WO2015005016A1 - インバータの制御装置及びインバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

モータ（１０）を駆動するインバータ（６）の制御装置において、入力されるトルク指令値及び回転状態に基づき、モータ（１０）の電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償値を演算する位相補償値演算手段と、電流検出手段により検出される電流の検出値、電流指令値、及び位相補償値に基づき、モータ（１０）の電流を制御する電流制御手段と、トルク指令値及び回転状態に基づきモータ（１０）の電圧振幅指令値と電圧位相指令値とを演算する電圧指令値演算手段と、位相補償値でモータ（１０）の電圧の指令値を補正し、電圧振幅指令値及び電圧位相指令値に基づき、モータ（１０）の電圧位相を制御する電圧位相制御手段と、電流制御手段による電流制御モードと、電圧位相制御手段による電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択する制御モード選択手段とを備える。

Description

インバータの制御装置及びインバータの制御方法

　本発明は、インバータの制御装置及びインバータの制御方法に関するものである。

　本出願は、２０１３年７月１１日に出願された日本国特許出願の特願２０１３－１４５３５０に基づく優先権を主張するものであり、文献の参照による組み込みが認められる指定国については、上記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。

　交流モータを駆動するためのインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置において、交流モータのモータ電流を検出し、交流モータの回転位置を検出し、交流モータの運転状態に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定し、交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行ない、パルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御方式を選択した場合に、トルク指令値に対応する電流指令値に対するモータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行い、第２のモータ制御手段は、電流検出器および位置検出器の出力に基づいて、モータ電流のフィードバック制御を実行し、交流モータの推定トルクとトルク指令値との偏差に応じて、矩形波電圧の位相を決定し、決定された位相に従った矩形波電圧が交流モータへ印加されるように、インバータでの電圧変換を制御するものが開示されている（特許文献１）。

特開２００７－１５９３６８号公報

　しかしながら、上記のモータ駆動システムの制御装置において、モータ電流のフィードバック制御を行う第２の制御方式で、電圧指令値の位相を進める位相補償を施した場合には、当該第２制御モードから、矩形波電圧の位相を調整する第１の制御方式に切り替わった際に、位相補償により、電圧指令値の電圧位相に大きな偏差が生じてしまい、出力トルクが大きく変動する、という問題があった。

　本発明が解決しようとする課題は、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制するインバータの制御装置及び制御方法を提供することである。

　本発明は、モータの回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償量を演算し、モータの電流の検出値、電流指令値、及び位相補償量に基づき、モータの電流を制御する電流制御モードによって、モータを制御し、また、トルク指令値及び当該回転状態に基づきモータの電圧振幅指令値と電圧位相指令値とを演算し、位相補償量でモータの電圧の指令値を補正しつつ、電圧振幅指令値及び電圧位相指令値に基づき、モータの電圧位相を制御する電圧位相制御モードによって、モータを制御し、電流制御モードと電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択することによって上記課題を解決する。

　本発明によれば、電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替わったとしても、電流制御モードで位相補償に用いた位相補償量で、電圧位相制御モードにおけるモータの電圧の指令値を補正しているため、電圧位相モードで不要な位相補償が施されず、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制する、という効果を奏する。

本発明の実施形態に係るインバータの制御装置のブロック図である。 図１の電流制御以降判定部のブロック図である。 図１のインバータの制御装置の制御手順を示すフローチャートである。 図１のインバータの制御装置の制御手順を示すフローチャートである。 比較例に係るインバータ制御装置のトルク特性を示し、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。 本発明に係るインバータ制御装置のトルク特性を示し、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。 本発明の他の実施形態に係るインバータの制御装置のブロック図である。 図７の電圧位相制御初期化演算器のブロック図である。 図７の電流制御初期化演算器のブロック図である。

　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
《第１実施形態》

　図１は、発明の実施形態に係るインバータ制御装置のブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例のインバータ制御装置を電気自動車に設ける場合に、三相交流電力の永久磁石モータ１０は、走行駆動源として駆動し、電気自動車の車軸に結合されている。なお本例のモータ制御装置は、例えばハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電気自動車以外の車両にも適用可能である。

　本例のインバータ制御装置は、モータ１０の動作を制御する制御装置であって、電流指令生成部１と、干渉電圧生成部２と、電流ベクトル制御器３と、座標変換器４と、ＰＷＭ変換器５と、インバータ（ＩＮＶ）６と、バッテリ７と、電圧センサ８と、電流センサ９と、モータ１０と、磁極位置検出器１１と、回転数演算器１２と、座標変換器１３と、位相補償器１４と、電圧振幅生成部１５と、電圧位相生成部１６と、電圧位相制御器１７と、制御モード切替器１８と、電圧位相制御移行判定部１９と、電流制御移行判定部２０と、制御モード判定部２１とを備えている。

　電流指令生成部１及び干渉電圧生成部２には、モータ１０の出力目標値として外部より入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、回転数演算器１２の出力である、モータ１０の回転状態を示す回転数（Ｎ）、及び、バッテリ７の検出電圧である電圧（Ｖ_ｄｃ）が入力される。電流指令生成部１には、トルク指令値（Ｔ^＊）、回転数（Ｎ）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を演算するためのマップが格納されている。電流指令生成部１は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応する、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を演算し、出力する。これにより、電流指令生成部１は、トルク指令値及びモータ１０の回転状態に基づき、モータ１０の電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を演算する。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。

　干渉電圧生成部２は、入力値を指標として、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）を演算するためのマップが格納されている。ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）について、ｄ軸及びｑ軸に電流が流れると、ｄ軸にはωＬ_ｄｉ_ｄ、ｑ軸にはωＬ_ｑｉ_ｑの干渉電圧が発生するため、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）は当該干渉電圧を打ち消すための電圧である。

　電流ベクトル制御器３は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）、及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に基づき、非干渉制御と電流フィードバック制御（ＰＩ制御）を行い（電流ベクトル制御）、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ、ｖ^＊ _ｑｉ）を、制御モード切替器１８に出力する。電流ベクトル制御器３は、ｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）に基づく非干渉制御を行いつつ、電流センサ９の検出値に相当するｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）を、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）に追随させるように、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ、ｖ^＊ _ｑｉ）を演算する。

　座標変換器４は、制御モード切替器１８から出力されるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）及び位相補償器１４から出力される電気角（位相量）（θ_ｃｏｍｐ）を入力として、下記の式（１）を用いて、回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に変換する。

　ＰＷＭ変換器５は、入力される三相交流電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング素子の駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）を生成し、インバータ６に出力する。スイッチング素子は、駆動信号に基づいてオン及びオフを切り換える。なお、ＰＷＭ変換器５は、駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）を生成する際に、デッドタイム補償や電圧利用率向上処理を行っている。

　インバータ６は、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のスイッチング素子（図示しない）を対に接続した回路を複数接続した三相インバータ回路により構成され、バッテリ７とモータ１０との間に接続されている。各スイッチング素子には、駆動信号（Ｄ^＊ _ｕｕ、Ｄ^＊ _ｕｌ、Ｄ^＊ _ｖｕ、Ｄ^＊ _ｖｌ、Ｄ^＊ _ｗｕ、Ｄ^＊ _ｗｌ）が入力される。そして、当該スイッチング素子のスイッチング動作により、バッテリ７の直流電圧が交流電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）に変換され、モータ１０に入力される。またモータ１０が発電機として動作する場合には、インバータ６はモータ１０から出力される交流電圧を直流電圧に変換しバッテリ７に出力する。これによりバッテリ７が充電される。

　バッテリ７は、二次電池を含む直流電源であり、本例の車両の動力源となる。電圧センサ８はバッテリ７の電圧を検出するためのセンサである。

　電流センサ９は、Ｕ相及びＶ相にそれぞれ設けられ、相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）を検出し、座標変換器１３に出力する。ｗ相の電流は、電流センサ９により検出されず、代わりに、座標変換器１３は、入力された相電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）に基づき、下記の式（２）を用いて、ｗ相の相電流（ｉ_ｗ）を演算する。

　なお、ｗ相の相電流について、ｗ相に電流センサ９を設け、当該電流センサ９により検出してもよい。

　モータ１０は、多相モータであり、インバータ６に接続されている。またモータ１０は発電機としても動作する。磁極位置検出器１１はモータ１０に設けられ、モータ１０の磁極の位置を検出する検出器であり、磁極の位置に応じたＡ相、Ｂ相及びＺ相のパルスをカウントすることで、モータ１０の回転子の位置情報である電気角（θ）を、モータ１０の回転状態を示す検出値として取得し、回転数演算器１２、座標変換器１３、及び位相補償器１４に出力する。回転数演算器１２は、磁極位置検出器１１の電気角（θ）の時間あたりの変化量から、モータ１０の回転数（Ｎ）を演算する。

　座標変換器１３は、３相２相変換を行う制御部であり、電流センサ９で検出された電流（ｉ_ｕ、ｉ_ｖ）及び式（２）により演算した電流（ｉ_ｗ）を、電気角（θ）を用いて、下記の式（３）により、固定座標系から回転座標系のｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に変換する。

　位相補償器１４は、モータ１０の回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償量（位相補償値）（θ_ｐｍ）を演算するための補償器である。モータ１０の固有の特性として、高周波領域ではゲイン余裕が低下し、また低周波領域では位相余裕が低下する。そのため、位相補償器１４は、これらのゲイン余裕の低下及び位相余裕の低下を抑制するための補償器である。

　位相補償量（θ_ｐｍ）は、モータ１０の固有の特性に基づいて決まる値であって、予め設定されている値である。本例では、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ７の検出電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ１０の角周波数（ω）、及び、モータの温度と、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）とを対応づけるルックアップテーブルが位相補償器１４に格納されている。そして、外部から入力されるトルク指令値（Ｔ^＊）、バッテリ７の検出電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ１０の回転速度（ω）、及び、モータの温度を入力とし、当該テーブルを参照することで、位相補償時間（ｔ_ｐｍ）を演算する。さらに、角周波数（ω）とテーブルの出力値である位相補償時間（ｔ_ｐｍ）との積をとることで、位相補償値（θ_ｐｍ）が演算される。なお、位相補償値（θ_ｐｍ）の詳細な演算方法等については、日本国特許公開２０１３－０１７３０１号公報を参照されたい。

　そして、位相補償器１４は、下記の式（４）で示されるように、電気角（θ）に、位相補償値（θ_ｐｍ）を加算することで、電気角（θ_ｃｏｍｐ）を演算し、座標変換器４に出力される。

　すなわち、座標変換器４では、式（４）で示されるように、電気角（θ）に位相補償量（θ_ｐｍ）を加算した電気角を用いて、座標変換を行っていることになる。そのため、本例では、電流制御モードにおいて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）の位相を、モータ１０の回転方向に、位相補償量（θ_ｐｍ）分、進めることで、位相を補償し、位相余裕を高めている。

　以上の構成により、電流フィールド制御ループにより、モータ１０の電流を制御している（この制御モードを電流制御モードと称す。）。また、本例では、電圧位相制御により、モータの電圧位相を制御している。電圧位相制御は、モータ１０に印加する電圧（疑似電圧）を、バッテリ７の電圧に基づく所定電圧で維持させつつ、位相を変化させることで、トルクを制御する制御であり、言い換えると、矩形波制御である（この制御モードを、電圧位相制御モードと称す。）。以下、電圧位相制御を行うための構成について、説明する。

　電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６は、トルク指令値（Ｔ^＊）と、回転数（Ｎ）、及び、バッテリ７の電圧（Ｖ_ｄｃ）が入力される。電圧振幅生成部１５には、トルク指令値（Ｔ^＊）、回転数（Ｎ）、電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を出力するためのマップが格納されている。電圧振幅生成部１５は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応する、電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。

　電圧位相生成部１６は、入力値を指標として、電圧位相指令値（α^＊）を演算するためのマップが格納されている。電圧位相生成部１６は、当該マップを参照することにより、入力されたトルク指令値（Ｔ^＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応する、電圧位相指令値（α^＊）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。これにより、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６は、モータ１０の回転状態及びトルク指令値に基づき、電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）及び電圧位相指令値（α^＊）を演算する。

　電圧位相制御器１７は、電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）及び電圧位相指令値（α^＊）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算する。また、電圧位相制御器１７は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算する際、電圧位相指令値（α^＊）から位相補償量（θ_ｐｍ）を減算する減算処理を行うことで、位相補償量（θ_ｐｍ）でモータ１０の電圧の指令値を補正している。減算処理は、以下の式（５）で表され、電圧位相指令値（α^＊）から位相補償量（θ_ｐｍ）の差分をとり、補正後電圧位相指令値（α^＊ _ｃｏｍｐ）を演算する。

　そして、電圧位相制御器１７は、以下の式（６）で示されるように、補正された補正後電圧位相指令値（α^＊ _ｃｏｍｐ）及び電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算し、制御モード切替器１８に出力する。

　制御モード切替器１８は、制御モード判定部２１で判定された制御モードの判定結果に基づいて、ｄｑ軸電流指令値（ｖ^＊ _ｄｉ、ｖ^＊ _ｑｉ）又はｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）のいずれか一方を選択して、座標変換器４に出力することで、制御モードを切り替える。制御モード判定部２１の判定結果が電流制御モードである場合には、制御モード切替器１８は、ｄｑ軸電流指令値（ｖ^＊ _ｄｉ、ｖ^＊ _ｑｉ）を座標変換器４に出力する。一方、制御モード判定部２１の判定結果が電圧位相制御モードである場合には、制御モード切替器１８は、ｄｑ軸電流指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を座標変換器４に出力する。

　電圧位相制御器１７により演算されたｄｑ軸電流指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）が制御モード切替器１８を介して、座標変換器４に出力されると、座標変換器４は、上記と同様に、位相補償器１４から出力される電気角（θ_ｃｏｍｐ）を用いて、固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に変換し、ＰＷＭ変換器５に出力される。このとき、ｄｑ軸電流指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）の位相成分は、電圧位相制御器１７の減算処理によって、位相補償量（θ_ｐｍ）分、モータ１０の回転方向とは逆方向に補正されている。一方、座標変換器４では、電圧指令値の位相成分が、位相補償量（θ_ｐｍ）分、モータ１０の回転方向に補正されている。すなわち、電圧位相制御時には、位相余裕の補償の影響が相殺されるように、電圧の指令値の位相成分が補正されている。

　電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ１０の回転数（Ｎ）、及び、バッテリ７の電圧（Ｖ_ｄｃ）に基づき、電流制御モードから電圧位相制御モードに移行するか否かを判定している。電圧位相制御移行判定部１９には、電流制御モードから電圧位相制御モードへの切り替えを判定するためのトルク閾値が予め設定されている。トルク閾値は、モータ１０の回転数（Ｎ）及びバッテリ７の電圧（Ｖ_ｄｃ）と相関性を有しており、電圧位相制御移行判定部１９には、この相関性を表すマップが予め格納されている。

　電圧位相制御移行判定部１９は、マップを参照しつつ、モータ１０の回転数（Ｎ）及びバッテリ７の電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応するトルク閾値を演算する。そして、電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ^＊）とトルク閾値とを比較し、電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ^＊）がトルク閾値より高い場合に、電流制御モードから電圧位相制御モードに移行する、と判定する。電圧位相制御移行判定部１９は、電流制御モードから電圧位相制御モードに移行すると判定した場合には、電圧位相モードへ移行するための要求信号を、制御モード判定部２１に出力する。なお、トルク閾値は、制御モードの切り替えを判定するための閾値である。

　電流制御移行判定部２０は、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に基づき、電圧位相制御モードから電流制御モードに移行するか否かを判定している。図２は、電流制御移行判定部２０のブロック図である。

　図２に示すように、電流制御移行判定部２０は、規範応答フィルタ２０１と、加算器２０２、２０３と、電流振幅比較器２０４とを有している。規範応答フィルタ２０１は、所定の時定数（τ_ｉａ）を含んだ１次遅れフィルタである。なお、図２の規範応答フィルタ２０１の一般式のうち、ｓはラプラス変換子を表す。ｄｑ軸電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）は、規範応答フィルタ２０１によりフィルタ処理を施される。フィルタ処理後に、それぞれの二乗値は、加算器２０２で加算される。そして、この二重和（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２）は、電流振幅比較器２０４に入力される。

　ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）の二重値は加算器２０３で加算され、この二重和（ｉ_ａ ^２）は、電流振幅比較器２０４に入力される。電流振幅比較器２０４は、それぞれの二重和（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２、ｉ_ａ ^２）を比較しつつ、以下の表１に基づき、電流制御移行を判定する。

　二重和（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２）が二重和（ｉ_ａ ^２）以下である場合には、電流制御移行判定部２０は、電圧位相制御モードから電流制御モードに移行すると判定し、電流制御モードへ移行するための要求信号を、制御モード判定部２１に出力する。一方、二重和（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２）が二重和（ｉ_ａ ^２）より高いである場合には、電流制御移行判定部２０は、電圧位相制御モードから電流制御モードに移行すると判定せず、制御モード変更の要求信号を、出力しない。

　制御モード判定部２１は、電圧位相制御移行判定部１９及び電流制御移行判定部２０からの要求信号に基づき、電圧位相制御モード又は電流制御モードのいずれか一方の制御モードとするか判定する。具体的には、制御モード判定部２１は、電流制御モードでモータ１０を制御しているときに、電圧位相制御移行判定部１９から、電圧位相制御モードへ移行するための要求信号を受信した場合には、制御モード判定部２１は、電流制御モードから電圧位相制御モードへ切り替えると判定する。一方、制御モード判定部２１は、電圧位相制御モードでモータ１０を制御しているときに、電流制御移行判定部２０から、電流制御モードへ移行するための要求信号を受信した場合には、制御モード判定部２１は、電圧位相制御モードから電流制御モードへ切り替えると判定する。そして、制御モード判定部２１は、判定結果を制御モード切替器１８に出力する。

　次に、図３及び図４を用いて、本例のインバータの制御装置の制御フローを説明する。図３は、電流制御モード時の制御手順を示すフローチャートである。図４は、電圧位相制御モード時の制御手順を示すフローチャートである。

　まず、電流制御のフローを説明する。図３に示すように、ステップＳ１１にて、図１の制御ブロックを有したコントローラは、外部からトルク指令値（Ｔ^＊）を取得しつつ、電圧センサ８等の各種センサの検出値に基づいて、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）、電気角（θ）、バッテリ電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ回転数（Ｎ）を取得する。

　ステップＳ１２にて、電圧位相制御移行判定部１９は、回転数（Ｎ）及びバッテリ７の電圧（Ｖ_ｄｃ）に基づいて、トルク閾値（Ｔ_ｔｈ）を演算する。ステップＳ１３にて、電圧位相制御移行判定部１９は、トルク指令値（Ｔ^＊）とトルク閾値（Ｔ_ｔｈ）とを比較する。トルク指令値（Ｔ^＊）がトルク閾値（Ｔ_ｔｈ）以上である場合には、電流制御モードから電圧位相制御モードへ移行するために、電圧位相制御移行判定部１９は、電圧位相制御モードへの移行の要求信号を、制御モード判定部２１に出力しつつ、ステップＳ２０に移る。ステップＳ２０では、後述する電圧位相制御モードの制御フローが行われる。

　一方、トルク指令値（Ｔ^＊）がトルク閾値（Ｔ_ｔｈ）未満である場合には、電圧位相制御移行判定部１９は、電圧位相制御モードへの移行の要求信号を出力せずに、電流制御モードが維持され、ステップＳ１４～Ｓ１７の電流制御処理が行われる。

　ステップＳ１４にて、電流指令生成部１は、電流指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）を生成する。ステップＳ１５にて、電流ベクトル制御器３は、電流ベクトル制御により、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ、ｖ^＊ _ｑｉ）を演算する。ステップＳ１６にて、座標変換器４は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）を、位相補償後の電気角（θ_ｃｏｍｐ）を用いて、三相交流電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に変換する。そして、ステップＳ１７にて、ＰＷＭ変換器は、三相交流電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング信号を生成して、インバータ６のスイッチング動作により、モータ１０が制御される。

　次に、電圧位相制御のフローを説明する。図４に示すように、ステップＳ２１にて、図１の制御ブロックを有したコントローラは、外部からトルク指令値（Ｔ^＊）を取得しつつ、電圧センサ８等の各種センサの検出値に基づいて、ｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）、電気角（θ）、バッテリ電圧（Ｖ_ｄｃ）、モータ回転数（Ｎ）を取得する。

　ステップＳ２２にて、電流制御移行判定部２０は、電流値（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２、ｉ_ａ ^２）を演算する。ステップＳ２３にて、電流制御移行判定部２０は、電流値（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２）と電流値（ｉ_ａ ^２）とを比較する、電流値（ｉ_ａ ^２）が電流値（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２）以上である場合には、電圧位相制御モードから電流制御モードへ移行するために、電流制御移行判定部２０は、電流制御モードへの移行の要求信号を、制御モード判定部２１に出力しつつ、ステップＳ１０に移る。ステップＳ１０では、前述した電流制御モードの制御フローが行われる。

　一方、電流値（ｉ^＊ _{ａ＿ＬＰＦ} ^２）が電流値（ｉ_ａ ^２）未満である場合には、電流制御移行判定部２０は、電流制御モードへの移行の要求信号を出力せずに、電圧位相制御モードが維持され、ステップＳ２４～Ｓ２８の電圧位相制御処理が行われる。

　ステップＳ２４にて、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６は、電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）及び電圧位相指令値（α^＊）を演算する。ステップＳ２５にて、電圧位相制御器１７は、電圧位相指令値（α^＊）から位相補償量（θ_ｐｍ）を減算することで、補正後電圧位相指令値（α^＊ _ｃｏｍｐ）を演算する。

　ステップＳ２６にて、電圧位相制御器１７は補正後電圧位相指令値（α^＊ _ｃｏｍｐ）及び電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算する。ステップＳ２７にて、座標変換器４は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）を、位相補償後の電気角（θ_ｃｏｍｐ）を用いて、三相交流電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に変換する。そして、ステップＳ２８にて、ＰＷＭ変換器は、三相交流電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に基づき、インバータ６のスイッチング信号を生成して、インバータ６のスイッチング動作により、モータ１０が制御される。

　次に、本発明の効果について、図５及び図６を用いて説明する。図５は、比較例に係るインバータ制御装置におけるトルク特性を説明するためのグラフであり、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。なお、比較例では、電圧位相制御モードにおいて、本発明のような位相補償量（θ_ｐｍ）に基づく電圧の指令値の補正を行っておらず、図１の電圧位相制御器１７に相当する機能ブロックでは、電圧位相指令値（α^＊）から位相補償量（θ_ｐｍ）を減算する処理を行うことなく、電圧位相指令値（α^＊）及び電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）からｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算している。

　図６は、本発明に係るインバータ制御装置におけるトルク特性を説明するためのグラフであり、（ａ）は時間に対する電圧位相制御モードのフラグ特性を示し、（ｂ）は時間に対するトルク指令値及びモータトルクの特性を示すグラフである。

　また、図５及び図６に示す特性の条件として、時間（ｔ_ａ）で、トルクステップ応答（例えば、回転数が９０００［ｒｐｍ］であり、トルク０から５０［Ｎｍ］に変化する場合）に相当するトルク指令値が入力されて、時間（ｔ_ａ）のタイミングで、制御モードが電流制御モードから電圧位相制御モードへ切り替わった、とする。

　本発明では、電圧位相制御モードにおいて、位相余裕の補償の影響が、位相補償量（θ_ｐｍ）に基づき電圧の指令値を補正することで、相殺される。そのため、図６に示すように、時間（ｔ_ａ）以降、トルクの定常偏差が小さく、トルク指令値に対してモータトルクが滑らかに推移していることが確認できる。また、本発明では、電圧位相が過渡的な偏差をもっていないため、モータトルクがトルク指令値に対してオーバシュートしおらず、トルク応答性が良好になっている。

　上記のように、本例では、モータ１０の回転状態に基づき、位相補償量（θ_ｐｍ）を演算し、モータ１０の電流の検出値、電流指令値、及び位相補償量（θ_ｐｍ）に基づき、モータ１０の電流を制御する電流制御モードによって、モータを制御し、また、トルク指令値（Ｔ^＊）及びモータ１０の回転状態に基づきモータの電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）と電圧位相指令値（α^＊）とを演算し、位相補償量（θ_ｐｍ）でモータ１０の電圧の指令値（α^＊）を補正しつつ、電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）及び電圧位相指令値に基づき、モータの電圧位相を制御する電圧位相制御モードによって、モータを制御し、電流制御モードと電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択する。

　これにより、電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替わったとしても、電圧位相モードで不要な位相補償が施されない。また、電流制御にモードにおいて位相余裕を補償するために変更した電圧指令値と、電圧位相制御で設定する電圧指令値との間で段差が小さく、連続的に切り替わるため、制御モードの切り替え時のトルク段差が抑制される。その結果として、本例は、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制することができる。

　また本例は、電圧位相指令値（α^＊）から位相補償量（θ_ｐｍ）を減算する減算処理により補正された電圧位相指令値（α^＊ _ｃｏｍｐ）、及び、電圧振幅指令値（Ｖ^＊ _ａ）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算し、座標変換器４において、電気角（θ_ｃｏｍｐ）を用いて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に変換し、電圧指令値（ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗ）に基づいて、モータ１０の電圧位相を制御する。これにより、電圧位相制御モード時には、位相余裕の補償の影響が相殺されるため、制御モードの切り替える際に、電圧指令値の電圧位相の偏差を抑制しつつ、出力トルクの変動を抑制することができる。

　なお、図１に示すように、本例は、電圧位相制御に係る構成をフィードフォワード型の制御系としたが、電流センサ９の検出値からトルク推定値を演算し、トルク推定値をフィードバックさせる制御系であっても、図６と同様の特性を得ることができる。なお、トルク推定値は、モータ１０の定数と、電流センサ９の検出値から理論式により演算すればよい。

　また、電流制御モードに係る構成のうち、非干渉制御に係る構成をフィードフォワード側の制御系としたが、検出電流に基づくフィードバック側の制御系であってもよい。

　また、図６を用いた本発明の効果の説明では、電流制御モードから電圧位相制御モードへの切り替えを例としたが、電圧位相制御モードから電流制御モードへの切り替えであっても、同様の効果を奏する。

　上記の電流指令生成部１が本発明の「電流指令値演算手段」に相当し、位相補償器１４が本発明の「位相補償量演算手段」に相当し、電流ベクトル制御器３、座標変換器４が本発明の「電流制御手段」に相当し、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６が本発明の「電圧指令値演算手段」に相当し、電圧位相制御器１７及び座標変換器４が本発明の「電圧位相制御手段」に相当し、制御モード切替器１８及び制御モード判定部２１が本発明の「制御モード選択手段」に相当し、座標変換器４が本発明の「座標変換手段」に相当する。

《第２実施形態》
　図７は、発明の他の実施形態に係るインバータの制御装置のブロック図である。本例では上述した第１実施形態に対して、電圧位相制御初期化演算器２２、電流制御初期化演算器２３、及びトルク演算器２４を設ける点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであり、その記載を援用する。

　図７に示すように、本発明の他の実施形態に係るインバータの制御装置は、電流指令生成部１等に加えて、電圧位相制御初期化演算器２２、電流制御初期化演算器２３、及びトルク演算器２４を備えている。

　座標変換器４は、制御モード判定部２１からの出力に基づき、座標変換する際の回転角を、電気角（θ）又は電気角（θ_ｃｏｍｐ）のいずれか一方の回転角を用いて座標変換をする。すなわち、制御モード判定部２１の出力から、電流制御モードで制御する場合には、座標変換器４は、制御モード切替器１８から出力されるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）を、電気角（θ_ｃｏｍｐ）を用いて座標変換する。一方、制御モード判定部２１の出力から、電圧位相制御モードで制御する場合には、座標変換器４は、制御モード切替器１８から出力されるｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）を、電気角（θ）を用いて座標変換する。電流制御モードにおける座標変換器４の演算式は以下の式（７）で表され、電圧位相制御モードにおける座標変換器４の演算式は以下の式（８）で表される。

　電圧位相制御初期化演算器２２の構成を、図８に示す。図８は、電圧位相制御初期化演算器２２のブロック図である。

　図８に示すように、電圧位相制御初期化演算器２２は、電流制御モードから電圧位相制御モードに切り替え時の直前又は切り替え時に、電流ベクトル制御器３で演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｉ＿ｚ）を、位相補償量（θ_ｐｍ）を用いて、座標変換することで、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｖ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｖ＿ｉｎｉ}）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。すなわち、電圧位相制御初期化演算器２２は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｉ＿ｚ）の位相を、位相補償量（θ_ｐｍ）分、モータ１０の回転方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｖ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｖ＿ｉｎｉ}）を、電圧位相制御器１７に出力することで、電圧位相制御器１７を初期化する。電圧位相制御初期化演算器２２は、電流制御モードから電圧位相制御モード切り替え時に動作する。ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｉ＿ｚ）は、モード切り替え時の前に演算された前回値である。前回値は、モードの切り替えと、電圧の位相値の演算のタイミングが同期した場合には、モードの切り替え時、または、モードの切り替えの直前の演算値とすればよい。

　ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｖ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｖ＿ｉｎｉ}）が電圧位相制御器１７に入力されると、電圧位相制御器１７は、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６で演算される電圧振幅指令値（ｖ^＊ _ａ）及び電圧位相指令値（α^＊）の変わりに、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｖ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｖ＿ｉｎｉ}）を用いて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算する。これにより、電圧位相制御器１７は初期化される。

　電流制御初期化演算器２３の構成を、図９に示す、図９は電流制御初期化演算器２３のブロック図である。

　図９に示すように、電流制御初期化演算器２３は、電圧位相制御モードから電流制御モードに切り替えた時の直前又は切り替え時に、電圧位相制御器１７で演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｖ＿ｚ）を、位相補償値（－θ_ｐｍ）を用いて、座標変換することで、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｉ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｉ＿ｉｎｉ}）を演算し、電流ベクトル制御器３に出力する。すなわち、電流制御初期化演算器２３は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｖ＿ｚ）の位相を、位相補償値（θ_ｐｍ）分、モータ１０の回転方向と逆方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｉ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｉ＿ｉｎｉ}）を、電流ベクトル制御器３に出力することで、電流ベクトル制御器３を初期化する。電流制御初期化演算器２３は、電圧位相制御モードから電流制御モード切り替え時に動作する。ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｉ＿ｚ）は、上記のｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｉ＿ｚ）と同様に、モード切り替え時の前に演算された前回値である。

　ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｉ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｉ＿ｉｎｉ}）が電流ベクトル制御器３に入力されると、電流ベクトル制御器３は、電流指令生成部１で演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｉ^＊ _ｄ、ｉ^＊ _ｑ）及び干渉電圧生成部２で演算されたｄｑ軸非干渉電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄ＿ｄｃｐｌ}、ｖ^＊ _{ｑ＿ｄｃｐｌ}）の代わりに、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｉ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｉ＿ｉｎｉ}）を用いて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ、ｖ^＊ _ｑｉ）を演算する。これにより、電流ベクトル制御器３は初期化される。電圧位相制御器１７は、初期化後の演算では、電流指令生成部１及び干渉電圧生成部２の演算値に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ＊ｄｉ、ｖ＊ｑｉ）を演算する。

　トルク演算器２４は、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ１０の回転数（Ｎ）、バッテリ７の電圧（Ｖ_ｄｃ）、及びｄｑ軸電流（ｉ_ｄ、ｉ_ｑ）に基づき、トルク推定値（Ｔ_ｃａｌ）を演算し、電圧位相制御器１７に出力する。トルク演算器２４には、トルク指令値（Ｔ^＊）、モータ１０の回転数（Ｎ）、及びバッテリ７の電圧（Ｖ_ｄｃ）を指標として、磁石磁束（Φ_ａ）及びｄｑ軸リアクタンス（Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ）を演算するためのマップが予め格納されている。当該マップにより示される相関性は、モータ１０の所定の温度において、実験又は解析により予め決まる。そして、トルク演算器２４は、マップを参照しつつ、トルク指令値（Ｔ^＊）、回転数（Ｎ）及び電圧（Ｖ_ｄｃ）に対応する磁石磁束（Φ_ａ）及びｄｑ軸リアクタンス（Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ）を演算する。

　次に、トルク演算器２４は、磁石磁束（Φ_ａ）及びｄｑ軸リアクタンス（Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ）に対して、以下の式（９）を用いて、トルク推定値（Ｔ_ｃａｌ）を演算する。

　なお、ｐは極対数を示す。

　電圧位相制御器１７は、トルク指令値（Ｔ^＊）とトルク推定値（Ｔ_ｃａｌ）との差分に対して、式（１０）に示すように、ＰＩ制御の処理によって、増幅された値を、トルクフィードバック電圧位相（α_ＦＢ）として演算する。

　なお、Ｋ_ｐは比例ゲインを示し、Ｋ_ｐは積分ゲインを示す。

　次に、電圧位相制御器１７は、式（１１）に示すように、電圧位相指令値（α^＊）に、トルクフィードバック電圧位相（α_ＦＢ）を加算することで、最終電圧位相指令値（α^＊ _ｆｉｎ）を演算する。

　電圧位相制御器１７は、式（１２）に示すように、最終電圧位相指令値（α^＊ _ｆｉｎ）及び電圧振幅位相値（ｖ_ａ ^＊）から、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ、ｖ^＊ _ｑｖ）を演算し、制御モード切替器１８に出力する。

　上記の電圧位相制御器１７は、初期化の電圧指令値である、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｖ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｖ＿ｉｎｉ}）が入力された場合には、電圧振幅指令値（ｖ^＊ _ａ）及び電圧位相指令値（α^＊）の代わりに、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｖ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｖ＿ｉｎｉ}）を用いて演算を行うが、初期化後の演算では、電圧振幅生成部１５及び電圧位相生成部１６の演算値である電圧振幅指令値（ｖ^＊ _ａ）及び電圧位相指令値（α^＊）を用いて、演算する。

　上記のように、本例は、座標変換器４において、電気角（θ）又は電気角（θ_ｃｏｍｐ）のいずれか一方の回転角を用いて座標変換を行い、電流制御モードの場合には、電流ベクトル制御器３により演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）を座標変換器４に出力して、電気角（θ）を用いて座標変換して指令値を演算し、電圧位相制御モードの場合には、電圧位相制御器１７により演算されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄ、ｖ^＊ _ｑ）を座標変換器４に出力して、電気角（θ_ｃｏｍｐ）を用いて座標変換して指令値を演算し、座標変換器４で演算された指令値に基づいてモータ１０を制御する。これにより、電流制御モードと電圧位相制御モードを切り替えるトルク制御系において、電流制御時のみ位相余裕が補償される構成となるため、電圧位相モードで不要な位相補償が施されず、出力トルクの変動を抑制することができる。

　また本例は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｉ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｉ＿ｚ）の位相を、位相補償値（θ_ｐｍ）分、モータ１０の回転方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｖ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｖ＿ｉｎｉ}）を用いて、電圧位相制御器１７を初期化する。これにより、電流制御モードから電圧位相制御モードへの切り替え時に、不要なトルク段差を発生させることなく滑らかな切り替えを行うことができる。

　また本例は、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _ｄｖ＿ｚ、ｖ^＊ _ｑｖ＿ｚ）の位相を、位相補償値（θ_ｐｍ）分、モータ１０の回転方向と逆方向に補正し、補正されたｄｑ軸電圧指令値（ｖ^＊ _{ｄｉ＿ｉｎｉ}、ｖ^＊ _{ｑｉ＿ｉｎｉ}）を用いて、電流ベクトル制御器３を初期化する。これにより、電圧位相制御モードから電流制御モードへの切り替え時に、不要なトルク段差を発生させることなく滑らかな切り替えを行うことができる。

　さらに、本発明のインバータ制御装置のトルク応答は、実施形態１に係るインバータ制御装置のトルク応答（図６を参照）と同様の特性を得ることができる。

１…電流指令生成部
３…電流ベクトル制御器
４…座標変換器
１５…電圧振幅生成部
１６…電圧位相生成部
１７…電圧位相制御器
１８…制御モード切替器
２１…制御モード判定部
２２…電圧位相制御初期化制御器
２３…電流制御初期化制御器

Claims (6)

1. モータを駆動するインバータの制御装置において、
   　前記モータの回転状態を検出する回転状態検出手段と、
   　前記モータの電流を検出する電流検出手段と、
   　入力されるトルク指令値及び前記回転状態に基づき、前記モータの電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
   　前記回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償量を演算する位相補償量演算手段と、
   　前記電流検出手段により検出される前記電流の検出値、前記電流指令値、及び前記位相補償量に基づき、前記モータの電流を制御する電流制御手段と、
   　前記トルク指令値及び前記回転状態に基づき前記モータの電圧振幅指令値と電圧位相指令値とを演算する電圧指令値演算手段と、
   　前記位相補償量で前記モータの電圧の指令値を補正し、前記電圧振幅指令値及び前記電圧位相指令値に基づき、前記モータの電圧位相を制御する電圧位相制御手段と、
   　前記電流制御手段による電流制御モードと、前記電圧位相制御手段による電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択する制御モード選択手段とを備える
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
2. 請求項１記載のインバータの制御装置において、
   　入力される指令値を、前記モータの位相に前記位相補償量を加算した回転角を用いて座標変換する座標変換手段を備え、
   前記電流制御手段は、
   　前記電流の検出値を前記電流指令値に追随させる前記モータの第１電圧指令値を演算し、
   　前記第１電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により座標変換された指令値で前記モータの電流を制御し、
   前記電圧位相制御手段は、
   　前記電圧位相指令値から前記位相補償量を減算する減算処理により補正された前記電圧位相指令値、及び、前記電圧振幅指令値に基づき、第２電圧指令値を演算し、
   　前記第２電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により座標変換された指令値で前記モータの電圧位相を制御する
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
3. 請求項１記載のインバータの制御装置において、
   　入力される指令値を、前記モータの位相に相当する第１回転角、又は、前記位相に前記位相補償量を加算した第２回転角のいずれか一方の回転角を用いて座標変換する座標変換手段を備え、
   前記電流制御手段は、
   　前記電流の検出値を前記電流指令値に追随させる前記モータの第３電圧指令値を演算し、
   　前記第３電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により前記第１回転角を用いて座標変換された指令値で前記モータの電流を制御し、
   前記電圧位相制御手段は、
   　前記電圧位相指令値、及び、前記電圧振幅指令値に基づき、第４電圧指令値を演算し、
   　前記第４電圧指令値を前記座標変換手段に出力して、前記座標変換手段により前記第２回転角を用いて座標変換された指令値で前記モータの電圧位相を制御する
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
4. 請求項３記載のインバータの制御装置において、
   前記電圧位相制御手段は、
   　前記電流制御モードから前記電圧位相制御モードへ切り替える際には、モードの切り替え時の直前又は切り替え時に演算された前記第３電圧指令値の位相を、前記位相補償量分、前記モータの回転方向に補正し、かつ、補正された電圧指令値を用いて、前記第４電圧指令値を演算する演算器を初期化する
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
5. 請求項３又は４記載のインバータの制御装置において、
   前記電流制御手段は、
   　前記電圧位相制御モードから前記電流制御モードへ切り替える際には、モードの切り替え時の直前又は切り替え時に演算された前記第４電圧指令値の位相を、前記位相補償量分、前記モータの回転方向と逆方向に補正し、かつ、補正された電圧指令値を用いて、前記第３電圧指令値を演算する演算器を初期化する
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
6. モータを駆動するインバータの制御方法において、
   　前記モータの回転状態を検出する工程と、
   　前記モータの電流を検出する電流検出工程と、
   　入力されるトルク指令値及び前記回転状態に基づき、前記モータの電流指令値を演算する工程と、
   　前記回転状態に基づき、所定の位相余裕を得るための位相補償値を演算する工程と、
   　前記電流検出工程により検出される前記電流の検出値、前記電流指令値、及び前記位相補償値に基づき、前記モータの電流を制御する電流制御工程と、
   　前記トルク指令値及び前記回転状態に基づき前記モータの電圧振幅指令値と電圧位相指令値とを演算する工程と、
   　前記位相補償値で前記モータの電圧の指令値を補正し、前記電圧振幅指令値及び前記電圧位相指令値に基づき、前記モータの電圧位相を制御する電圧位相制御工程と、
   　前記電流制御工程による電流制御モードと、前記電圧位相制御工程による電圧位相制御モードとのいずれか一方の制御モードを選択する工程とを含む
   インバータの制御方法。

Images