CN104040867A - Pwm电力变换器的并联运转装置 - Google Patents

Abstract

即使在发生电压饱和的情况下，也不会干涉横流补偿功能而进行抗饱和处理。具备将输出限制后的电压指令V1_cmd、V2_cmd中的平均值作为反馈值算出的反馈值算出部，将作为上述反馈值V_fb(Vd_fb，Vq_fb)和电压指令Vd_cmd的偏差的由电压指令控制部3a、3b限制了的操作量的饱和量乘以反馈增益Kfb所得的值加上电流指令值Id_cmd、Iq_cmd和电流检测值Id_det、Iq_det的偏差所得的值用于上述电流控制部6a、6b的积分运算所采用的偏差中。

Description

PWM电力变换器的并联运转装置

技术领域

本发明涉及采用了PWM控制的电力变换器的运转方法，特别涉及并联连接了电力变换器的情况下的电压饱和时的动作。

背景技术

一般，为了实现电动机驱动装置等电力变换***的大容量化，需要使电力变换器大容量化，作为其方法之一，已知有使多个电力变换器并联运转，并向电动机供给各电力变换器的输出电力之和的方法。

在电力变换器的并联运转中，有将各电力变换器经由电抗器或相间电抗器与电动机连接的方法。在并联的各电力变换器的直流电源是共用电源的情况下，各电力变换器会电结合，因此，由于各电力变换器的开关特性的波动而产生电压差。由于该电压差，在各电力变换器间流过不需要的循环电流，该循环电流被称为“横流”。

以下，在本申请说明书中，以具备并联逆变器以及横流补偿功能并且进一步发生电压饱和的PWM电力变换器的并联运转装置为前提进行考虑。

图5是表示一般的PWM电力变换器的并联运转装置的一个例子的结构图。另外，在图5中，在信号线上有3条斜线的情况意味着是3相信号。

在图5所示的PWM电力变换器的并联运转装置中，逆变器INV1、INV2并联连接，经由相间电抗器L_mut与电动机M连接。此时，如果大体上划分电流控制，则可以划分为输出电流的控制和横流的控制。

在输出电流的控制中，通过输出电流控制部5a、5b取得电流指令值Id_cmd、Iq_cmd和电流检测值Id_det、Iq_det的偏差，进行PI控制，通过dq逆变换器2进行dq逆变换。

接着，在横流的控制中，向作为该dq逆变换器2的输出的电压指令V_cmd重叠由横流补偿部BalanceACR(平衡ACR)算出了的横流补偿指令值Vccc_cmp，由电压指令限制部3a、3b用逆变器INV1、INV2的输出界限值施加电压指令限制。将电压指令限制后的电压指令设为V1_cmd、V2_cmd，根据该电压指令限制后的电压指令V1_cmd、V2_cmd，由PWM发生部PWM1、PWM2向逆变器INV1、INV2输出开关指令G1_H、G1_L、G2_H、G2_L，驱动逆变器INV1、INV2，使电动机M运转。

最后检测各逆变器输出电流I1和I2，将其相加，作为***整体的输出电流I_det而进行测量。输出电流I_det为3相电流，因此，为了进行输出电流的控制，由dq变换器4进行dq变换，输出电流检测值Id_det、Iq_det。该dq变换中采用通过编码器等检测到的相位Theta_det。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开2003-134832号公报

专利文献2:日本特开平10-248262号公报

专利文献3:日本特开2007-252144号公报

专利文献4:日本特愿2011-110114号公报

非专利文献

非专利文献1:須田信英，PID制御，朝倉書店，1992年7月1日，pp51～53.

发明内容

在图5所示的PWM电力变换器的并联运转装置中，在各PWM电力变换器的电压指令V_cmd-Vccc_cmp、V_cmd+Vccc_cmp成为增加至电压指令限制部3a、3b的电压限制值那样大的值时，无法保持输出电压的线性。另外，如果要勉强输出电压，则增加至电压限制值的时间变长，因此，电流也失去线性而不会稳定地动作。

这是因为在输出电流控制中包含积分动作。即，偏差(电流指令值和电流检测值的偏差)的积分量增加时，操作量也与其成比例地增大，但是，如果输出电压被限制，则偏差不会变小，要使电压指令Vd_cmd、Vq_cmd放大的过剩积分动作起作用。其结果，失去电流的线性。该现象被称为饱和。

为了简单，考虑在开环中仅取出积分动作，作为输入的偏差如图6(a)那样变化了时的举动。如图6(b)所示，如果没有饱和特性，则操作量沿着OABCD推移。当然，实现在偏差的积分量增加时操作量也与其成比例地增加、在偏差的积分量减少时操作量也与其成比例地减少这样的积分动作的本来的功能。操作量以图6(b)的L这样的值饱和时，积分器的输出依然经过OABCD，但是实际的操作量沿着OAECD推移。此时，在AE间，失去了操作量还与偏差的积分量的增加成比例地增加这样的本来的功能，但是，这是因为饱和而不可避免的。在EC间，尽管偏差的积分量减少，但操作量不减少。这是因为，积分器输出沿着AB提升(饱和，windup)，因此在沿着BC回落完成之前，不会恢复操作量还与偏差的积分量的减少成比例地减少这样的本来的功能。虽然用开环进行了说明，但是在嵌入到反馈控制***的情况下也是同样地，本来的功能的恢复延迟回落的期间量，因此，偏差的稳定延迟，有过冲量(overshoot)也变大的倾向。(参照非专利文献1)在用频率轴观察饱和发生时的电流时，存在数Hz到数百Hz的宽频带宽度的偏移。即，成为具有非期望的大量振动的电流。

无论是在感应器中还是在同步机中，如果电流振动，则转矩也同样振动。在逆变器往往连接同步机那样的感应性负载，但是不单独使用该同步机，在多数的情况下，其他机械***与电动机的输出连接。该机械***有时具有机械共振频率，因此，存在非期望的转矩振动，在该振动与机械***的机械共振频率一致时，该频率的转矩被放大，存在损坏机械***的可能性。因而，PWM电力变换器的并联运转装置即使持续发生电压饱和，也需要使非期望的电流振动、转矩振动不发生这样的控制结构。

图7表示未考虑横流补偿的抗饱和(anti-windup)处理法。图7是将图5所示的PWM电力变换器的并联运转装置的输出电流控制部5a、5b变更为自动匹配型的输出电流控制部6a、6b的图。其他的机构与图5相同。

特色在于以下的点：向输出电流控制部6a、6b内反馈电压指令限制部7a、7b的限制前的d轴、q轴电压指令和限制后的d轴、q轴电压指令Vd_cmd、Vq_cmd之差。电压指令限制前和限制后的d轴、q轴电压指令一致时，该反馈断开，因此作为通常的PI控制而动作。

积分动作过大而引起重置饱和，因此，进行抑制积分动作的自动匹配PI控制，根据由饱和而去掉的量的操作量，减少基于积分的操作量。其结果，操作量和应答改善，稳定时间也得到改善。

但是，在dq轴上进行输出电流控制，但即使原样进行输出电流控制的抗饱和处理，也不会正常动作。这是因为，向变换为三相电压后的电压指令V_cmd重叠横流补偿指令值Vccc_cmp，进行电压指令限制，因此，结果有时发生电压饱和，抗饱和处理未正确动作。

如上所述，本发明的课题是提供一种即使发生电压饱和时也不会干涉横流补偿功能而可进行抗饱和处理的PWM电力变换器的并联运转装置。

本发明鉴于上述以往的问题而提出的，其一个形态是一种PWM电力变换器的并联运转装置，将多台PWM电力变换器的输出并联连接，使各PWM电力变换器同步运转，其特征在于，具备：进行电流指令值和电流检测值的偏差的积分运算，输出电压指令的电流控制部；根据各PWM电力变换器的输出电流的偏差，对上述电压指令进行横流补偿，输出各PWM电力变换器的电压指令的横流补偿部；对上述各PWM电力变换器的电压指令施加输出限制的电压指令限制部；以及将输出限制后的电压指令中的平均值作为反馈值算出的反馈值算出部，将作为上述反馈值和电压指令的偏差的由电压指令限制部限制了的操作量的饱和量乘以反馈增益所得的值加上上述电流指令值和电流检测值的偏差所得的值用于上述电流控制部中的积分运算所采用的偏差中。

另外，可以从上述电压指令减去零相电压，也可以加上死区时间补偿值。

根据本发明，在PWM电力变换器的并联运转装置中，即使在发生电压饱和时，也不会干涉横流补偿功能而可以正常地进行抗饱和处理。

附图说明

图1是表示实施方式1中的PWM电力变换器的并联运转装置的结构图。

图2是表示实施方式2中的PWM电力变换器的并联运转装置的结构图。

图3是表示实施方式3中的PWM电力变换器的并联运转装置的结构图。

图4是表示实施方式3中的死区时间补偿的时序图的图。

图5是表示一般的PWM电力变换器的并联运转装置的一个例子的结构图。

图6是表示积分动作时的偏差和操作量的关系的图。

图7是表示进行未考虑横流补偿功能的抗饱和处理的PWM电力变换器的并联运转装置的结构图。

具体实施方式

[实施方式1]

图1是表示本实施方式1中的PWM电力变换器的并联运转装置的结构图。

首先，由减法部1a取得d轴电流指令值Id_cmd和d轴电流检测值Id_det的偏差，由输出电流控制部6a进行PI控制。同样，由减法部1b取得q轴电流指令值Iq_cmd和q轴电流检测值Iq_det的偏差，由输出电流控制部6b进行PI控制。由dq逆变换器2进行作为输出电流控制部6a、6b的输出的电压指令Vd_cmd、Vq_cmd的dq逆变换，设为电压指令V_cmd。

dq变换及dq逆变换用下述(1)式表示。另外，下述(1)式中的θ表示相位。

[式1]

$\left[C_{\mathrm{dq}}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]...\left(1\right)$

[C_dq-inv]＝[C_dq]^-1

如以下那样进行横流的控制。在横流的检测中取得逆变器电流I1和I2的偏差即可。将检测到的横流设为Ic。采用横流补偿部BalanceACR(Automatic Current Regulator，自动电流调节器)将横流Ic变换为横流补偿指令值Vccc_cmp，将该横流补偿指令值Vccc_cmp重叠到电压指令V_cmd。

横流补偿部BalanceACR对逆变器INV1、INV2的输出电流I1、I2的偏差(横流Ic)进行比例积分(PI)运算，作为与各逆变器INV1、INV2的共用的电压指令值V_cmd相同单位的横流补偿指令值Vccc_cmp而求出。该横流补偿指令值Vccc_cmp对dq逆变换后的电压指令V_cmd进行加减运算以使横流Ic成为零。即，从dq变换后的电压指令V_cmd减去横流补偿指令值Vccc_cmp而设为逆变器INV1的电压指令V_cmd-Vccc_cmp，向dq变换后的电压指令V_cmd加上横流补偿指令值Vccc_cmp而设为逆变器INV2的电压指令V_cmd+Vccc_cmp。由此，2个逆变器INV1、INV2的电压指令V_cmd-Vccc_cmp、V_cmd+Vccc_cmp在不发生横流Ic的方向上产生偏差，因此横流变小。

然后，通过电压指令限制部3a、3b，用逆变器INV1、INV2的输出界限值对各逆变器的电压指令V_cmd-Vccc_cmp、V_cmd+Vccc_cmp施加电压指令限制。将电压指令限制后的电压指令设为V1_cmd、V2_cmd。

接着，对电压指令限制后的电压指令V1_cmd、V2_cmd，由PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)发生部PWM1、PWM2进行PWM控制，分别生成逆变器INV1的选通指令G1_H、G1_L及逆变器INV2的选通指令G2_H、G2_L。PWM发生部PWM1、PWM2为了防止短路，生成具有死区时间Td的选通指令G1_H、G1_L及G2_H、G2_L。

输出电流控制部6a、6b具备：比例运算部10a、10b；积分运算器11a、11b；使积分运算器11a、11b的输出延迟1采样周期而输出的缓冲器16a、16b；将积分运算器11a、11b的输出和缓冲器16a、16b的输出相加的加法器17a、17b；将比例运算部10a、10b的输出和加法器17a、17b的输出相加的加法器12a、12b；从加法器12a、12b的输出减去电压指令限制部3a、3b的输出，算出由电压指令限制部3a、3b限制了的操作量的饱和量的减法部13a、13b；向该操作量的饱和量乘以反馈增益Kfb的乘法部14a、14b；向电流指令值Id_cmd、Iq_cmd和电流检测值Id_det、Iq_det的偏差加上该乘法部14a、14b的输出的加法部15a、15b。这里，输出电流控制部6a、6b的Kp表示比例增益，Ki表示积分增益，Kfb表示反馈增益。

为了使抗饱和处理正常动作，采用前次的电压指令的最终值V1_cmd、V2_cmd进行反馈即可。

在本实施方式1中，为了应对重置饱和，将加法器12a、12b的输出和电压指令限制部3a、3b的输出之差、即由电压指令限制部3a、3b限制了的操作量的饱和量向输出电流限制部6a、6b的输入侧反馈。

但是，为了向输出电流控制部6a、6b反馈，必须减去dq逆变换和横流补偿处理。

电压指令V1_cmd、V2_cmd可以用下述(2)式表示。

[式2]

V1_cmd＝V_cmd-Vccc_cmp

V2_cmd＝V_cmd+Vccc_cmp...(2)

为了从电压指令V_cmd减去横流补偿指令值Vccc_cmp，设为如下述(3)式即可。

[式3]

V_fb(n)＝{V1_cmd(n-1)+V2_cmd(n-1)}/2

＝{V-cms(n-1)-Vcc)cmp(n-1)+V_cmd(n-1)+Vcc_cmp(n-1)}/2

＝V_cmd(m-1) ...(3)

*用离散系表述。

具体地说，如图1所示，通过反馈值算出部23的缓冲器18a、18b使电压指令V1_cmd、V2_cmd延迟1采样周期而输出，通过加法器19加上该缓冲器18a、18b的输出，用除法器20除以2，算出输出限制后的电压指令中的平均值，作为反馈值V_fb。

通过由dq变换部21对反馈值V_fb进行dq变换，获得d轴反馈值Vd_fb、q轴反馈值Vq_fb。将向d轴电压指令Vd_cmd和d轴反馈值Vd_fd的偏差乘以反馈增益Kfb而得到的值重叠到d轴电流指令Id_cmd和d轴电流检测值Id_det的偏差，并向d轴的积分运算器11a输入。另外，将向q轴电压指令Vq_cmd和q轴反馈值Vq_fd的偏差乘以反馈增益Kfb而得到的值重叠到q轴电流指令Iq_cmd和q轴电流检测值Iq_det的偏差，并向q轴的积分运算器11b输入。由此，可以实现考虑了dq变换和横流补偿的自动匹配型PI控制。

另外，从缓冲器22输出的电动机M的相位Theta_det也延迟1采样周期而向dq变换部21输出。另外，省略了图7所示的电压指令限制部7a、7b。而且，与图5同样，检测各逆变器输出电流I1和I2，将其相加而作为***整体的输出电流I_det进行测量。输出电流I_det为3相电流，因此，为了进行输出电流的控制，由dq变换器4进行dq变换，输出电流检测值Id_det、Iq_det。在该dq变换中采用用编码器等检测到的相位Theta_det。

如上所述，根据本实施方式1中的PWM电力变换器的并联运转装置，在进行横流补偿的同时，即使发生电压饱和，也可以适当地进行抗饱和处理。即，即使向变换为三相电压后的电压指令V_cmd重叠横流补偿指令值Vccc_cmd，也不会发生电压饱和，因此，可以正常地进行抗饱和控制。

其结果，不会发生非期望的电流振动，另外，不会发生电流振动，因此也不会发生转矩振动。进而，由于不发生转矩振动，因此，即使在机械***存在共振频率，也可以在不破坏机械***的情况下进行使用。

[实施方式2]

本实施方式2中的PWM电力变换器的并联运转装置相对于实施方式1中的PWM电力变换器的并联运转装置而言是为了增大电压输出范围而进行了零相调制的。

图2是表示本实施方式2中的PWM电力变换器的并联运转装置的结构图。关于零相调制提出了各种各样的方法，这里，列举专利文献2的方法为例进行说明。对各相的电压指令V_cmd减去作为基波的3倍的频率的正弦波的零相电压指令V0_cmd。在图2中，从电压指令V_cmd减去零相电压指令V0_cmd后，进行横流补偿。d轴、q轴反馈值Vd_fb、Vq_fb进行与实施方式1同样的运算即可。dq变换运算后的d轴、q轴反馈值Vd_fb、Vd_fb是与零相电压在数学上独立的值，因此可以无问题地使用。

如上所述，在本实施方式2中的PWM电力变换器的并联运转装置中，抗饱和处理不干涉横流补偿、零相补偿，因此可以正常地进行抗饱和控制，不会发生电流振动、转矩振动，即使在机械***中存在共振频率，也可以在不破坏机械***的情况下使用。另外，可以减小电压指令的峰值，增大输出电压的基波分量。

[实施方式3]

本实施方式3中的PWM电力变换器的并联运转装置相对于实施方式2的PWM电力变换器的并联运转装置而言是追加了死区时间补偿的。

对死区时间补偿进行说明。图4表示死区时间补偿的时序图。但是，图4仅表示了单方的逆变器INV1的时序图。首先，测量选通指令Gate1和逆变器相电压检测值Vce1的导通时间和截止时间的误差时间测量值Vce_DLY1。死区时间补偿部9将误差时间测量值Vce_DLY1用于死区时间补偿，因此，获得将误差时间测量值Vce_DLY1变换为与电压指令值V_cmd[p.u.]相同单位(电压)的死区时间补偿电压Vdtc_cmp1[p.u.]。在PWM控制的载波生成部(图示省略)所生成的载波信号的半振幅设为1[p.u.]、载波频率设为Fc[Hz]时，通过下述(4)式的运算求出该死区时间补偿电压Vdtc_cmp1。

[式4]

Vdtc1[p.u.]＝2×Vce_DLY1[s]×2Fc[Hz}....(4)

同样，死区时间补偿部9测量另一方的逆变器INV2的选通指令Gate2和逆变器相电压检测值Vce2的导通时间和截止时间的误差时间测量值Vce_DLY2，求出死区时间补偿电压Vdtc_cmp2。进而，由于存在逆变器2个量的Vce_DLY，因此，死区时间补偿部9取得各个死区时间补偿电压Vdtc_cmp1、Vdtc_cmp2的平均，将其作为死区时间补偿电压Vdtc_cmp而输出。

以使在PWM发生部PWM1内算出的死区时间补偿前的选通指令Gate1和补偿后的逆变器相电压检测值Vce1一致的方式，将来自死区时间补偿部9的死区时间补偿电压Vdtc_cmp重叠至dq变换后的电压指令V_cmd。该重叠是根据下次的PWM控制的导通/截止的极性而对各PWM发生部PWM1、PWM2的共用的电压指令值(V_cmd)进行加减运算的，例如，在PWM载波下降中，加上导通时间的死区时间补偿电压Vdtc_cmp，在PWM载波上升中，减去截止时间的死区时间补偿电压Vdtc_cmp。

由此，使死区时间补偿前的选通指令Gate1和补偿后的逆变器相电压检测值Vce1一致，可进行使其误差大致为零的死区时间补偿。而且，根据选通指令Gate1、Gate2，由PWM发生部PWM1、PWM2输出具有死区时间的开关指令G1_H、G1_L、G2_H、G2_L。

在图3中，向电压指令V_cmd加上死区时间补偿量Vdtc_cmp后，与实施方式2同样地进行零相调制，而且进行横流补偿。d轴、q轴反馈值Vd_fb、Vq_fb与实施方式1同样地进行运算即可。三相的死区时间补偿量Vdc_cmp在输出电流的交叉附近以外大致无差异，因此，在后级的零相变更中大致被抵消。因此，dq变换运算后的d轴、q轴反馈值Vd_fb、Vq_fb虽然包含若干误差，但是可以无问题地使用。

以上，本实施方式3的PWM电力变换器的并联运转装置即使在发生了电压饱和的情况下也不会干涉横流补偿功能、零相调制及死区时间补偿，因此可以正常进行抗饱和控制，不会发生电流振动、转矩振动，机械***即使具有共振频率，也可以在不破坏机械***的情况下使用。

另外，通过死区时间补偿可以使死区时间补偿前的选通指令Gate1和死区时间补偿后的逆变器相电压检测值Vce的误差大致为零，可以消除死区时间补偿后的迟延时间DTC_DLY。与之伴随，可以减小最小导通脉冲时间的限制，输出更细的PWM脉冲。另外，如果可输出更细的PWM脉冲，则可以增大逆变器等电力变换器的最大输出电压。另外，由于PWM逆变器的无效时间变小，可以提高电流控制及频率控制的应答性。另外，向电压指令重叠死区时间补偿值，因此在死区时间生成时不会发生脉冲丢失。

进而，可以通过死区时间补偿减小输出电流的6f分量。通过本实施方式3的死区时间补偿，可以降低电流的失真。

即使在发生电压饱和的情况下也不会干涉横流补偿功能、零相调制及死区时间补偿，因此可以正常进行抗饱和控制，不会发生电流振动、转矩振动，即使在机械***中存在共振频率，也可以在不破坏机械***的情况下使用。

以上，本发明中，仅仅详细说明所述的具体例子，但是，本领域技术人员可以在本发明的技术思想的范围进行各种各样的变形及修正是显而易见的，这样的变形及修正也当然属于权利要求的范围。

Claims (3)

1.一种PWM电力变换器的并联运转装置，将多台PWM电力变换器的输出并联连接，使各PWM电力变换器同步运转，其特征在于，具备：

电流控制部，进行电流指令值和电流检测值的偏差的积分运算，输出电压指令；

横流补偿部，根据各PWM电力变换器的输出电流的偏差，对上述电压指令进行横流补偿，输出各PWM电力变换器的电压指令；

电压指令限制部，针对上述各PWM电力变换器的电压指令施加输出限制；以及

反馈值算出部，将输出限制后的电压指令中的平均值作为反馈值算出，

将作为上述反馈值和电压指令的偏差的由电压指令限制部限制了的操作量的饱和量乘以反馈增益所得的值加上上述电流指令值和电流检测值的偏差所得的值用于上述电流控制部中的积分运算所采用的偏差中。

2.根据权利要求1所述的PWM电力变换器的并联运转装置，其特征在于，

从上述电压指令减去零相电压。

3.根据权利要求1或2所述的PWM电力变换器的并联运转装置，其特征在于，

向上述电压指令加上死区时间补偿值。