 제안되어 있는 다양한 방법 중에서, 이하의 설명에서는 특허 문헌 2의 방법을 예로서 채택하였다. 각 상의 전압 지령 V_cmd에서 기본파의 3배의 주파수를 갖는 정현파인 0상 전압 지령 V0_cmd를 감산한다. 도 2의 예에서는, 전압 지령 V_cmd에서 0상 전압 지령 V0_cmd를 감산한 후에 횡류 보상이 수행된다. d축 및 q축 피드백량 Vd_fb 및 Vq_fb는 실시예 1과 동일한 연산으로 결정될 수 있다. d축 및 q축 피드백량 Vd_fb 및 Vq_fb는 0상 전압과 수학적으로 독립적인 양인바, 문제없이 이용할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 실시예 2에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는 횡류 보상 및 0상 보상과 안티 와인드업 제어의 간섭없이 안티 와인드업 제어를 제대로 수행할 수 있고, 전류의 발진 및 토크의 진동을 방지하고, 기계 시스템에 공진 주파수가 있더라도 손상없이 안전하게 기계 시스템의 사용을 가능하게 한다. 또한, 전압 지령의 피크값을 감소시키고 출력 전압의 기본파 성분을 증가시키는 것이 가능하다.

[실시예 3]

실시예 3에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는 실시예 2에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치에 데드타임 보상(dead time compensation)을 추가하여 구성된다.

데드타임 보상을 설명하기 위한 것으로, 도 4는 데드타임 보상의 타임 차트를 나타낸다. 도 4에서는 인버터 INV1의 타임 차트만을 나타내고 있다. 먼저, 오차시간 측정값(또는 양) Vce_DLY1은, 게이트 지령 Gate1 및 인버터 상 전압 검출값(또는 양) Vce1 사이에서 ON인 때와 OFF인 때에 계측된 값이다. 오차시간 계측량 Vce_DLY1를 사용하여 데드타임 보상을 하기 위해 데드타임 보상부(9)는 데드타임 보상전압 Vdtc_cmp1[p.u.]을 구한다. 이 데드타임 보상전압은 오차시간 계측량 Vce_DLY1을 전압 지령량 V_cmd[p.u.]의 단위와 동일한 단위(전압)의 형태로 변환하여 얻어진 양이다. 이 데드타임 보상 전압 Vdtc_cmp1은, PWM 제어의 캐리어 생성부(도시하지 않음)에 의해 생성된 캐리어 신호의 진폭의 절반인 1[p.u.]이며 캐리어 주파수는 Fc[Hz]인 경우에 아래와 같은 수학식 4에 의해 결정될 수 있다.

이와 유사하게, 데드타임 보상부(9)는 게이트 지령 Gate2 및 인버터 상 전압 검출량 Vce2 사이에서 ON인 때 및 OFF인 때의 오차시간 계측값(또는 양) Vce_DLY2를 계측하고, 데드타임 보상전압 Vdtc_cmp2를 구한다. 또한, 양 Vce_DLY는 인버터 두 개에 대해서 측정되기 때문에 데드타임 보상부(9)는 데드타임 보상 전압 Vdtc_cmp1 및 Vdtc_comp2의 평균값을 정하고, 이 평균값을 데드타임 보상 전압 Vdtc_cmp로서 출력한다.

데드타임 보상부(9)로부터 출력된 데드타임 보상 전압 Vdtc_cmp는 PWM 발생부 PWM1에서 계산된 데드타임 보상 전의 게이트 지령 Gate1과 보상 후의 인버터 상 전압 검출량 Vce1이 서로 일치하도록 dq 변환 후의 전압 지령 V_cmd에 중첩된다. 이 중첩은 다음 번의 PWM 제어의 ON/OFF의 극성에 따라 각 PWM 발생부 PWM1 및 PWM2에 공통된 전압 지령(V_cmd)에 대하여 가산 또는 감산된 것이다. 예를 들어, ON일 때의 데드타임 보상 전압 Vdtc_cmp는 PWM 캐리어의 하강시에 가산되고, OFF일 때의 데드타임 보상 전압 Vdtc_cmp는 PWM 캐리어의 상승시에 감산된다.

이러한 구성은, 데드타임 보상이, 데드타임 보상 전의 게이트 지령 Gate1과 보상 후의 인버터 상 전압 검출 전압 Vce1을 서로 일치시키도록 하여, 그들 사이의 오차를 거의 0으로 줄인다. 게이트 지령 Gate1 및 Gate2에 따라, PWM 발생부 PWM1과 PWM2는 데드타임을 포함한 스위칭 지령 G1_H, G1_L, G2_H, G2_L을 출력한다.

전압 지령 V_cmd에 데드타임 보상량 Vdtc_comp가 가산된 후에, 도 3의 시스템은 실시예 2와 같은 0상 변조를 수행하고, 나아가, 횡류 보정을 행한다. d축 및 q축 피드백량 Vd_fb 및 Vq_fb는 실시예 1에서와 동일한 방식으로 계산될 수 있다. 3상의 데드타임 보상량 Vdc_cmp는, 출력 전류의 교차점 근방을 제외하고는 거의 동일하다. 따라서, 이후의 단계에서 0상 조정에 의해서 거의 상쇄된다. 따라서, d축 및 q축 피드백량 Vd_fb 및 Vq_fb는 다소 오차를 포함하게 되지만, 문제없이 사용할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 실시예 3에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는 전압 포화가 일어나는 경우에도 횡류 보상 및 0상 변조와 데드타임 보상과의 간섭을 방지한다. 따라서, 실시예 3에 따른 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는 안티 와인드업 제어를 제대로 수행하며 원하지 않는 전류 발진과 토크 진동을 방지함으로써 기계 시스템에 공진 주파수가 있는 경우라도 기계 시스템을 손상없이 사용하도록 할 수 있다.

데드타임 보상에 의해서, 시스템은 데드타임 보상 전의 게이트 지령 Gate1과 데드타임 보상 후의 인버터 상 전압 검출량 Vce 간의 오차를 줄일 수 있고, 데드타임 보상 후의 지연시간 DTC_DLY를 제거할 수 있다. 이렇게 함으로써, 시스템은 최소의 ON 펄스 타임의 제한을 감소시킬 수 있고 세분된 PWM 펄스의 생성을 가능하게 할 수 있다. 세분된 PWM 펄스를 생성하는 기능에 의해서, 시스템은 전력 변환기(가령, 인버터)의 최대 출력 전압을 증가시킬 수 있다. 또한, PWM 인버터의데드타임 감소에 의해서, 시스템은 전류 제어 및 주파수 제어의 응답성을 향상시킬 수 있다. 또한, 전압 지령에 대한 데드타임 보상량의 중첩에 의해서, 시스템은 데드타임 발생시의 펄스 누락을 방지할 수 있다.

또한, 시스템은 데드타임 보상에 의해서, 출력 전류의 6f 성분을 감소시킬 수 있다. 실시예 3에 따른 데드타임 보상에 의해서, 시스템은 전류의 왜곡 이나 변형을 감소시킬 수 있다.

전압 포화의 경우에라도 횡류 보상 기능, 0상 변조, 그리고 데드타임 보상과의 간섭이 없기 때문에, 시스템은 안티 와인드업 제어를 적절히 수행할 수 있고, 전류 발진 및 토크 진동을 방지할 수 있고, 기계 시스템에 공진 주파수가 포함되더라도 기계 시스템을 손상없이 사용할 수 있다.

이상에서 본 발명을 특정의 구체적인 예를 참조하여 상세히 설명하였지만, 본 발명은 상술한 예에 한정되지 않는다. 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 다양한 변형 및 수정이 가능함은 당업자에게 자명하다. 이러한 다양한 변형 및 수정은 특허청구범위의 범위 내에 든다.

Claims

병렬 연결된 출력들을 갖는 다수의 PWM 전력변환기를 동기적으로 동작 또는 구동시키기 위한 PWM 전력변환기 병렬운전 장치에 있어서, 이 PWM 전력변환기 병렬운전 장치는
전류 지령값 및 전류 검출값 사이의 편차의 적분 계산을 수행하고 전압 지령을 출력하는 전류 제어부,
PWM 전력변환기들의 출력 전류들의 편차에 따라 전압 지령에 대해 횡류 보상을 수행하고, 각 PWM 전력변환기의 전압 지령을 출력하는 횡류 보상부,
각 PWM 전력변환기의 전압 지령에 출력 제한을 가하는 전압지령 제한부, 및
출력 제한 후의 전압 지령의 평균을 계산하여 피드백값 또는 피드백량으로서 출력하는 피드백값 연산부를 포함하고,
상기 전류 제어부는 전압지령 제한부에 의해 제한된 조작량의 포화량(피드백값과 전압 지령 사이의 편차임)에 피드백 게인을 곱하여 구해진 값을, 전류 지령값 및 전류 검출값 간의 편차에 가산하여 구해진 합계를, 적분 계산에 사용되는 편차로서 사용하도록 구성되는, PWM 전력변환기 병렬운전 장치.
제1항에 있어서, 전압 지령으로부터 0상 전압이 감산되는, PWM 전력변환기 병렬운전 장치.
제1항 또는 제2항에 있어서, 전압 지령에 데드타임 보상값이 가산되는, PWM 전력변환기 병렬운전 장치.