JP6264257B2 - 三相中性点クランプ式の電力変換装置 - Google Patents

三相中性点クランプ式の電力変換装置 Download PDF

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Description

本発明は、三相中性点クランプ式の電力変換装置に係り、特に、ＰＷＭ制御を用いた電流制御に関する。
図６は、モータ負荷を接続した三相中性点クランプ式の電力変換装置における主回路を示す構成図である。スイッチングデバイス（図６ではＩＧＢＴ）Ｓ１〜Ｓ１２にゲート指令を入力することによりスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ１２をＯＮ／ＯＦＦ動作させ、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに交流電圧を出力する。
この電力変換装置は直流電圧Ｐ−Ｎ間を平滑コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２を用いて分割し、直流電位Ｐ、Ｎおよび中性点電位ＮＰの３レベルの電位をＰＷＭ変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いて出力するものである。
特許文献１，２ともにＡＣＲ（電流制御：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）の後、直流電圧Ｖｄｃ１とＶｄｃ２のばらつきを抑える中性点電位制御（Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を行っている。中性点電位制御は、直流電圧Ｐ−Ｎ間の正極側（Ｐ側）の平滑コンデンサＣｄｃ１の直流電圧Ｖｄｃ１と，負極側（Ｎ側）の平滑コンデンサＣｄｃ２の直流電圧Ｖｄｃ２の偏差をとり、この偏差が零になるように制御を行うものである。
この電力変換装置の三相交流出力に接続する負荷をモータＭとし、電流制御をする場合を例にとり、電力変換装置の制御回路を説明する。図７は、三相中性点クランプ式の電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。
モータＭには位相検出器ｅｎｃが取り付けられており、位相検出値をｔｈｅｔａ＿ｄｅｔとする。三相二相変換器１において、出力電流（モータ電流）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを位相検出値ｔｈｅｔａ＿ｄｅｔに基づいて三相二相変換し、ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔおよびｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔを得る。
次に、電流制御部２において、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｃｍｄを目標値とし、この目標値にｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔが追従するようにＰＩ制御を行う。ＰＩ制御の出力側にはリミッタＬＭＴ１，ＬＭＴ２が設けられており、出力飽和時に積分出力を抑制し、システムの安定化を図っている。電流制御部２の出力は二相電圧指令値Ｖｄ＿ｃｍｄ，Ｖｑ＿ｃｍｄとなる。
二相電圧指令値Ｖｄ＿ｃｍｄ，Ｖｑ＿ｃｍｄは、二相三相変換器３により二相三相変換が行われ、三相電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄが生成される。次に、中性点電位制御部４において、三相電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄに中性点電位補償量Ｖ＿ｃｍｐを加算し、加算後の電圧指令を補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’とする。
さらに、この補正電圧指令値Ｖｃｍｄ’に対し、リミッタＬＭＴ３により電圧制限をかけ、リミット処理電圧指令値Ｖｃｍｄ’’をＰＷＭ処理部ＰＷＭへ入力する。リミッタＬＭＴ３を設ける目的は、後述のゲート指令ＧＩ＿Ｈ，ＧＩ＿Ｌが異常なパルス（極小パルスなど）となることを防止し、電力変換装置の出力電圧や出力電流に歪が生じることを防止するためである。
ＰＷＭ処理部ＰＷＭでは、リミット処理電圧指令値Ｖｃｍｄ’’を用いて、各スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ１２のゲート指令ＧＩ＿Ｈ，ＧＩ＿Ｌを出力する。図７には示していないが、三角波キャリア信号とリミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’を比較してゲート指令ＧＩ＿Ｈ，ＧＩ＿Ｌを生成する方法が一般的である。
なお、三相二相変換器１における三相二相変換および二相三相変換器３における二相三相変換は以下の（１）式，（２）式で表される。
Figure 0006264257
ＷＯ９７／２５７６６ 特開平６−２３３５３７号公報 特開平１０−２４８２６２号公報
電流制御の安定化のためにＰＩ制御の出力にリミッタＬＭＴ１，ＬＭＴ２を設けたが、図７ではその後、三相電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄに中性点電位補償量Ｖ＿ｃｍｐを加算している。加算後の補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’がＰＭＷ処理前のリミッタＬＭＴ３に入力され、補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’が閾値に達した場合、リミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’は電圧制限されるため、電力変換装置の出力電圧（例：図６のＵＶ端子間電圧）の実効値は線形性を保つことが出来ない。さらに、電圧制限の掛かる時間が長くなると、電力変換装置の出力電流の実効値も線形性が失われ動作が安定しない。
これは、電流制御に積分動作が含まれているためである。積分動作は偏差を時間経過ごとに増幅させるが、出力電圧が制限されているため、偏差は小さくならず出力電圧指令値を増幅させようとする過剰積分動作となる。その結果、出力電流の実効値の線形性は失われる。この現象をワインドアップと呼ぶ。ワインドアップ発生時の出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを周波数軸で観察した場合，数Ｈｚから数百Ｈｚの広い帯域幅のオフセットが乗る。即ち、意図しない多くの振動を持った電流になる。
ここで電流制御はｄｑ軸上行っているが、そのままＡＣＲのアンチワインドアップ処理（ワインドアップを抑制しようとする処理）を行っても正常に動作しない。これは、三相電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄに中性点電位補償量Ｖ＿ｃｍｐを重畳して補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’を生成し、リミッタＬＭＴ３により電圧指令制限を行っているため、結局、補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’が閾値に達し、リミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’に電圧制限がかかり、正しくアンチワインドアップ処理が動作しないためである。
電流制御部２の出力のリミッタＬＭＴ１，ＬＭＴ２にかかる例に示す。図６の平滑コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２のコンデンサ容量は等しくするのが一般的であるが、製造のばらつきや経年劣化などにより各平滑コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２の初期充電値に偏差がでるため、直流電圧Ｖｄｃ１とＶｄｃ２との偏差が生じ、これにより中性点電位補償量Ｖ＿ｃｍｐが大きく出力する。特に、モータＭ始動時は大きな出力電流が必要になるため、中性点電位補償量Ｖ＿ｃｍｐが起動時に重畳すると、補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’が閾値に達してリミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’に制限がかかりやすく、安定動作が困難になる。リミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’に制限がかかることを回避するには電流制御もしくは中性点電位制御のゲインを下げることになるが、そのトレードオフとして、定常時の制御性能が低下する。そこで中性点電位制御のゲインを下げることなく電流制御と中性点電位制御の干渉を考慮した制御機構が必要になる。
また、電力変換装置の負荷が誘導機もしくは同期機の場合では，ワインドアップ発生により出力電流と同様にトルクも振動する問題点を持つ。
以上示したように、ＰＷＭ制御を行う三相中性点クランプ式の電力変換装置において、電流制御と中性点電位制御の干渉を抑制することが課題となる。
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、三 相中性点クランプ式の電力変換装置であって、その制御回路は、三相の電流検出値をｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値に変換する第１三相二相変換器と、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差、および、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に基づいてＰＩ制御を行う電流制御機能により、二相電圧指令値を演算する電流制御部と、二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換する二相三相変換器と、三相電圧指令値に正極側直流電圧と負極側直流電圧の偏差に基づいて演算する中性点制御補償量を加算して補正電圧指令値を算出する中性点電位制御部と、補正電圧指令値の出力を閾値以下に制限してリミッタ処理電圧指令値を出力するリミッタと、リミッタ処理電圧指令値を三相二相変換してフィードバック値を出力する第２三相二相変換器と、を備え、前記電流制御部は、三相二相変換したフィードバック値と、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差、および、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に基づいて積分制御をすることを特徴とする。
また、その一態様として、前記電力変換装置の三相交流出力に接続する負荷はモータであり、前記第２三相二相変換器は、モータの位相検出値に基づいてリミッタ処理電圧指令値をフィードバック値に変換し、前記二相三相変換器は、モータの位相検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換し、前記第１三相二相変換器は、モータの位相検出値に基づいて三相の出力電流をｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値に変換することを特徴とする。
また、他の態様として、前記電力変換装置は系統と連系し、前記第２三相二相変換器は、系統位相の検出値に基づいてリミッタ処理電圧指令値をフィードバック値に変換し、前記二相三相変換器は、系統位相の検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換し、前記第１三相二相変換器は、系統位相の検出値に基づいて三相の系統電流をｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値に変換することを特徴とする。
また、その一態様として、二相三相変換器が出力する三相電圧指令値から零相電圧指令値を減算する値を中性点制御補償量に加算して補正電圧指令値を算出することを特徴とする。
本発明によれば、ＰＷＭ制御を行う三相中性点クランプ式の電力変換装置において、電流制御と中性点電位制御の干渉を抑制することが可能となる。
実施形態１における制御回路を示すブロック図。 系統に連系した三相中性点クランプ式の電力変換装置の主回路構成図。 実施形態２における制御回路を示すブロック図。 実施形態３における制御回路を示すブロック図。 実施形態４における制御回路を示すブロック図。 モータ負荷に接続した三相中性点クランプ式の電力変換装置の主回路構成図。 従来における制御回路の一例を示すブロック図。
以下、本発明に係る三相中性点クランプ式の電力変換装置における実施形態１〜４を図１〜図５に基づいて詳述する。
［実施形態１］
図１は、本実施形態１における電力変換装置の制御回路を示すブロック図である。本実施形態１の制御回路は、電流制御と中性点電位制御の干渉を考慮している。
図７ではＰＩ制御の出力側にリミッタＬＭＴ１，ＬＭＴ２が設けられており、この前後の偏差を取って積分の抑制を行っていた。一方、図１に示す制御回路では最終的にＰＷＭ制御部ＰＷＭに入力するリミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’を三相二相変換器５において三相二相変換する。三相二相変換したリミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’をフィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋとする。このフィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋと電流制御部２のリミッタＬＭＴ１またはＬＭＴ２の入力の値との偏差を用いて積分部２５の入力にフィードバックすることによって、積分の抑制を行う。
ここで、本実施形態１における電流制御部２の具体的な構成を説明する。比例部２１では、電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄと電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔとの偏差に比例ゲインＫｐを乗算する。
減算部２２は、フィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋと電流制御部２のリミッタＬＭＴ１またはＬＭＴ２の入力の値との偏差を出力する。フィードバックゲイン部２３は、減算部２２の出力にフィードバックゲインＫｆｂを乗算する。
加算部２４は、電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄと電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔとの偏差に、フィードバックゲイン部２３の出力を加算する。積分部２５は、加算部２４の出力に積分ゲインＫｉを乗算する。加算部２６は、積分部２５の出力と、加算部２６の１演算前の出力とを加算する。加算部２７は、比例部２１の出力と加算部２６の出力とを加算し、リミッタＬＭＴ１と減算部２２に出力する。
なお、電流制御部２については、ｄ軸の処理のみ説明したがｑ軸も同様に処理される。また、電流制御部２と三相二相変換器５以外は図７と同様である。
フィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋは二相三相変換後の値であるため、零相分である中性点電位補償量Ｖ＿ｃｍｐは影響しない。そのため、電流制御と中性点電位制御は干渉しない。また、ＰＷＭ処理前のリミッタＬＭＴ３によって補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’が閾値に達した場合も、リミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’が制限されることにより、フィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋも制限され、積分動作の抑制が行われるため、電流制御は安定して動作する。
以上示したように、本実施形態１における三相中性点クランプ式の電力変換装置によれば、 中性点電位制御を行い、かつ、補正電圧指令Ｖ＿ｃｍｄ’がリミッタＬＭＴ３の閾値に達してリミッタ処理が行われても、意図しない電流振動が生じることを抑制することができる。
また、モータ負荷を接続した場合、電流振動が発生しないため、意図しないトルク振動も発生しない。さらに、系統を接続した場合、電流振動が発生しないため、系統電源の安定性を向上させることが可能となる。
［実施形態２］
本実施形態２では、系統連系を行い直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２の制御を行う場合を考える。まず、図２に系統連系した三相中性点クランプ式の電力変換装置の主回路構成図を示す。三相の系統電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒと三相中性点クランプ式の電力変換装置との間に、入力フィルタＬｆ，Ｃｆを挿入している。
続いて、図３に図２の直流電圧制御，電流制御ブロック構成図を示す。図２，３の基準電圧をＶｒｓとし、系統電圧Ｖｒｓ，Ｖｓｔ，Ｖｔｒを計測しＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路を用いて系統位相ｐｌｌ＿ｏｕｔを求める。
系統位相ｐｌｌ＿ｏｕｔは、三相二相変換器１，５、および、二相三相変換器３に用いられる。なお、本実施形態２では、三相二相変換器１により、系統電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔが、系統位相ｐｌｌ＿ｏｕｔに基づいて、電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，Ｉｑ＿ｄｅｔに変換される。また、二相三相変換器３により、二相電圧指令値Ｖｄ＿ｃｍｄが系統位相ｐｌｌ＿ｏｕｔに基づいて、三相電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄに変換される。また、三相二相変換器５により、リミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’が系統位相ｐｌｌ＿ｏｕｔに基づいてフィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋに変換される。
また、本実施形態２では、直流電圧指令Ｖｄｃ＿ｃｍｄ（図２のＰＮ端子間電圧の指令）と直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ２の和との偏差をとり、ＡＶＲ（電圧制御：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）をかけた値を電流制御の電流指令値Ｉｄ＿ｃｍｄ，Ｉｑ＿ｃｍｄとしている。なお、ＡＶＲの構成については、特許文献２に示されている。その他は実施形態１と同様である。
本実施形態２では、電力変換装置の昇圧動作時に補正電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’が閾値に達してリミット処理電圧指令値Ｖ＿ｃｍｄ’’に制限がかかることが多いが、電流制御と中性点電位制御の非干渉化を行い、積分動作を抑制するために安定した制御特性を得ることが出来る。
［実施形態３］
本実施形態３は、電力変換装置の出力電圧の範囲を増大させるために、実施形態１の制御回路に追加して零相変調を行ったものである。図４に本実施形態３の制御回路を示す。
零相変調の方法については、特許文献３に記載されているため、ここでの詳細な説明は省略する。図４では、減算部６により三相電圧指令Ｖ＿ｃｍｄから零相電圧指令Ｖ０＿ｃｍｄを減算した後、中性点電位制御を行っている。フィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋは実施形態１と同様の演算をすればよい。三相二相変換演算後のフィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋは零相電圧と数学的に独立した値なので問題なく使用できる。なお、図４の零相電圧指令Ｖ０＿ｃｍｄは、特許文献３の図２（ｂ）の電圧指令補正信号に相当する。
［実施形態４］
本実施形態４は、実施形態２の制御回路に対し、電圧出力範囲を増大させるために零相変調を行ったものである。図５に本実施形態４における制御回路を示す。
図５では、減算部６により三相電圧指令Ｖ＿ｃｍｄから零相電圧指令Ｖ０＿ｃｍｄを減算した後、中性点電位制御を行っている。フィードバック値Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋは実施形態１と同様の演算をすればよい。なお、図５の零相電圧指令Ｖ０＿ｃｍｄは、特許文献３の図２（ｂ）の電圧指令補正信号に相当する。
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
Ｉｄ＿ｄｅｔ…ｄ軸電流検出値
Ｉｑ＿ｄｅｔ…ｑ軸電流検出値
Ｉｄ＿ｃｍｄ…ｄ軸電流指令値
Ｉｑ＿ｃｍｄ…ｑ軸電流検出値
Ｖｄ＿ｃｍｄ，Ｖｑ＿ｃｍｄ…二相電圧指令値
Ｖ＿ｃｍｄ…三相電圧指令値
Ｖ＿ｃｍｐ…中性点電位補償量
Ｖ＿ｃｍｄ’…補正電圧指令値
Ｖ＿ｃｍｄ’’…リミット処理電圧指令値
Ｖｄ＿ｂａｃｋ，Ｖｑ＿ｂａｃｋ…フィードバック値

Claims (4)

  1. 三 相中性点クランプ式の電力変換装置であって、
    その制御回路は、
    三相の電流検出値をｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値に変換する第１三相二相変換器と、
    ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差、および、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に基づいてＰＩ制御を行う電流制御機能により、二相電圧指令値を演算する電流制御部と、
    二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換する二相三相変換器と、
    三相電圧指令値に正極側直流電圧と負極側直流電圧の偏差に基づいて演算する中性点制御補償量を加算して補正電圧指令値を算出する中性点電位制御部と、
    補正電圧指令値の出力を閾値以下に制限してリミッタ処理電圧指令値を出力するリミッタと、
    リミッタ処理電圧指令値を三相二相変換してフィードバック値を出力する第２三相二相変換器と、
    を備え、
    前記電流制御部は、
    三相二相変換したフィードバック値と、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流検出値との偏差、および、ｑ軸電流指令値とｑ軸電流検出値との偏差に基づいて積分制御をすることを特徴とする三相中性点クランプ式の電力変換装置。
  2. 前記電力変換装置の三相交流出力に接続する負荷はモータであり、
    前記第２三相二相変換器は、モータの位相検出値に基づいてリミッタ処理電圧指令値をフィードバック値に変換し、
    前記二相三相変換器は、モータの位相検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換し、
    前記第１三相二相変換器は、モータの位相検出値に基づいて三相の出力電流をｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値に変換することを特徴とする請求項１記載の三相中性点クランプ式の電力変換装置。
  3. 前記電力変換装置は系統と連系し、
    前記第２三相二相変換器は、系統位相の検出値に基づいてリミッタ処理電圧指令値をフィードバック値に変換し、
    前記二相三相変換器は、系統位相の検出値に基づいて二相電圧指令値を三相電圧指令値に変換し、
    前記第１三相二相変換器は、系統位相の検出値に基づいて三相の系統電流をｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値に変換することを特徴とする請求項１記載の三相中性点クランプ式の電力変換装置。
  4. 二相三相変換器が出力する三相電圧指令値から零相電圧指令値を減算する値を中性点制御補償量に加算して補正電圧指令値を算出することを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の三相中性点クランプ式の電力変換装置。
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