JP6802278B2 - 電力供給システム - Google Patents

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Description

本発明は、直流から交流に電力変換を行う交流出力変換器を複数並列に接続し、負荷に電力を供給する電力供給システムに関する。
直流から交流に電力変換を行う交流出力変換器を複数並列に接続し、負荷に電力を供給する電力供給システムが知られている。
この点で、特開平４−２１７８２２号公報においては、インバータのような交流出力変換器を複数台並列に接続し、共通の負荷に対して並列運転する電力供給システムが開示されている。
当該電力供給システムにおいては、交流出力変換器間の電流バランスを制御する方式として、複数台の交流出力変換器の出力電流からの検出信号をそれぞれ取得し、その差分信号に従って各々の交流出力変換器の出力電圧を制御する構成が示されている。
特開平４−２１７８２２号公報
一方で、上記公報における電力供給システムは、それぞれの交流出力変換器の出力電流からの検出信号を取得して電流バランスを制御する方式であるため他の交流出力変換器からの情報を取得する必要があるため、信号伝達手段が必要である。したがって、当該信号伝達手段が故障すると正しい制御ができなくなる可能性がある。
また、１台の交流出力変換器をメンテナンスのために切り離したり、増設するため追加したりする際には、当該信号伝達手段を切り離して、再び接続する必要等の煩雑な工程が必要であり、システム全体を停止させる必要がある。
本発明の目的は、上記の課題を解決するためのものであって、各々の交流出力変換器を独立に制御しつつ、かつ、複数の交流出力変換器間で電流バランスをとることが可能な電力供給システムを実現する。
ある局面に従う電力供給システムは、交流負荷に電力を供給する並列接続した複数の交流出力変換器を備える。各交流出力変換器は、交流負荷と接続される出力インピーダンスと、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ変換器と、ＰＷＭ変換器に対して電圧指令値を出力する制御装置とを含む。制御装置は、出力インピーダンスを流れる電流により発生する電圧降下の一部と交流負荷の電圧指令値とをベクトル加算するベクトル加算器と、ベクトル加算したベクトル和に基づいてＰＷＭ変換器に対する電圧指令値を出力する変換器とを含む。
好ましくは、出力インピーダンスは、リアクトルで構成される。
好ましくは、出力インピーダンスは、変圧器の漏れインダクタンスで構成される。
好ましくは、制御装置は、ベクトル乗算器を含む。ベクトル乗算器は、出力インピーダンスの値と出力インピーダンスに流れる電流との積に、略１より小さい係数を乗算して電圧降下の一部を算出する。
好ましくは、制御装置は、出力インピーダンスを流れる電流を検出する検出器と、検出器の検出結果から電流成分を検出するための交流系統電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む。
好ましくは、制御装置は、出力インピーダンスを流れる電流を検出する検出器と、検出器の検出結果から電流成分を検出するための交流負荷が接続する母線の電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む。
別の局面に従う電力供給システムは、交流負荷に電力を供給する並列接続した複数の交流出力変換器を備える。各交流出力変換器は、交流負荷と接続されるＬＣＬフィルタと、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ変換器と、ＰＷＭ変換器に対して電圧指令値を出力する制御装置とを含む。制御装置は、ＬＣＬフィルタのコンデンサの電圧を検出する検出器と、ＬＣＬフィルタの交流負荷側に設けられたリアクトルを流れる電流により発生する電圧降下の一部と交流負荷の電圧指令値とをベクトル加算して電圧基準信号を生成する信号生成回路と、電圧基準信号と、検出器で検出されたコンデンサの電圧とが一致するようにＰＷＭ変換器に対して電圧指令値を出力する電圧制御装置とを含む。
好ましくは、ＬＣＬフィルタの交流負荷側に設けられるリアクトルは、変圧器の漏れインダクタンスで構成される。
好ましくは、信号生成回路は、ＬＣＬフィルタの交流負荷に接続されるリアクトルのインピーダンスとリアクトルを流れる電流とのベクトル積と、交流負荷の電圧指令値とをベクトル加算する。
好ましくは、制御装置は、リアクトルを流れる電流を検出する検出器と、検出器の検出結果から電流成分を検出するための交流系統電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む。
好ましくは、制御装置は、出力インピーダンスを流れる電流を検出する検出器と、検出器の検出結果から電流成分を検出するための交流負荷が接続する母線の電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む。
本発明の電力供給システムは、各々の交流出力変換器を独立に制御しつつ、かつ、複数の交流出力変換器間で電流バランスをとることが可能である。
実施形態１に基づく無停電電源システム１の構成を説明する図である。 実施形態１に基づく３相回路の交流出力変換器１０の構成を説明する図である。 実施形態１に基づく無停電電源システム１を模式化した図である。 実施形態１に基づく等価回路を説明する図である。 実施形態１に基づく無停電電源システム１の初期状態を説明する図である。 実施形態１に基づく無停電電源システム１のスイッチを閉じた直後の状態を説明する図である。 実施形態１に基づく無停電電源システム１のシミュレーション結果を説明する図である。 実施形態１の変形例１に基づく無停電電源システム１Ｐの構成を説明する図である。 実施形態１の変形例２に基づく無停電電源システム１Ｑの構成を説明する図である。 実施形態２に基づく無停電電源システム１＃の構成を説明する図である。 実施形態２に基づくコンデンサ電圧指令値作成回路５２Ａの構成を説明する図である。 実施形態２に基づくコンデンサ電圧制御回路５５Ａの構成を説明する図である。 実施形態２に基づく無停電電源システム１＃を模式化した図である。 実施形態２に基づく等価回路を説明する図である。 実施形態２の別の等価回路を説明する図である。 実施形態２に基づく無停電電源システム１＃のシミュレーション結果を説明する図である。 実施形態２の変形例１に基づく無停電電源システム１＃Ｐの構成を説明する図である。 実施形態２の変形例２に基づく無停電電源システム１＃Ｑの構成を説明する図である。 実施形態３に基づく無停電電源システムの構成を模式化した図である。 実施形態３に基づく無停電電源システム１＃のシミュレーション結果を説明する図である。
以下、実施形態について図に基づいて説明する。本例においては、一例として電力供給システムとして、無停電電源システム(以降、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply）)について説明する。
（実施形態１）
本実施形態においては、無停電電源システムにおいて、２つの交流出力変換器の並列構成を用いて説明する。
図１は、実施形態１に基づく無停電電源システム１の構成を説明する図である。
図１を参照して、無停電電源システム１は、交流出力変換器（第１の交流出力変換器）１０Ａと、交流出力変換器（第２の交流出力変換器）１０Ｂとを含む。交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂ（総称して交流出力変換器１０とも称する）は、交流電源２と接続されるとともに、共通の負荷３に対して並列運転する。
本実施形態１に基づく交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂは、他方の交流出力変換器からの信号伝達手段の入力無しに自律的に制御する。
以下、各交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂの構成について説明する。
交流出力変換器１０Ａは、変圧器１２Ａと、交流電圧を直流電圧に変換する順変換器１４Ａと、直流コンデンサ１５Ａと、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換器１６Ａと、出力インピーダンス１７Ａと、制御装置２０Ａとを含む。
順変換器１４Ａの後段には、直流コンデンサ１５Ａが設けられ、直流電圧を略一定に維持する構成となっている。順変換器１４Ａと直流コンデンサ１５Ａとは直流回路を形成する。
また、本例においては、図示しないが直流回路はバッテリーに接続される。これにより、交流電源喪失時にはバッテリーから負荷に電力を供給することが可能となる。
通常時は、順変換器１４Ａにより交流電源２からの電力を得て、直流電圧に変換する。
また、ＰＷＭ変換器１６Ａは、直流コンデンサ１５Ａの後段に接続される。
ＰＷＭ変換器１６Ａは、制御装置２０Ａからのゲート信号に従って、直流電力を交流電力に変換する。
本例においては、交流出力変換器の主回路を簡略化しているが、実際には３相回路で構成される場合が多い。
交流出力変換器１０Ｂの構成についても交流出力変換器１０Ａの構成と基本的に同様である。交流出力変換器１０Ｂは、変圧器１２Ｂと、交流電圧を直流電圧に変換する順変換器１４Ｂと、直流コンデンサ１５Ｂと、ＰＷＭ変換器１６Ｂと、出力インピーダンス１７Ｂと、制御装置２０Ｂとを含む。
出力インピーダンスは、リアクトルで構成される。
図２は、実施形態１に基づく３相回路の交流出力変換器１０の構成を説明する図である。
図２には、順変換器１４Ａとして複数個（６個）のスイッチング素子例えばＩＧＢＴとこれと逆並列接続されたダイオードからなる半導体素子が設けられる。当該スイッチング素子はブリッジ接続されている。
また、ＰＷＭ変換器１６Ａは、複数個（６個）のスイッチング素子例えばＩＧＢＴとこれと逆並列接続されたダイオードからなる半導体素子が設けられる。
スイッチング素子は、制御装置２０Ａからのゲート信号に従ってオンオフ制御される。
なお、本例においては説明を簡易にするため、三相回路を一括して表現できる単線結線図およびフェーザ（ベクトル）図を用いて説明する。
再び図１を参照して、制御装置２０Ａは、電圧検出器２１Ａと、基準位相信号作成回路２２Ａ（ＰＬＬ回路）と、ｄｑ変換器２３Ａと、ベクトル乗算器２４Ａと、ゲイン乗算器２５Ａと、ベクトル加算器２６Ａと、ｄｑ逆変換器２７Ａと、ＰＷＭパルス生成器２８と、レジスタ２９Ａ，３０Ａと、電流検出器３１Ａとを含む。
基準位相信号作成回路２２Ａは、電圧検出器２１Ａからの電圧検出信号に従って基準位相信号を作成する。
基準位相信号作成回路２２Ａは、基準位相信号をｄｑ変換器２３Ａに出力する。
ｄｑ変換器２３Ａは、電流検出器３１Ａからの電流検出信号の入力を受ける。
ｄｑ変換器２３Ａは、電流検出器３１Ａからの電流検出信号を基準位相信号に従って、電流の振幅と位相を計算し、電流のベクトル情報を取得する。
ｄｑ変換法は、電流瞬時値信号から、基準位相信号に同期したｄ軸電流成分と９０°ずれたｑ軸電流成分とを得る変換法である。
Figure 0006802278
負荷電圧基準は、負荷の必要とする電圧であり、通常はその定格電圧であるが、これに限られず、その電圧より高めあるいは低めの値に設定するようにしても良い。
なお、本例においては、レジスタ３０Ａを用いた構成について説明するがレジスタに限られず情報を格納することが可能な記憶手段であれば良く、メモリに格納する構成とすることも可能である。他の構成についても同様である。
ベクトル加算器２６Ａは、ベクトル加算したベクトル和を負荷電圧指令として出力する。
ｄｑ逆変換器２７Ａは、ベクトル加算器２６Ａからの負荷電圧指令をｄｑ逆変換して、電圧基準を生成する。ＰＷＭパルス生成器２８Ａは、ｄｑ逆変換による電圧基準に従ってＰＷＭ変換器１６Ａの出力電圧を制御する。
制御装置２０Ｂについても制御装置２０Ａと同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
次に、実施形態１に基づく交流出力変換器の作用について説明する。
図３は、実施形態１に基づく無停電電源システム１を模式化した図である。
図３に示されるように、無停電電源システム１は、交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂが共通の負荷３に対して並列接続されたものである。
Figure 0006802278
図４は、実施形態１に基づく等価回路を説明する図である。
図４を参照して、上式（７），（８）に基づく等価回路が示されている。
Figure 0006802278
初期状態として、交流出力変換器１０Ａが負荷３にすべての電流を供給している状態から、交流出力変換器１０ＢがスイッチＳＷを閉じて接続されると、交流出力変換器１０Ａの出力電流が徐々に増加し、電流がバランスする状況について説明する。
図５は、実施形態１に基づく無停電電源システム１の初期状態を説明する図である。
図５（Ａ）には、初期状態の等価回路図が示されている。
図５（Ｂ）には、初期状態におけるベクトル図(フェーザー図)が示されている。
出力インピーダンスとしては、リアクトルを想定し、出力インピーダンスは、主にインダクタンスで構成されているとしてベクトル図を記載する。
また、負荷は力率１の抵抗Ｒで表されるものとする。
スイッチＳＷが閉じられる前の電流電圧の方程式は、次式のようになる。
Figure 0006802278
交流出力変換器の電圧基準は、出力電流が０なので、次式で表される。
Figure 0006802278
Figure 0006802278
式（１４），（１５）を加算すると、次式が得られる。
Figure 0006802278
Figure 0006802278
図６は、実施形態１に基づく無停電電源システム１のスイッチを閉じた直後の状態を説明する図である。
図６（Ａ）には、スイッチを閉じた直後の状態の等価回路図が示されている。
図６（Ｂ）には、スイッチを閉じた状態におけるベクトル図(フェーザー図)が示されている。
Figure 0006802278
図７は、実施形態１に基づく無停電電源システム１のシミュレーション結果を説明する図である。
図７（Ａ）には、交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂの出力電流の瞬時値が示されている。
図７（Ｂ）には、交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂの出力電流の負荷基準電圧に平行な成分の波形が示されている。
図７（Ｃ）には、交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂの出力電圧と負荷電圧とが示されている。
本例においては、簡単なシステムとして、制御装置２０Ａ，２０Ｂが計算する電圧基準値を出力する単相電圧源を２つ用いたモデルでシミュレーションを行った。出力インピーダンスとしてリアクトルを想定し、シミュレーション結果の波形が示されている。
Figure 0006802278
そのようにしても、出力インピーダンスによる電圧降下の一部を使って計算していることに変わりは無い。
シミュレーションでは、数百ms程度の制御遅れを想定しているので、数百ms程度で、徐々に２つの交流出力変換器の電流がバランスすることが示されている。このようにシミュレーションによっても、計算式で説明したとおりの作用があることが示されている。
本例においては、２つの交流出力変換器の並列構成について説明したが、３台以上の場合についても同様に適用可能である。
本実施形態１の構成によれば、交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂが個々の装置で観測できる信号だけを用いて制御を行い、交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂ間の電流分担あるいは電流バランスを制御することができる。また、交流出力変換器１０Ａ，１０Ｂが個々に有する制御装置２０Ａ，２０Ｂだけで制御可能であるので、複数の交流出力変換器に共通の制御装置、交流出力変換器間の信号授受手段を不要にすることが可能である。
したがって、個々の交流出力変換器の独立性が高くなり、交流出力変換器の部分停止や、増設などの際にシステム全体へ与える影響も小さくすることが可能である。
（実施形態１の変形例１）
上記においては、出力インピーダンスとしてリアクトルを用いた構成について説明したが、出力側に変圧器を設けた構成である場合でも、出力変圧器の短絡インピーダンス(漏れインピーダンス)がリアクトルと等価であることから、同様な作用を得ることが可能である。
図８は、実施形態１の変形例１に基づく無停電電源システム１Ｐの構成を説明する図である。
図８に示されるように、無停電電源システム１Ｐは、無停電電源システム１と比較して、交流出力変換器１０Ａを交流出力変換器１０ＰＡに置換するとともに、交流出力変換器１０Ｂを交流出力変換器１０ＰＢに置換した点が異なる。
交流出力変換器１０ＰＡは、交流出力変換器１０Ａと比較して、インピーダンス１７Ａの代わりに、変圧器１８Ａを設けた点が異なる。電流検出器３１Ａは、ＰＷＭ変換器１６Ａと変圧器１８Ａとの間に設けられる。その他の構成については図１で説明したのと同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
また、交流出力変換器１０ＰＢは、交流出力変換器１０Ｂと比較して、インピーダンス１７Ｂの代わりに、変圧器１８Ｂを設けた点が異なる。電流検出器３１Ｂは、ＰＷＭ変換器１６Ｂと変圧器１８Ｂとの間に設けられる。その他の構成については図１で説明したのと同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
当該構成においても、実施形態１と同様の効果を得ることが可能である。
なお、電流検出器３１Ａ，３１Ｂを交流負荷３と変圧器１８Ａ，１８Ｂとの間に設ける構成とすることも可能である。
（実施形態１の変形２）
図９は、実施形態１の変形例２に基づく無停電電源システム１Ｑの構成を説明する図である。
図９を参照して、無停電電源システム１Ｑは、無停電電源システム１と比較して、交流出力変換器１０Ａを交流出力変換器１０ＱＡに置換するとともに、交流出力変換器１０Ｂを交流出力変換器１０ＱＢに置換した点が異なる。
交流出力変換器１０ＱＡは、交流出力変換器１０Ａと比較して、基準位相を負荷３が接続される母線電圧から得ている点が異なる。その他の構成については同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
また、交流出力変換器１０ＱＢは、交流出力変換器１０Ｂと比較して、基準位相を負荷３が接続される母線電圧から得ている点が異なる。その他の構成については同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。当該構成においても実施形態１と同様の作用となる。
また、負荷が接続する母線の電圧も、２つの交流出力変換器に共通な情報であり、また、２つの交流出力変換器それぞれで独立に検出可能な情報であり、実施形態１と同様の効果を得ることが可能である。
（実施形態２）
実施形態２においては別の無停電電源システム１＃について説明する。
図１０は、実施形態２に基づく無停電電源システム１＃の構成を説明する図である。
図１０を参照して、無停電電源システム１＃は、交流出力変換器１１Ａと、交流出力変換器１１Ｂとを含む。交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂ（総称して交流出力変換器１１とも称する）は、交流電源２と接続されるとともに、共通の負荷３に対して並列運転する。
本例においては、出力インピーダンスとして、ＬＣＬフィルタを設けた構成が示されている。ＬＣＬフィルタは、ＰＷＭ変換器のキャリア周波数成分を低減し、負荷に基本波交流電圧を供給する。
なお、本例においては、基準位相信号を負荷３が接続する母線電圧から得ている点が実施形態１とは異なる。
本実施形態２に基づく交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂは、他方の交流出力変換器からの信号伝達手段の入力無しに自律的に制御する。
以下、各交流出力変換器１１の構成について説明する。
交流出力変換器１１Ａは、変圧器１２Ａと、交流電圧を直流電圧に変換する順変換器１４Ａと、直流コンデンサ１５Ａと、ＰＷＭ変換器１６Ａと、ＬＣＬフィルタ１８Ａと、制御装置５０Ａとを含む。
制御装置５０Ａは、電圧検出器２１Ａと、基準位相信号作成回路２２Ａ（ＰＬＬ回路）と、ｄｑ変換器２３Ａと、コンデンサ電圧指令値作成回路５２Ａと、コンデンサ電圧制御回路５５Ａと、電圧検出器５３Ａと、電流検出器５４Ａと、レジスタ５６Ａとを含む。
制御装置５０Ａのコンデンサ電圧制御回路５５Ａは、ＬＣＬフィルタ１８Ａの中のコンデンサ電圧を制御する。
電圧検出器５３Ａは、コンデンサ電圧を検出する。また、電流検出器５４Ａは、コンデンサを流れるコンデンサ電流を検出する。
電流検出器３１Ａは、交流出力変換器１１Ａの出力電流を計測し、制御装置５０Ａに入力される。
コンデンサ電圧制御回路５５Ａは、電圧検出器５３Ａを通じてコンデンサ電圧を得て、その値が電圧基準信号に一致するようフィードバック制御する構成である。
コンデンサ電圧信号は、ｄｑ変換により、ｄ軸成分、ｑ軸成分に変換される。これらの信号と、電圧基準信号のｄ軸成分Erefd、ｑ軸成分Erefqとの差がゼロになるように、ＰＷＭ変換器１６Ａの出力電圧を制御する。
図１１は、実施形態２に基づくコンデンサ電圧指令値作成回路５２Ａの構成を説明する図である。
図１１に示されるように、コンデンサ電圧指令値作成回路５２Ａは、ベクトル乗算器６０と、ベクトル加算器７０とを含む。
制御装置５０Ａは、電流検出器３１Ａで計測された電流信号を用い、次式で示される演算でコンデンサ電圧指令値を作成し、それに基づいてコンデンサ電圧を制御する。
Figure 0006802278
ｄｑ変換器２３Ａは、電流検出器３１Ａからの電流検出信号の入力を受ける。
ｄｑ変換器２３Ａは、電流検出器３１Ａからの電流検出信号を基準位相信号に従って、電流の振幅と位相を計算し、電流のベクトル情報を取得する。
ベクトル乗算器６０は、電流のベクトル情報のｄｑ軸成分に、ＬＣＬフィルタ１８Ａの負荷側リアクトルのインダクタンスによるインピーダンスωL1と抵抗分R1をベクトル乗算器で乗算し、ベクトル積を得る。
Figure 0006802278
図１２は、実施形態２に基づくコンデンサ電圧制御回路５５Ａの構成を説明する図である。
図１２に示されるように、コンデンサ電圧制御回路５５Ａは、ｄｑ変換器８６，８７と、ゲイン乗算器（係数k1）８０，８１と、伝達関数乗算器８２，８３と、伝達関数乗算器９０，９１と、ｄｑ逆変換器９２と、ＰＷＭパルス発生器９３と、差分器８４，８５と、加算器８８，８９とを含む。
差分器８４は、ｄ軸成分の電圧基準信号とｄ軸成分のコンデンサ電圧信号との差分を演算して、伝達関数乗算器８２に出力する。伝達関数乗算器８２により差分器８４の誤差が増幅されて、加算器８８に出力される。
加算器８８は、係数k1に比例した電圧基準信号と、伝達関数乗算器８２の出力とを加算するとともに、ｄ軸成分のコンデンサ電流信号との差分を演算して、伝達関数乗算器９０に出力する。伝達関数乗算器９０により加算器８８の誤差が増幅されて、ｄｑ逆変換器９２に出力される。
ｑ軸成分についても同様である。
具体的には、差分器８５は、ｑ軸成分の電圧基準信号とｑ軸成分のコンデンサ電圧信号との差分を演算して、伝達関数乗算器８３に出力する。伝達関数乗算器８３により差分器８５の誤差が増幅されて、加算器８９に出力される。
加算器８９は、係数k1に比例した電圧基準信号と、伝達関数乗算器８３の出力とを加算するとともに、ｑ軸成分のコンデンサ電流信号との差分を演算して、伝達関数乗算器９１に出力する。伝達関数乗算器９１により加算器８９の誤差が増幅されて、ｄｑ逆変換器９２に出力される。
ｄｑ逆変換器９２は、出力を三相の信号に逆変換してＰＷＭパルス発生器９３に出力する。
ＰＷＭパルス生成器９３Ａは、ｄｑ逆変換による電圧基準に従ってＰＷＭ変換器１６Ａの出力電圧を制御する。
制御装置５０Ｂについても制御装置５０Ａと同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
次に、実施形態２に基づく交流出力変換器の作用について説明する。
図１３は、実施形態２に基づく無停電電源システム１＃を模式化した図である。
図１３に示されるように、無停電電源システム１＃は、交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂが共通の負荷３に対して並列接続されたものである。
Figure 0006802278
Figure 0006802278
図１４は、実施形態２に基づく等価回路を説明する図である。
Figure 0006802278
式（３０）は、式（２９）の関係が成立すれば、２つの交流出力変換器の等価回路の電圧源の大きさは等しくなることを示す。
また、式（３１）は、２つ目の交流出力変換器の等価インピーダンスは、１つ目の交流出力変換器のh倍になることを示す。
図１５は、実施形態２の別の等価回路を説明する図である。
Figure 0006802278
したがって、回路インピーダンスと制御ゲイン・伝達関数を適宜調整することで、２つの交流出力変換器の電流分担を調整することが可能である。
図１６は、実施形態２に基づく無停電電源システム１＃のシミュレーション結果を説明する図である。
図１６（Ａ）には、交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂの出力電流の代表相の実効値と位相が示されている。時間軸ゼロで、２台が起動した後、0.3〜0.4秒程度で電流分担が均等になる様子が示されている。さらに、その後、0.5秒に負荷を軽くしたり、0.8秒で負荷を再び元の値に変化しても、電流分担が保たれることが示される。
図１６（Ｂ）には、負荷電圧の実効値と位相が示されている。定常状態では、負荷電圧は負荷変動があってもほぼ一定の電圧に保たれていることが示されている。
本シミュレーションでは、交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂには、同じコンデンサ電圧制御回路が設けられているため同じコンデンサ電圧指令により動作するので、２台の交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂのコンデンサ電圧は一致するように制御される。仮に、２台の交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂからの出力電流が何らかの要因によりアンバランスになっても、最終的には出力電流がバランスするよう制御される。
なお、負荷が接続する母線の電圧は、２つの交流出力変換器に共通な情報であり、それぞれ独立に検出できる情報である。そのようにして得られた基準位相により、実施形態１と同様の作用、効果を得ることが可能である。
したがって、本実施形態においても、交流出力変換器が個々の装置で観測できる信号だけを用いて制御を行い、交流出力変換器間の電流バランスを制御することが可能である。また、交流出力変換器が個々に有する制御装置だけで制御するため複数の交流出力変換器に共通の制御装置、交流出力変換器間の信号授受手段を不要にすることが可能である。
（実施形態２の変形例１）
上記においては、出力インピーダンスとしてＬＣＬフィルタの負荷側リアクトルを用いた構成について説明したが、負荷側リアクトルの代わりに変圧器を設けた構成である場合でも、出力変圧器の短絡インピーダンス(漏れインピーダンス)がリアクトルと等価であることから、同様な作用を得ることが可能である。
図１７は、実施形態２の変形例１に基づく無停電電源システム１＃Ｐの構成を説明する図である。
図１７に示されるように、無停電電源システム１＃Ｐは、無停電電源システム１＃と比較して、交流出力変換器１１Ａを交流出力変換器１１＃ＰＡに置換するとともに、交流出力変換器１１Ｂを交流出力変換器１１＃ＰＢに置換した点が異なる。
交流出力変換器１１＃ＰＡは、交流出力変換器１１Ａと比較して、ＬＣＬフィルタ１８Ａのリアクトルを削除して、リアクトルの代わりに、変圧器１８Ａを設けた点が異なる。電流検出器３１Ａは、フィルタと変圧器１８Ａとの間に設けられる。その他の構成については図１で説明したのと同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
また、交流出力変換器１１＃ＰＢは、交流出力変換器１１Ｂと比較して、ＬＣＬフィルタ１８Ｂのリアクトルを削除して、リアクトルの代わりに、変圧器１８Ｂを設けた点が異なる。電流検出器３１Ｂは、フィルタと変圧器１８Ｂとの間に設けられる。その他の構成については図１で説明したのと同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
当該構成においても、実施形態１と同様の効果を得ることが可能である。
なお、電流検出器３１Ａ，３１Ｂを交流負荷３と変圧器１８Ａ，１８Ｂとの間に設ける構成とすることも可能である。
（実施形態２の変形２）
図１８は、実施形態２の変形例２に基づく無停電電源システム１＃Ｑの構成を説明する図である。
図１８を参照して、無停電電源システム１＃Ｑは、図１０の無停電電源システム１＃と比較して、交流出力変換器１１Ａを交流出力変換器１１＃ＱＡに置換するとともに、交流出力変換器１１Ｂを交流出力変換器１１＃ＱＢに置換した点が異なる。
交流出力変換器１１＃ＱＡは、交流出力変換器１１Ａと比較して、基準位相を負荷３が接続される母線電圧から得ている点が異なる。その他の構成については同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。
また、交流出力変換器１１＃ＱＢは、交流出力変換器１１Ｂと比較して、基準位相を負荷３が接続される母線電圧から得ている点が異なる。その他の構成については同様であるのでその詳細な説明については繰り返さない。当該構成においても実施形態１と同様の作用となる。
当該構成においても実施形態２と同様の作用となる。
また、負荷が接続する母線の電圧も、２つの交流出力変換器に共通な情報であり、また、２つの交流出力変換器それぞれで独立に検出可能な情報である。
したがって、実施形態２と同様の効果を得ることが可能である。
（実施形態３）
図１９は、実施形態３に基づく無停電電源システムの構成を模式化した図である。
図１９には、３台の異なる交流出力変換器に適用した場合について模式化した場合が示されている。たとえば、交流出力変換器１１Ａ，１１Ｂ、１１Ｃを設けた場合について説明する。
Figure 0006802278
したがって、本実施形態においても、交流出力変換器が個々の装置で観測できる信号だけを用いて制御を行い、交流出力変換器間の電流バランスを制御することが可能である。
さらに、交流出力変換器の負荷側リアクトルのインピーダンスの値が異なる場合でも、それに応じた電圧指令値を作ることで、異なる容量の交流出力変換器が並列された場合でも、それぞれの交流出力変換器に応じた電流配分となるよう制御することが可能である。
以上、本発明の実施形態について説明したが、今回開示された実施形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
１，１Ｐ，１＃，１＃Ｐ 無停電電源システム、２ 交流電源、３ 負荷、１０，１０Ａ，１０Ｂ，１１，１１Ａ，１１Ｂ 交流出力変換器、１２Ａ，１２Ｂ 変圧器、１４Ａ，１４Ｂ 順変換器、１５Ａ，１５Ｂ 直流コンデンサ、１６Ａ，１６Ｂ ＰＷＭ変換器、１７Ａ，１７Ｂ 出力インピーダンス、１８Ａ，１８Ｂ ＬＣＬフィルタ、２０Ａ，２０Ｂ，５０Ａ，５０Ｂ 制御装置、２１Ａ，２１Ｂ，５３Ａ，５３Ｂ 電圧検出器、２２Ａ，２２Ｂ 基準位相信号作成回路、２３Ａ，２３Ｂ ｄｑ変換器、２４Ａ，２４Ｂ，６０ ベクトル乗算器、２５Ａ，２５Ｂ ゲイン乗算器、２６Ａ，２６Ｂ，７０ ベクトル加算器、２７Ａ，２７Ｂ，９２ ｄｑ逆変換器、２８Ａ，２８Ｂ，９３ ＰＷＭパルス生成器、２９Ａ，２９Ｂ，３０Ａ，３０Ｂ，５６Ａ，５６Ｂ レジスタ、３１Ａ，３１Ｂ，５４Ａ，５４Ｂ 電流検出器、５２Ａ，５２Ｂ コンデンサ電圧指令値作成回路、５５Ａ，５５Ｂ コンデンサ電圧制御回路。

Claims (11)

  1. 交流負荷に電力を供給する並列接続した複数の交流出力変換器を備え、
    各前記交流出力変換器は、
    前記交流負荷と接続される出力インピーダンスと、
    直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ変換器と、
    前記ＰＷＭ変換器に対して電圧指令値を出力する制御装置とを含み、
    前記制御装置は、
    前記出力インピーダンスを流れる電流により発生する電圧降下の一部と交流負荷の電圧指令値とをベクトル加算するベクトル加算器と、
    前記ベクトル加算したベクトル和に基づいて前記ＰＷＭ変換器に対する電圧指令値を出力する変換器とを含む、電力供給システム。
  2. 前記出力インピーダンスは、リアクトルで構成される、請求項１記載の電力供給システム。
  3. 前記出力インピーダンスは、変圧器の漏れインダクタンスで構成される、請求項１記載の電力供給システム。
  4. 前記制御装置は、ベクトル乗算器を含み、
    前記ベクトル乗算器は、前記出力インピーダンスの値と前記出力インピーダンスに流れる電流との積に、略１より小さい係数を乗算して前記電圧降下の一部を算出する、請求項１記載の電力供給システム。
  5. 前記制御装置は、
    前記複数の交流出力変換器の入力側に設けられた交流電源の電圧を検出する検出器と、
    前記検出器の検出結果から電流成分を検出するための交流系統電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む、請求項１記載の電力供給システム。
  6. 前記制御装置は、
    前記出力インピーダンスを流れる電流を検出する検出器と、
    前記検出器の検出結果から電流成分を検出するための前記交流負荷が接続する母線の電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む、請求項１記載の電力供給システム。
  7. 交流負荷に電力を供給する並列接続した複数の交流出力変換器を備え、
    各前記交流出力変換器は、
    前記交流負荷と接続されるＬＣＬフィルタと、
    直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ変換器と、
    前記ＰＷＭ変換器に対して電圧指令値を出力する制御装置とを含み、
    前記制御装置は、
    前記ＬＣＬフィルタのコンデンサの電圧を検出する検出器と、
    前記ＬＣＬフィルタの前記交流負荷側に設けられたリアクトルを流れる電流を検出する電流検出器と、
    前記電流検出器で検出された電流のベクトル情報を取得し、前記交流負荷側に設けられたリアクトルのインダクタンスによるインピーダンスと抵抗分とに基づいてベクトル積を算出し、前記交流負荷の電圧指令値とをベクトル加算して電圧基準信号を生成する信号生成回路と、
    前記電圧基準信号と、前記検出器で検出された前記コンデンサの電圧とが一致するように前記ＰＷＭ変換器に対して電圧指令値を出力する電圧制御装置とを含む、電力供給システム。
  8. 前記ＬＣＬフィルタの前記交流負荷側に設けられるリアクトルは、変圧器の漏れインダクタンスで構成される、請求項７記載の電力供給システム。
  9. 前記信号生成回路は、前記ＬＣＬフィルタの前記交流負荷に接続されるリアクトルのインピーダンスと前記リアクトルを流れる電流とのベクトル積と、前記交流負荷の電圧指令値とをベクトル加算する、請求項７記載の電力供給システム。
  10. 前記制御装置は、
    前記複数の交流出力変換器の入力側に設けられた交流電源の電圧を検出する検出器と、
    前記検出器の検出結果から電流成分を検出するための交流系統電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む、請求項７記載の電力供給システム。
  11. 前記制御装置は、
    前記リアクトルを流れる電流を検出する検出器と、
    前記検出器の検出結果から電流成分を検出するための前記交流負荷が接続する母線の電圧に同期した基準位相信号を生成する基準位相信号生成回路を含む、請求項７記載の電力供給システム。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019106257A1 (de) * 2019-03-12 2020-09-17 Sma Solar Technology Ag Batterie-Wechselrichtersystem
CN113612402A (zh) * 2021-08-09 2021-11-05 山特电子（深圳）有限公司 一种三相逆变控制***和控制方法

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2679411B2 (ja) 1990-12-19 1997-11-19 三菱電機株式会社 交流出力変換器の並列運転制御装置
JPH08280192A (ja) * 1995-04-07 1996-10-22 Meidensha Corp インバータの並列運転方法およびその装置
JPH09331682A (ja) * 1996-06-12 1997-12-22 Meidensha Corp 電力変換器
JP3389072B2 (ja) 1997-09-05 2003-03-24 芝府エンジニアリング株式会社 電力変換装置
JP3590735B2 (ja) * 1999-03-15 2004-11-17 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置の制御回路
JP3797879B2 (ja) * 2001-02-14 2006-07-19 財団法人鉄道総合技術研究所 零相電流制御機能付きｐｗｍ変換器の制御装置
JP4664836B2 (ja) * 2006-02-28 2011-04-06 オリジン電気株式会社 三相電圧型交直変換装置
JP2009022094A (ja) * 2007-07-11 2009-01-29 Fuji Electric Systems Co Ltd 三相交流−交流変換装置
JP5217397B2 (ja) * 2007-12-04 2013-06-19 富士電機株式会社 電力変換装置の並列運転制御システム
JP5453729B2 (ja) * 2008-04-14 2014-03-26 株式会社ジェイテクト モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
US8379416B1 (en) * 2011-08-29 2013-02-19 General Electric Company Power conversion system and method
JP6058884B2 (ja) * 2011-11-15 2017-01-11 株式会社コンピュータシステム研究所 建築物品質評価装置、その方法、プログラムおよび記憶媒体
JP5803681B2 (ja) * 2012-01-12 2015-11-04 株式会社明電舎 Ｐｗｍ電力変換器の並列運転装置
CN103280999B (zh) * 2013-04-24 2015-06-10 浙江大学 一种多模块逆变器有线并联数字控制方法
JP6397613B2 (ja) * 2013-09-27 2018-09-26 株式会社ダイヘン インバータ回路を制御する制御回路、当該制御回路を備えたインバータ装置、当該インバータ装置を備えた電力システム、および、制御方法
JP6586723B2 (ja) 2014-10-15 2019-10-09 株式会社明電舎 電力変換装置の横流電流抑制方法
CN104466963A (zh) * 2014-12-11 2015-03-25 湖南大学 一种电力感应调控滤波装置及其控制方法

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