CN109716641B - 电力供给*** - Google Patents

电力供给*** Download PDF

Info

Publication number
CN109716641B
CN109716641B CN201680089270.1A CN201680089270A CN109716641B CN 109716641 B CN109716641 B CN 109716641B CN 201680089270 A CN201680089270 A CN 201680089270A CN 109716641 B CN109716641 B CN 109716641B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
output
load
power supply
supply system
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201680089270.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109716641A (zh
Inventor
河村笃男
M·B·沙姆希
吉野辉雄
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Yokohama National University NUC
Original Assignee
Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Yokohama National University NUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp, Yokohama National University NUC filed Critical Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Publication of CN109716641A publication Critical patent/CN109716641A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109716641B publication Critical patent/CN109716641B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
    • H02J9/062—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for AC powered loads
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/081—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters wherein the phase of the control voltage is adjustable with reference to the AC source

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Business, Economics & Management (AREA)
  • Emergency Management (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Catching Or Destruction (AREA)
  • Vehicle Body Suspensions (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Abstract

电力供给***具备向交流负载供给电力的并联连接的多个交流输出变换器。各交流输出变换器包含：输出阻抗，与交流负载连接；PWM变换器，将直流电力变换为交流电力；以及控制装置，对PWM变换器输出电压指令值。控制装置包含：向量加法器，将由流过输出阻抗的电流产生的电压下降的一部分与交流负载的电压指令值进行向量相加；以及变换器，基于向量相加后的向量和，输出对PWM变换器的电压指令值。

Description

电力供给***
技术领域
本发明涉及将多个从直流向交流进行电力变换的交流输出变换器并联连接，并向负载供给电力的电力供给***。
背景技术
已知有将多个从直流向交流进行电力变换的交流输出变换器并联连接，并向负载供给电力的电力供给***。
在这一点上，在日本特开平4－217822号公报中，公开了一种将多台逆变器那样的交流输出变换器并联连接，并对于共通的负载并联运转的电力供给***。
在该电力供给***中，作为控制交流输出变换器间的电流平衡的方式，表示了分别取得来自多台的交流输出变换器的输出电流的检测信号，并按照其差信号控制各个交流输出变换器的输出电压的结构。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平4－217822号公报
发明内容
发明要解决的课题
另一方面，上述公报中的电力供给***由于是取得来自各个交流输出变换器的输出电流的检测信号而控制电流平衡的方式，所以需要取得来自其他交流输出变换器的信息，所以需要信号传递机构。因而，如果该信号传递机构故障，则有可能不能进行正确的控制。
此外，当将1台交流输出变换器为了维护而去掉、或因增设而追加时，需要将该信号传递机构去掉并再次连接等的复杂的工序，需要使***整体停止。
本发明的目的是实现用来解决上述课题的，能够独立地控制各个交流输出变换器、并且能够在多个交流输出变换器间取电流平衡的电力供给***。
用来解决课题的机构
遵循一技术方案的电力供给***具备向交流负载供给电力的并联连接的多个交流输出变换器。各交流输出变换器包含：输出阻抗，与交流负载连接；PWM变换器，将直流电力变换为交流电力；以及控制装置，对PWM变换器输出电压指令值。控制装置包含：向量加法器，将由流过输出阻抗的电流产生的电压下降的一部分与交流负载的电压指令值进行向量相加；以及变换器，基于向量相加后的向量和，输出对PWM变换器的电压指令值。
优选的是，输出阻抗由电抗器构成。
优选的是，输出阻抗由变压器的漏电感构成。
优选的是，控制装置包含向量乘法器。向量乘法器对输出阻抗的值与流到输出阻抗中的电流的积乘以大约比1小的系数，计算电压下降的一部分。
优选的是，控制装置包含：检测器，检测流过输出阻抗的电流；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据检测器的检测结果检测电流成分的、与交流***电压同步的基准相位信号。
优选的是，控制装置包含：检测器，检测流过输出阻抗的电流；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据检测器的检测结果检测电流成分的、与连接有交流负载的母线的电压同步的基准相位信号。
遵循另一技术方案的电力供给***具备向交流负载供给电力的并联连接的多个交流输出变换器。各交流输出变换器包含：LCL滤波器，与交流负载连接；PWM变换器，将直流电力变换为交流电力；以及控制装置，对PWM变换器输出电压指令值。控制装置包含：检测器，检测LCL滤波器的电容器的电压；信号生成电路，将由流过电抗器的电流产生的电压下降的一部分与交流负载的电压指令值进行向量相加，生成电压基准信号，该电抗器设置在LCL滤波器的交流负载侧；以及电压控制装置，对于PWM变换器输出电压指令值，以使电压基准信号与由检测器检测出的上述电容器的电压一致。
优选的是，设置在LCL滤波器的交流负载侧的电抗器由变压器的漏电感构成。
优选的是，信号生成电路将LCL滤波器的与交流负载连接的电抗器的阻抗与流过电抗器的电流的向量积、与交流负载的电压指令值进行向量相加。
优选的是，控制装置包含：检测器，检测流过电抗器的电流；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据检测器的检测结果检测电流成分的、与交流***电压同步的基准相位信号。
优选的是，控制装置包含：检测器，检测流过输出阻抗的电流；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据检测器的检测结果检测电流成分的、与连接有交流负载的母线的电压同步的基准相位信号。
发明效果
本发明的电力供给***能够独立地控制各个交流输出变换器，并且能够在多个交流输出变换器间取电流平衡。
附图说明
图1是说明基于实施方式1的不间断电源***1的结构的图。
图2是说明基于实施方式1的3相电路的交流输出变换器10的结构的图。
图3是将基于实施方式1的不间断电源***1示意化的图。
图4是说明基于实施方式1的等价电路的图。
图5是说明基于实施方式1的不间断电源***1的初始状态的图。
图6是说明基于实施方式1的不间断电源***1的将开关刚接通后的状态的图。
图7是说明基于实施方式1的不间断电源***1的仿真结果的图。
图8是说明基于实施方式1的变形例1的不间断电源***1P的结构的图。
图9是说明基于实施方式1的变形例2的不间断电源***1Q的结构的图。
图10是说明基于实施方式2的不间断电源***1#的结构的图。
图11是说明基于实施方式2的电容器电压指令值制作电路52A的结构的图。
图12是说明基于实施方式2的电容器电压控制电路55A的结构的图。
图13是将基于实施方式2的不间断电源***1#示意化的图。
图14是说明基于实施方式2的等价电路的图。
图15是说明实施方式2的其他的等价电路的图。
图16是说明基于实施方式2的不间断电源***1#的仿真结果的图。
图17是说明基于实施方式2的变形例1的不间断电源***1#P的结构的图。
图18是说明基于实施方式2的变形例2的不间断电源***1#Q的结构的图。
图19是将基于实施方式3的不间断电源***的结构示意化的图。
图20是说明基于实施方式3的不间断电源***1#的仿真结果的图。
具体实施方式
以下，基于附图对实施方式进行说明。在本例中，作为电力供给***的一个例子，而对不间断电源***(以下，UPS(不间断电源，Uninterruptible Power Supply))进行说明。
(实施方式1)
在本实施方式中，在不间断电源***中使用2个交流输出变换器的并联结构进行说明。
图1是说明基于实施方式1的不间断电源***1的结构的图。
参照图1，不间断电源***1包括交流输出变换器(第1交流输出变换器)10A和交流输出变换器(第2交流输出变换器)10B。交流输出变换器10A、10B(也统称作交流输出变换器10)与交流电源2连接并且相对于共通的负载3并联运转。
基于本实施方式1的交流输出变换器10A、10B没有来自另一方的交流输出变换器的信号传递机构的输入而自律地进行控制。
以下，对各交流输出变换器10A、10B的结构进行说明。
交流输出变换器10A包括变压器12A、将交流电压变换为直流电压的整流器14A、直流电容器15A、PWM(脉冲宽度调制，Pulse Width Modulation)变换器16A、输出阻抗17A和控制装置20A。
在整流器14A的后级设置有直流电容器15A，为将直流电压维持为大致一定的结构。整流器14A和直流电容器15A形成直流电路。
此外，在本例中，虽然没有图示，但直流电路被连接在电池上。由此，在交流电源丧失时能够从电池向负载供给电力。
在通常时，由整流器14A得到来自交流电源2的电力，变换为直流电压。
此外，PWM变换器16A被连接在直流电容器15A的后级。
PWM变换器16A按照来自控制装置20A的栅极信号，将直流电力变换为交流电。
在本例中，将交流输出变换器的主电路简略化，但实际上由3相电路构成的情况较多。
关于交流输出变换器10B的结构也与交流输出变换器10A的结构基本上是同样的。交流输出变换器10B包括变压器12B、将交流电压变换为直流电压的整流器14B、直流电容器15B、PWM变换器16B、输出阻抗17B和控制装置20B。
输出阻抗由电抗器构成。
图2是说明基于实施方式1的3相电路的交流输出变换器10的结构的图。
在图2中，作为整流器14A而设置有多个(6个)开关元件，开关元件例如是由IGBT、以及与IGBT逆并联连接的二极管构成的半导体元件。该开关元件被电桥连接。
此外，PWM变换器16A设置有多个(6个)开关元件，开关元件例如是由IGBT以及与IGBT逆并联连接的二极管构成的半导体元件。
开关元件按照来自控制装置20A的门信号被进行接通断开控制。
另外，在本例中为了使说明变得简单，使用能够将三相电路一起表现的单线连线图及相量(向量)图进行说明。
再次参照图1，控制装置20A包括电压检测器21A、基准相位信号制作电路22A(PLL电路)、dq变换器23A、向量乘法器24A、增益乘法器25A、向量加法器26A、dq逆变换器27A、PWM脉冲生成器28、寄存器29A、30A和电流检测器31A。
基准相位信号制作电路22A按照来自电压检测器21A的电压检测信号制作基准相位信号。
基准相位信号制作电路22A将基准相位信号向dq变换器23A输出。
dq变换器23A接受来自电流检测器31A的电流检测信号的输入。
dq变换器23A将来自电流检测器31A的电流检测信号按照基准相位信号计算电流的振幅和相位，取得电流的向量信息。
dq变换法是从电流瞬时值信号得到同步于基准相位信号的d轴电流成分和偏移了90°的q轴电流成分的变换法。
[数式1]
向量乘法器24A对于由dq变换器23A得到的向量信息计算与保存在寄存器29A中的输出阻抗值(
Figure BDA0001994746820000061
设定值)的向量积。
增益乘法器25A对由向量乘法器24A得到的向量积乘以相当于系数k1的增益。向量加法器26A将增益乘法器25A的输出与保存在寄存器30A中的负载电压基准值(
Figure BDA0001994746820000062
设定值)向量相加。
负载电压基准是负载需要的电压，通常是其额定电压，但并不限于此，也可以设定为比该电压稍高或稍低的值。
另外，在本例中对使用寄存器30A的结构进行说明，但并不限于寄存器，只要是能够保存信息的存储机构就可以，也可以做成保存于存储器的结构。关于其他的结构也是同样的。
向量加法器26A将向量相加后的向量和作为负载电压指令输出。
dq逆变换器27A对来自向量加法器26A的负载电压指令进行dq逆变换，生成电压基准。PWM脉冲生成器28A按照由dq逆变换得到的电压基准来控制PWM变换器16A的输出电压。
关于控制装置20B也与控制装置20A是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
接着，对基于实施方式1的交流输出变换器的作用进行说明。
图3是将基于实施方式1的不间断电源***1示意化的图。
如图3所示，不间断电源***1是将交流输出变换器10A、10B相对于共通的负载3并联连接的结构。
[数式2]
将PWM变换器16A和其控制表示为等价的电压源
Figure BDA0001994746820000071
示意化为将电压源
Figure BDA0001994746820000072
与输出阻抗
Figure BDA0001994746820000073
串联地连接的结构。
同样，关于交流输出变换器10B，也将PWM变换器16和其控制表示为等价的电压源
Figure BDA0001994746820000074
示意化为将电压源
Figure BDA0001994746820000075
与输出阻抗
Figure BDA0001994746820000076
串联地连接的结构。
对于在输出阻抗
Figure BDA0001994746820000077
中流动的电流，控制装置20A用dq变换器23执行dq变换，得到电流的向量信息
Figure BDA0001994746820000078
向量乘法器24A执行该电流向量与阻抗
Figure BDA0001994746820000079
的向量乘法而得到向量积
Figure BDA00019947468200000710
进而，这里作为得到该向量积的一部分的手段的一个例子，使用增益乘法器25A将比1小的标量的系数k1与向量积相乘，得到
Figure BDA00019947468200000711
向量加法器26对
Figure BDA00019947468200000712
与负载电压指令
Figure BDA00019947468200000713
进行向量加法。随之，得到交流输出变换器10A的电压指令值
Figure BDA00019947468200000714
该电压指令值由下式(1)表示。
Figure BDA00019947468200000715
同样，得到交流输出变换器10B的电压指令值。该电压指令值由(2)式表示。其中，在(2)式中，
Figure BDA00019947468200000716
是在交流输出变换器10B的输出阻抗
Figure BDA00019947468200000717
中流动的电流。在交流输出变换器10B中使用增益系数k2。
Figure BDA00019947468200000718
另一方面，实际的电路如图2所示，通过由PWM变换器形成的交流电压源、输出阻抗、负载构成。
电路的电压－电流方程式如果设负载电压为
Figure BDA00019947468200000719
则用下式表示。这里，假设PWM变换器的控制是理想的而没有延迟及误差，实际的输出电压等于电压指令值。
Figure BDA00019947468200000720
Figure BDA00019947468200000721
这里，如果设负载的阻抗为
Figure BDA00019947468200000722
则负载电压
Figure BDA00019947468200000723
用下式表示。
Figure BDA00019947468200000724
上式(3)如果将左边用式(1)的右边替换，则如下式这样表示。
Figure BDA00019947468200000725
如果将其变形，则得到下式(7)。
Figure BDA00019947468200000726
关于交流输出变换器10B的式(4)也同样地变形，得到下式。
Figure BDA0001994746820000081
式(3)、(4)在图3中，用从交流电源
Figure BDA0001994746820000082
经过2个等价的输出阻抗、即
Figure BDA0001994746820000083
与
Figure BDA0001994746820000084
的并联电路向负载供给电流的等价电路表示。
图4是说明基于实施方式1的等价电路的图。
参照图4，表示基于上式(7)、(8)的等价电路。
[数式3]
从交流输出变换器10A、10B向负载3供给的电流
Figure BDA0001994746820000085
和
Figure BDA0001994746820000086
的分担比率由等价的输出阻抗的比率决定。
即，如果将式(7)、(8)的右边置于等号两边而变形，则得到下式。
Figure BDA0001994746820000087
根据该关系，
Figure BDA0001994746820000088
和
Figure BDA0001994746820000089
的分担比率由下式表示。
Figure BDA00019947468200000810
在交流输出变换器10A、10B由相同的电路构成的情况下，是
Figure BDA00019947468200000811
进而，如果设在控制中使用的系数相等，为k1＝k2，则可知在恒常状态下，从2个交流输出变换器10A、10B向负载3供给的电流被均等地分担，为
Figure BDA00019947468200000812
如以上所述，通过使用基于本发明的实施方式的控制装置20A、20B，能够使2个交流输出变换器10A、10B的电流平衡或适当分担。
由于在实际的控制中有延迟，所以在达到上面说明的恒常状态之前花费有时间。以下，对其状况进行说明。
为了使说明变得简单，设想交流输出变换器10A、10B具有相同的输出阻抗
Figure BDA00019947468200000813
且使用相同的系数k而进行控制。
对作为初始状态而从交流输出变换器10A向负载3供给所有的电流的状态起，当将开关SW接通而将交流输出变换器10B被连接，交流输出变换器10A的输出电流逐渐增加，而电流平衡的状况进行说明。
图5是说明基于实施方式1的不间断电源***1的初始状态的图。
在图5的(A)中示出初始状态的等价电路图。
在图5的(B)中示出初始状态下的向量图(相量图)。
假设将电抗器作为输出阻抗，而记载作为输出阻抗主要由电感构成的向量图。
此外，将负载用功率因数1的电阻R表示。
开关SW被接通前的电流电压的方程式为下式这样。
[数式4]
Figure BDA0001994746820000091
Figure BDA0001994746820000092
交流输出变换器的电压基准由于输出电流为0，所以用下式表示。
[数式5]
Figure BDA0001994746820000093
如果开关SW被接通，则交流输出变换器10A、10B作为电压源被连接到负载。
在该瞬间，负载电压及电流分担变化。如果设变化后的负载电压为
Figure BDA0001994746820000094
设来自各交流输出变换器的电流为
Figure BDA0001994746820000095
则以下的方程式成立。但是，由于在控制中有延迟，所以设为电压基准
Figure BDA0001994746820000096
和
Figure BDA0001994746820000097
不变化。
[数式6]
Figure BDA0001994746820000098
Figure BDA0001994746820000099
Figure BDA00019947468200000910
如果将式(14)、(15)相加，则得到下式。
[数式7]
Figure BDA00019947468200000911
如果根据式(16)将
Figure BDA00019947468200000912
代入到上式(17)中并整理，则得到下式。
Figure BDA00019947468200000913
交流输出变换器10B的电流
Figure BDA00019947468200000914
通过将变化后的负载电压
Figure BDA00019947468200000915
与电压源
Figure BDA00019947468200000916
的差除以阻抗而得到。
[数式8]
Figure BDA00019947468200000917
这里，由于负载电压的向量与负载电压基准的向量接近，所以可以考虑在将开关SW接通的前后，负载电流不从初始值
Figure BDA00019947468200000918
较大地变化。即，可以考虑
Figure BDA00019947468200000919
所以电流
Figure BDA00019947468200000920
可以由以下的近似式给出。
Figure BDA0001994746820000101
这里，由于1-k＞0成立，所以电流
Figure BDA0001994746820000102
拥有不是零的有限的值。
由于成为从交流输出变换器10B向负载3供给电流，所以来自交流输出变换器10A的电流
Figure BDA0001994746820000103
从
Figure BDA0001994746820000104
减小。
在经过控制的动作延迟后，新的交流输出变换器10B的
Figure BDA0001994746820000105
由于用增加后的电流
Figure BDA0001994746820000106
再计算，所以成为从初始状态的
Figure BDA0001994746820000107
稍稍相位提前的向量。
交流输出变换器10A的电压基准
Figure BDA0001994746820000108
由于用减小后的电流
Figure BDA0001994746820000109
再计算，所以成为从初始状态延迟的向量。
图6是说明基于实施方式1的不间断电源***1的将开关刚接通后的状态的图。
在图6的(A)中示出将开关刚接通后的状态的等价电路图。
在图6的(B)中示出将开关接通的状态下的向量图(相量图)。
[数式9]
反复进行这样的动作，在交流输出变换器10B的电压基准
Figure BDA00019947468200001010
交流输出变换器10A的电压基准
Figure BDA00019947468200001011
成为相等后，交流输出变换器10A、10B的电流平衡，达到恒常状态。
图7是说明基于实施方式1的不间断电源***1的仿真结果的图。
在图7的(A)中示出交流输出变换器10A、10B的输出电流的瞬时值。
在图7的(B)中，示出交流输出变换器10A、10B的输出电流的与负载基准电压平行的成分的波形。
在图7的(C)中，示出交流输出变换器10A、10B的输出电压和负载电压。
在本例中，作为简单的***，通过使用两个单相电压源的模型进行仿真，上述两个单相电压源输出控制装置20A、20B计算的电压基准值。设想电抗器作为输出阻抗，表示出仿真结果的波形。
[数式10]
另外，为了使计算变得简单，在图7(B)中，仅是将各自的输出电流的d轴成分取出而计算各个交流输出变换器的电压基准
Figure BDA00019947468200001012
和
Figure BDA00019947468200001013
即使这样，在使用由输出阻抗带来的电压下降的一部分进行计算这一点上也没有变化。
在仿真中，由于设想了几百ms左右的控制延迟，所以表示出2个交流输出变换器的电流在几百ms左右逐渐平衡。这样，通过仿真也表示出有如用计算式说明的那样的作用。
在本例中对2个交流输出变换器的并联结构进行了说明，但关于3台以上的情况也同样能够适用。
根据本实施方式1的结构，交流输出变换器10A、10B能够仅使用能够由各个装置观测的信号进行控制，而能够控制交流输出变换器10A、10B间的电流分担或电流平衡。此外，由于交流输出变换器10A、10B能够仅由各自具有的控制装置20A、20B进行控制，所以能够不需要多个交流输出变换器所共通的控制装置、交流输出变换器间的信号交换机构。
因而，各个交流输出变换器的独立性能够变高，且在交流输出变换器的部分停止或增设等时对***整体带来的影响也能够变小。
(实施方式1的变形例1)
在上述中，对作为输出阻抗而使用电抗器的结构进行了说明，但即使在输出侧设置有变压器的结构的情况下，由于输出变压器的短路阻抗(漏阻抗)与电抗器是等价的，所以能够得到同样的作用。
图8是说明基于实施方式1的变形例1的不间断电源***1P的结构的图。
如图8所示，不间断电源***1P与不间断电源***1相比，在将交流输出变换器10A替换为交流输出变换器10PA、并且将交流输出变换器10B替换为交流输出变换器10PB这一点不同。
交流输出变换器10PA与交流输出变换器10A相比，在代替阻抗17A而设置有变压器18A这一点不同。电流检测器31A设置在PWM变换器16A与变压器18A之间。关于其他结构与在图1中说明的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
此外，交流输出变换器10PB与交流输出变换器10B相比，在代替阻抗17B而设置有变压器18B这一点不同。电流检测器31B设置在PWM变换器16B与变压器18B之间。关于其他的结构与在图1中说明的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
在该结构中，也能够得到与实施方式1同样的效果。
另外，也可以做成将电流检测器31A、31B设置在交流负载3与变压器18A、18B之间的结构。
(实施方式1的变形2)
图9是说明基于实施方式1的变形例2的不间断电源***1Q的结构的图。
参照图9，不间断电源***1Q与不间断电源***1相比，在将交流输出变换器10A替换为交流输出变换器10QA、并将交流输出变换器10B替换为交流输出变换器10QB这一点不同。
交流输出变换器10QA与交流输出变换器10A相比，在从连接负载3的母线电压得到基准相位这一点不同。关于其他的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
此外，交流输出变换器10QB与交流输出变换器10B相比，在从连接负载3的母线电压得到基准相位这一点不同。关于其他的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。该结构也为与实施方式1同样的作用。
此外，连接负载的母线的电压也是对于2个交流输出变换器共通的信息，此外是能够由2个交流输出变换器分别独立地检测的信息，能够得到与实施方式1同样的效果。
(实施方式2)
在实施方式2中对其他的不间断电源***1#进行说明。
图10是说明基于实施方式2的不间断电源***1#的结构的图。
参照图10，不间断电源***1#包括交流输出变换器11A和交流输出变换器11B。交流输出变换器11A、11B(也统称作交流输出变换器11)与交流电源2连接，并且相对于共通的负载3并联运转。
在本例中，表示了作为输出阻抗而设置有LCL滤波器的结构。LCL滤波器减小PWM变换器的载波频率成分，向负载供给基波交流电压。
另外，在本例中，在从负载3连接的母线电压得到基准相位信号这一点与实施方式1不同。
基于本实施方式2的交流输出变换器11A、11B能够没有来自另一方的交流输出变换器的信号传递机构的输入而自律地进行控制。
以下，对各交流输出变换器11的结构进行说明。
交流输出变换器11A包括变压器12A、将交流电压变换为直流电压的整流器14A、直流电容器15A、PWM变换器16A、LCL滤波器18A和控制装置50A。
控制装置50A包括电压检测器21A、基准相位信号制作电路22A(PLL电路)、dq变换器23A、电容器电压指令值制作电路52A、电容器电压控制电路55A、电压检测器53A、电流检测器54A和寄存器56A。
控制装置50A的电容器电压控制电路55A控制LCL滤波器18A中的电容器电压。
电压检测器53A检测电容器电压。此外，电流检测器54A检测流过电容器的电容器电流。
电流检测器31A计测交流输出变换器11A的输出电流，向控制装置50A输入。
电容器电压控制电路55A是经由电压检测器53A得到电容器电压，并进行反馈控制以使其值与电压基准信号一致的结构。
将电容器电压信号通过dq变换而变换为d轴成分、q轴成分。对PWM变换器16A的输出电压进行控制，以使这些信号与电压基准信号的d轴成分Erefd、q轴成分Erefq的差成为零。
图11是说明基于实施方式2的电容器电压指令值制作电路52A的结构的图。
如图11所示，电容器电压指令值制作电路52A包括向量乘法器60和向量加法器70。
控制装置50A使用由电流检测器31A计测出的电流信号，通过下式所表示的运算制作电容器电压指令值，基于它对电容器电压进行控制。
[数式11]
Figure BDA0001994746820000131
通过(21)式的运算，制作电容器电压指令值。在本例中，阻抗
Figure BDA0001994746820000132
是LCL滤波器18A的负载侧电抗器的阻抗，用电感L1和电阻R1表示。该电感L1和电阻R1被预先保存在寄存器56A中。
dq变换器23A接受来自电流检测器31A的电流检测信号的输入。
dq变换器23A将来自电流检测器31A的电流检测信号按照基准相位信号计算电流的振幅和相位，取得电流的向量信息。
向量乘法器60对于电流的向量信息的dq轴成分，用向量乘法器乘以LCL滤波器18A的负载侧电抗器的电感带来的阻抗ωL1和电阻R1，得到向量积。
[数式12]
向量加法器70对来自向量乘法器60的输出，向量相加负载电压指令
Figure BDA0001994746820000141
而设为交流输出变换器11A的电容器电压指令值。在本例中，设负载电压指令
Figure BDA0001994746820000142
仅由与基准相位同步的成分构成。电容器电压指令由d轴成分的电压基准信号
Figure BDA0001994746820000143
和q轴成分的电压基准信号
Figure BDA0001994746820000144
构成。
图12是说明基于实施方式2的电容器电压控制电路55A的结构的图。
如图12所示，电容器电压控制电路55A包括dq变换器86和87、增益乘法器(系数k1)80和81、传递函数乘法器82和83、传递函数乘法器90和91、dq逆变换器92、PWM脉冲发生器93、差分器84和85以及加法器88和89。
差分器84运算d轴成分的电压基准信号与d轴成分的电容器电压信号的差，向传递函数乘法器82输出。由传递函数乘法器82将差分器84的误差放大，向加法器88输出。
加法器88将与系数k1成比例的电压基准信号和传递函数乘法器82的输出相加，并运算与d轴成分的电容器电流信号的差，向传递函数乘法器90输出。由传递函数乘法器90将加法器88的误差放大，向dq逆变换器92输出。
关于q轴成分也是同样的。
具体而言，差分器85运算q轴成分的电压基准信号与q轴成分的电容器电压信号的差，向传递函数乘法器83输出。由传递函数乘法器83将差分器85的误差放大，向加法器89输出。
加法器89将与系数k1成比例的电压基准信号和传递函数乘法器83的输出相加，并运算与q轴成分的电容器电流信号的差，向传递函数乘法器91输出。由传递函数乘法器91将加法器89的误差放大，向dq逆变换器92输出。
dq逆变换器92将输出逆变换为三相的信号，向PWM脉冲发生器93输出。
PWM脉冲生成器93A按照由dq逆变换得到的电压基准，对PWM变换器16A的输出电压进行控制。
关于控制装置50B也与控制装置50A是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
接着，对基于实施方式2的交流输出变换器的作用进行说明。
图13是将基于实施方式2的不间断电源***1#示意化的图。
如图13所示，不间断电源***1#是将交流输出变换器11A、11B相对于共通的负载3并联连接的结构。
[数式13]
由于LCL滤波器18A的电容器电压被控制为一定，所以包括电容器而将PWM变换器16A侧观察的电路可以用戴维南(Thevenin)的等价电路表示，该等价电路具有由电压基准信号
Figure BDA0001994746820000151
形成的电压源和串联的等价阻抗。
在图11所示的结构中，如果设PWM变换器的输出电压为
Figure BDA0001994746820000152
设电容器电压为
Figure BDA0001994746820000153
设电容器电流为
Figure BDA0001994746820000154
设电容器的导纳(admittance)为
Figure BDA0001994746820000155
则关于在电路的阻抗
Figure BDA0001994746820000156
中流过的电流和电容器电流，可得到下式的关系式。
Figure BDA0001994746820000157
Figure BDA0001994746820000158
PWM变换器的输出电压
Figure BDA0001994746820000159
用电容器电压控制的增益K1、传递函数
Figure BDA00019947468200001510
如下式这样表示。
通过增益K1、传递函数
Figure BDA00019947468200001511
形成的控制信号成为PWM变换器的电压基准信号，而该电压基准信号与主电路电压之间的增益为1。即，可以考虑电压基准信号和主电路电压的增益已经包含在增益K1、传递函数
Figure BDA00019947468200001512
中。
[数式14]
Figure BDA00019947468200001513
如果应用式(23)而整理，则
Figure BDA00019947468200001514
将其代入到(22)式中，将
Figure BDA00019947468200001515
表现为
Figure BDA00019947468200001516
和
Figure BDA00019947468200001517
的函数。
Figure BDA00019947468200001518
Figure BDA00019947468200001519
Figure BDA00019947468200001520
Figure BDA00019947468200001521
Figure BDA00019947468200001522
这里，如果设
Figure BDA00019947468200001523
的系数为
Figure BDA00019947468200001524
设
Figure BDA00019947468200001525
的系数为
Figure BDA00019947468200001526
则
Figure BDA00019947468200001527
进而，如果对
Figure BDA0001994746820000161
代入式(21)，则
Figure BDA0001994746820000162
因而，计算出下式。
Figure BDA0001994746820000163
如果使用它来表现图9的等价电路，则能够记载为如图12那样。
图12成为与在上述中说明的图3基本上同样的结构。
与图3的结构不同的点是，对负载电压指令
Figure BDA0001994746820000164
乘以由电路常数和控制增益/传递函数构成的系数
Figure BDA0001994746820000165
而作为电压源。
此外，对于电压源和负载的阻抗，将
Figure BDA0001994746820000166
作为等价阻抗而串联连接这一点不同。
图14是说明基于实施方式2的等价电路的图。
[数式15]
如图14所示，在图13的结构中，在控制增益/传递函数、电路阻抗在2个交流输出变换器之间相等的情况下，为
Figure BDA0001994746820000167
与在实施方式1中说明的同样，在实施方式2中也同样地，在2个交流输出变换器之间能够控制电流分担，能够使电流平衡。
此外，关于电路阻抗和控制增益/传递函数，通过保持下式的关系，能够在2个交流输出变换器之间将电流分担设为任意的比率h。
Figure BDA0001994746820000168
当该关系成立时，计算第2个交流输出变换器的系数
Figure BDA0001994746820000169
Figure BDA00019947468200001610
Figure BDA00019947468200001611
式(30)表示，如果式(29)的关系成立，则2个交流输出变换器的等价电路的电压源的大小相等。
此外，式(31)表示第2个交流输出变换器的等价阻抗为第1个交流输出变换器的h倍。
图15是说明实施方式2的其他的等价电路的图。
[数式16]
如图14所示，在式(28)的关系成立的情况下，在
Figure BDA00019947468200001612
与
Figure BDA00019947468200001613
之间，下式成立。
Figure BDA0001994746820000171
Figure BDA0001994746820000172
因而，通过适当调整电路阻抗和控制增益/传递函数，能够调整2个交流输出变换器的电流分担。
图16是说明基于实施方式2的不间断电源***1#的仿真结果的图。
在图16的(A)中示出交流输出变换器11A、11B的输出电流的代表相的有效值和相位。表示了在时间轴零点而2台起动后，在0.3～0.4秒左右电流分担成为均等的状况。进而，表示了即使然后在0.5秒将负载减轻、或在0.8秒将负载再次变化为原来的值，也保持着电流分担。
在图16的(B)中表示负载电压的有效值和相位。表示了在恒常状态下，即使有负载变动，负载电压也被保持为大致一定的电压。
在本仿真中，由于因在交流输出变换器11A、11B中设置有相同的电容器电压控制电路而通过相同的电容器电压指令而动作，所以以2台交流输出变换器11A、11B的电容器电压一致的方式进行控制。假如，即便来自2台交流输出变换器11A、11B的输出电流因某种因素而成为不平衡，也进行控制以使得最终输出电流平衡。
另外，负载连接的母线的电压是对2个交流输出变换器共通的信息，是能够分别独立地检测的信息。通过这样得到的基准相位，能够得到与实施方式1同样的作用、效果。
因而，在本实施方式中，交流输出变换器也能够仅使用能够由各个装置观测的信号进行控制，控制交流输出变换器间的电流平衡。此外，由于交流输出变换器仅由各自中具有的控制装置进行控制，所以能够不需要对于多个交流输出变换器共通的控制装置、交流输出变换器间的信号交换机构。
(实施方式2的变形例1)
在上述中，说明了作为输出阻抗而使用LCL滤波器的负载侧电抗器的结构，但在代替负载侧电抗器而设置有变压器的结构的情况下，由于输出变压器的短路阻抗(漏阻抗)与电抗器等价，所以也能够得到同样的作用。
图17是说明基于实施方式2的变形例1的不间断电源***1#P的结构的图。
如图17所示，不间断电源***1#P与不间断电源***1#相比，在将交流输出变换器11A替换为交流输出变换器11#PA并将交流输出变换器11B替换为交流输出变换器11#PB这些点上不同。
交流输出变换器11#PA与交流输出变换器11A相比，在去除LCL滤波器18A的电抗器，并代替电抗器而设置有变压器18A这些点上不同。电流检测器31A设置在滤波器与变压器18A之间。关于其他的结构与在图1中说明的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
此外，交流输出变换器11#PB与交流输出变换器11B相比，在去除LCL滤波器18B的电抗器、代替电抗器而设置有变压器18B这些点上不同。电流检测器31B设置在滤波器与变压器18B之间。关于其他的结构与在图1中说明的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
在该结构中，也能够得到与实施方式1同样的效果。
另外，也可以做成将电流检测器31A、31B设置在交流负载3与变压器18A、18B之间的结构。
(实施方式2的变形2)
图18是说明基于实施方式2的变形例2的不间断电源***1#Q的结构的图。
参照图18，不间断电源***1#Q与图10的不间断电源***1#相比，在将交流输出变换器11A替换为交流输出变换器11#QA并将交流输出变换器11B替换为交流输出变换器11#QB这些点上不同。
交流输出变换器11#QA与交流输出变换器11A相比，在从连接负载3的母线电压得到基准相位这一点上不同。关于其他的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。
此外，交流输出变换器11#QB与交流输出变换器11B相比，在从连接负载3的母线电压得到基准相位这一点上不同。关于其他的结构是同样的，所以关于其详细的说明不再重复。该结构也为与实施方式1同样的作用。
该结构也为与实施方式2同样的作用。
此外，负载连接的母线的电压也是对于2个交流输出变换器共通的信息，此外是能够由2个交流输出变换器分别独立地检测的信息。
因而，能够得到与实施方式2同样的效果。
(实施方式3)
图19是将基于实施方式3的不间断电源***的结构示意化的图。
在图19中，表示了对应用到3台不同的交流输出变换器的情况进行了示意化的情况。例如，对设置有交流输出变换器11A、11B、11C的情况进行说明。
[数式17]
在本例中，表示了3台交流输出变换器11A、11B、11C是容量相互不同的交流输出变换器，表示将LCL滤波器18的负载侧电抗器L1的阻抗设为
Figure BDA0001994746820000191
的结构的情况。
例如，对各交流输出变换器11A、11B、11C的阻抗的比设为
Figure BDA0001994746820000192
等，将传递函数也同样地比率调整的情况进行说明。
图20是说明基于实施方式3的不间断电源***1#的仿真结果的图。
如图20所示，确认了在该结构中，交流输出变换器11A、11B、11C的输出电流的比与阻抗比成反比例，进行控制以成为
Figure BDA0001994746820000193
因而，在本实施方式中，也是交流输出变换器仅使用能够由各个装置观测的信号进行控制，能够控制交流输出变换器间的电流平衡。
进而，在交流输出变换器的负载侧电抗器的阻抗的值不同的情况下，也通过制作与其对应的电压指令值，即使在将不同容量的交流输出变换器并联的情况下，也能够进行控制以成为与各个交流输出变换器对应的电流分配。
以上，对本发明的实施方式进行了说明，但此次公开的实施方式在全部的方面都是例示而不应被认为是限制性的。本发明的范围由权利要求书表示，意味着包含与权利要求书等价的意义及范围内的全部变更。
标号说明
1、1P、1#、1#P不间断电源***；2交流电源；3负载；10、10A、10B、11、11A、11B交流输出变换器；12A、12B变压器；14A、14B整流器；15A、15B直流电容器；16A、16B PWM变换器；17A、17B输出阻抗；18A、18B LCL滤波器；20A、20B、50A、50B控制装置；21A、21B、53A、53B电压检测器；22A、22B基准相位信号制作电路；23A、23B dq变换器；24A、24B、60向量乘法器；25A、25B增益乘法器；26A、26B、70向量加法器；27A、27B、92 dq逆变换器；28A、28B、93 PWM脉冲生成器；29A、29B、30A、30B、56A、56B寄存器；31A、31B、54A、54B电流检测器；52A、52B电容器电压指令值制作电路；55A、55B电容器电压控制电路。

Claims (11)

1.一种电力供给***， 具备向交流负载供给电力的并联连接的多个交流输出变换器；各上述交流输出变换器包含：输出阻抗，与上述交流负载连接；PWM变换器即脉冲宽度调制变换器，将直流电力变换为交流电力；以及控制装置，对上述PWM变换器输出电压指令值；上述控制装置包含：向量加法器，将由流过上述输出阻抗的电流产生的电压下降的一部分与交流负载的电压指令值进行向量相加；以及变换器，基于上述向量相加后的向量和，输出对上述PWM变换器的电压指令值。
2.如权利要求1所述的电力供给***， 上述输出阻抗由电抗器构成。
3.如权利要求1所述的电力供给***， 上述输出阻抗由变压器的漏电感构成。
4.如权利要求1所述的电力供给***， 上述控制装置包含向量乘法器；上述向量乘法器对上述输出阻抗的值与流过上述输出阻抗的电流的积，乘以大致比1小的系数，计算上述电压下降的一部分。
5.如权利要求1所述的电力供给***， 上述控制装置包含：检测器，检测流过上述输出阻抗的电流；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据上述检测器的检测结果检测电流成分的、与交流***电压同步的基准相位信号。
6.如权利要求1所述的电力供给***， 上述控制装置包含：检测器，检测流过上述输出阻抗的电流；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据上述检测器的检测结果检测电流成分的、与连接有上述交流负载的母线的电压同步的基准相位信号。
7.一种电力供给***，具备向交流负载供给电力的并联连接的多个交流输出变换器；各上述交流输出变换器包含：LCL滤波器，与上述交流负载连接；PWM变换器即脉冲宽度调制变换器，将直流电力变换为交流电力；以及控制装置，对上述PWM变换器输出电压指令值；上述控制装置包含：检测上述LCL滤波器的电容器的电压的检测器；信号生成电路，将由流过电抗器的电流产生的电压下降的一部分与上述交流负载的电压指令值进行向量相加，生成电压基准信号，该电抗器设置在上述LCL滤波器的上述交流负载侧；以及电压控制装置，对上述PWM变换器输出电压指令值，以使上述电压基准信号与由上述检测器检测出的上述电容器的电压一致。
8.如权利要求7所述的电力供给***， 设置在上述LCL滤波器的上述交流负载侧的电抗器由变压器的漏电感构成。
9.如权利要求7所述的电力供给***， 上述信号生成电路将上述LCL滤波器的与上述交流负载连接的电抗器的阻抗与流过上述电抗器的电流的向量积、与上述交流负载的电压指令值进行向量相加。
10.如权利要求7所述的电力供给***， 上述控制装置包含：检测流过上述电抗器的电流的检测器；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据上述检测器的检测结果检测电流成分的、与交流***电压同步的基准相位信号。
11.如权利要求7所述的电力供给***，上述控制装置包含：检测流过上述电抗器的电流的检测器；以及基准相位信号生成电路，生成用来根据上述检测器的检测结果检测电流成分的、与连接有上述交流负载的母线的电压同步的基准相位信号。
CN201680089270.1A 2016-09-14 2016-09-14 电力供给*** Active CN109716641B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2016/077129 WO2018051433A1 (ja) 2016-09-14 2016-09-14 電力供給システム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109716641A CN109716641A (zh) 2019-05-03
CN109716641B true CN109716641B (zh) 2021-05-04

Family

ID=61619887

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680089270.1A Active CN109716641B (zh) 2016-09-14 2016-09-14 电力供给***

Country Status (6)

Country Link
US (1) US10581338B2 (zh)
EP (1) EP3514942B1 (zh)
JP (1) JP6802278B2 (zh)
CN (1) CN109716641B (zh)
ES (1) ES2944136T3 (zh)
WO (1) WO2018051433A1 (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019106257A1 (de) * 2019-03-12 2020-09-17 Sma Solar Technology Ag Batterie-Wechselrichtersystem
CN113612402A (zh) * 2021-08-09 2021-11-05 山特电子（深圳）有限公司 一种三相逆变控制***和控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08280192A (ja) * 1995-04-07 1996-10-22 Meidensha Corp インバータの並列運転方法およびその装置
CN1169610A (zh) * 1996-06-12 1998-01-07 株式会社明电舍 带三个以上并联驱动脉宽调制电力变换单元的电力变换器
CN103280999A (zh) * 2013-04-24 2013-09-04 浙江大学 一种多模块逆变器有线并联数字控制方法
CN104466963A (zh) * 2014-12-11 2015-03-25 湖南大学 一种电力感应调控滤波装置及其控制方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2679411B2 (ja) 1990-12-19 1997-11-19 三菱電機株式会社 交流出力変換器の並列運転制御装置
JP3389072B2 (ja) * 1997-09-05 2003-03-24 芝府エンジニアリング株式会社 電力変換装置
JP3590735B2 (ja) * 1999-03-15 2004-11-17 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置の制御回路
JP3797879B2 (ja) * 2001-02-14 2006-07-19 財団法人鉄道総合技術研究所 零相電流制御機能付きｐｗｍ変換器の制御装置
JP4664836B2 (ja) * 2006-02-28 2011-04-06 オリジン電気株式会社 三相電圧型交直変換装置
JP2009022094A (ja) * 2007-07-11 2009-01-29 Fuji Electric Systems Co Ltd 三相交流−交流変換装置
JP5217397B2 (ja) * 2007-12-04 2013-06-19 富士電機株式会社 電力変換装置の並列運転制御システム
JP5453729B2 (ja) * 2008-04-14 2014-03-26 株式会社ジェイテクト モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
US8379416B1 (en) * 2011-08-29 2013-02-19 General Electric Company Power conversion system and method
JP6058884B2 (ja) * 2011-11-15 2017-01-11 株式会社コンピュータシステム研究所 建築物品質評価装置、その方法、プログラムおよび記憶媒体
JP5803681B2 (ja) * 2012-01-12 2015-11-04 株式会社明電舎 Ｐｗｍ電力変換器の並列運転装置
JP6397613B2 (ja) * 2013-09-27 2018-09-26 株式会社ダイヘン インバータ回路を制御する制御回路、当該制御回路を備えたインバータ装置、当該インバータ装置を備えた電力システム、および、制御方法
JP6586723B2 (ja) 2014-10-15 2019-10-09 株式会社明電舎 電力変換装置の横流電流抑制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08280192A (ja) * 1995-04-07 1996-10-22 Meidensha Corp インバータの並列運転方法およびその装置
CN1169610A (zh) * 1996-06-12 1998-01-07 株式会社明电舍 带三个以上并联驱动脉宽调制电力变换单元的电力变换器
CN103280999A (zh) * 2013-04-24 2013-09-04 浙江大学 一种多模块逆变器有线并联数字控制方法
CN104466963A (zh) * 2014-12-11 2015-03-25 湖南大学 一种电力感应调控滤波装置及其控制方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A Robust Equal-Load-Sharing Control Scheme for Parallel UPS Units with Time Delay Consideration;Mohammad Bani Shamseh 等;《2016 IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC-ECCE Asia)》;20160714;第1-8页 *
Current Weighting Distribution Control Strategy forMulti-Inverter Systems to Achieve Current Sharing;Tsai-Fu Wu 等;《IEEE Transactions on Power Electronics》;20070108;第22卷(第1期);第160-168页 *
Mohammad Bani Shamseh 等.A Robust Equal-Load-Sharing Control Scheme for Parallel UPS Units with Time Delay Consideration.《2016 IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC-ECCE Asia)》.2016,第1-8页. *

Also Published As

Publication number Publication date
US20190214918A1 (en) 2019-07-11
WO2018051433A1 (ja) 2018-03-22
CN109716641A (zh) 2019-05-03
JPWO2018051433A1 (ja) 2019-06-27
EP3514942A1 (en) 2019-07-24
JP6802278B2 (ja) 2020-12-16
US10581338B2 (en) 2020-03-03
ES2944136T3 (es) 2023-06-19
EP3514942B1 (en) 2023-03-08
EP3514942A4 (en) 2020-04-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
de Araujo Ribeiro et al. A robust DC-link voltage control strategy to enhance the performance of shunt active power filters without harmonic detection schemes
US8009450B2 (en) Method and apparatus for phase current balance in active converter with unbalanced AC line voltage source
EP0510601B1 (en) Parallel operation system of AC output inverters
WO2015166613A1 (ja) 単相系統に接続される電力変換装置
EP3116117B1 (en) Inverter testing apparatus
JP2012055148A (ja) 電力変換装置の高調波電流抑制装置および高調波電流抑制方法
JP6818191B1 (ja) 電力変換装置
JP2009219263A (ja) 単相電圧型交直変換装置
CN110663163A (zh) 用于控制三相维也纳式整流器的方法
CN109716641B (zh) 电力供给***
JP5351390B2 (ja) 電力変換装置
JP6593843B2 (ja) 三相インバータの並列運転制御方法及び並列運転制御装置
WO2023058196A1 (ja) 電力変換装置及び制御装置
JPH0515070A (ja) 並列運転制御装置
CN112202340B (zh) 一种级联式电力电子变压器及其控制方法
JPH0515069A (ja) ３相交流出力変換器の並列運転制御装置
JP2005110335A (ja) 電力変換装置
WO2021180325A1 (en) Controlling a cascaded multilevel converter
Kharitonov et al. Zero sequence astatic control of three-phase four-leg voltage source inverter of power supply system
JP7126631B1 (ja) 電力変換装置及び制御装置
Janik et al. Complete solution of 4-level flying capacitor converter for medium-voltage drives with active voltage balancing control with phase-disposition PWM
Misra Decoupled Vector Control of Grid Side Converter with Less Number of Sensors under imbalanced Grid Conditions
WO2014050934A1 (ja) 単相電圧型交直変換装置
Brodatzki et al. Decoupled circulating-and output-current control of parallel inverter systems
WO2014050936A1 (ja) 単相電圧型交直変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant