JP2679411B2 - 交流出力変換器の並列運転制御装置 - Google Patents

交流出力変換器の並列運転制御装置

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JP2679411B2
JP2679411B2 JP2403589A JP40358990A JP2679411B2 JP 2679411 B2 JP2679411 B2 JP 2679411B2 JP 2403589 A JP2403589 A JP 2403589A JP 40358990 A JP40358990 A JP 40358990A JP 2679411 B2 JP2679411 B2 JP 2679411B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータのような交流
出力変換器を複数台並列接続し，共通の負荷に対して並
列運転する電源システムにおいて，変換器間の電流バラ
ンスを制御する手段に関するものである．
【０００２】
【従来の技術】図１０は，例えば特公昭53-36137及び特
公昭56-13101に示された従来の交流出力変換器の並列運
転システムを示す構成図である．
【０００３】図において１号インバータ装置１は同じ構
成の２号インバータ装置２と出力母線３を通じて並列運
転しつつ負荷４へ電力を供給している．１号インバータ
装置１はインバータ本体１００，フィルタ用リアクトル
１０１，同コンデンサ１０２を主要構成要素とし，直流
電源５の電力を交流に変換し，出力開閉器１０３ａを通
じて出力母線３へ接続されている．インバータ装置１と
２が並列運転するためには，１号インバータ装置の出力
電流 Ｉ1 からＣＴ２００ａにより検出信号Ｉ1aを得，
同じく２号インバータ装置２から得られた検出信号Ｉ2a
との差，即ち横流に相当する信号ΔＩ1 を横流検出器１
５１により得る．次に移相器１５０より，直交する２つ
の電圧ベクトルＥA とＥB を作り，ΔＩ1 信号から演算
回路１５２，１５３によりそれぞれ無効電力対応成分Δ
Ｑと有効電力対応成分ΔＰを得る．インバータは電圧設
定回路７と電圧帰還回路３００の信号にもとづき，電圧
制御回路４０３が，ＰＷＭ回路４００を介して，インバ
ータ本体１００のパルス巾変調を行ない，内部発生電圧
を制御する．
【０００４】前述の無効電流対応成分ΔＱは電圧制御回
路４０３へ補助信号的に与えられ，インバータ本体１０
０の内部発生電圧を数％程度調節することにより，ΔＱ
を零にするように動作する．
【０００５】一方前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬＬ
回路を構成するアンプ１５４を通し，基準発振器１５５
の周波数の微調整を行うことによりインバータ本体１０
０の内部発生電圧の位相を制御し，ΔＰを零にするよう
に動作する．
【０００６】このようにして，ΔＱとΔＰをともに零と
するように，電圧と位相を制御するので，２台のインバ
ータ間の横流がなくなり，安定な負荷の分担が行なわれ
る．
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の並列運
転システムは以上のように構成されているので，次の三
つの問題点があった．第一の問題点は，インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って，分担電流をバランスさせるために，制御の応答速
度を向上することが難しく，特に瞬時の横流は制御でき
ないことである．第二の問題点は，横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである．このためインバータの出力
を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御などの
高速電圧制御系には適用限界がある．第三の問題点は，
横流を有効分と無効分に分離して制御しているので，制
御回路が複雑になることである．
【０００８】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので，横流を有効分と無効分に分離す
ることなく，分担電流を高速にバランスさせる交流出力
変換器の並列運転制御装置を提供するものである．
【０００９】また，インバータに限らず，他の瞬時制御
形交流出力変換器の並列運転にも汎用的に適用できる手
段を提供することを目的としている．
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明に係る交流出力
変換器の並列運転制御装置においては，平均値制御では
なく，瞬時制御形交流出力変換器の電圧制御回路に，変
換器相互間に流れる電流の横流分に応じた信号を与える
ように構成したものである．
【００１１】
【作用】上記のように構成された並列運転制御装置によ
る交流出力変換器の並列運転システムでは，横流が少な
くなるよう瞬時に電圧制御回路が動作する．
【００１２】
【実施例】実施例１． 図１に本発明の一実施例を示す．前述の図１０と対応す
る機能については同じ番号をつけているが，図１０は出
力電圧の平均値を制御する形式のインバータ装置である
のに対し，図１は出力電圧の瞬時値を制御する形式のイ
ンバータ装置であるので，同一番号でも必ずしも同じ機
能の回路ではない．
【００１３】図において，１号インバータ装置１は，図
示簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線
３を通じて並列運転しつつ，負荷４へ電力を供給してい
る．５は１号インバータ装置１に接続されている直流電
源，６は２号インバータ装置２に接続されている直流電
源，７は出力母線３の電圧指令値を発生する出力電圧基
準発生回路である．
【００１４】１００番以降の番号は，インバータ装置の
構成要素であり，添え字なき番号と添え字がａの番号は
１号インバータ装置１の構成要素，添え字がｂの番号は
２号インバータ装置２の構成要素である．
【００１５】１００はインバータ本体であり，例えば高
周波スイッチングの可能なトランジスタやMOSFETなどの
自己消弧形素子により構成され，図２(ａ)のような３相
ブリッジインバータや図２(ｂ)のような単相ブリッジイ
ンバータのそれぞれのアームが出力周波数（例えば６０
Hz）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチン
グするもので，直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形
波状の高周波交流電圧に変換する．１０１，１０２は低
域通過フィルタを構成するリアクトルとコンデンサであ
り，インバータ本体１００の発生した矩形波状の高周波
交流電圧から高調波を除去し，正弦波の出力電圧を得
て，出力開閉器１０３ａを通じて出力母線３へ接続され
ている．
【００１６】２００ａは１号インバータ装置の出力電流
Ｉ1 を，２０１はインバータ本体１００の出力電流 Ｉ
A1を検出する電流センサである．３００はコンデンサ１
０２の電圧（並列運転時は出力母線電圧となる．）を検
出する電圧センサである．
【００１７】４００はインバータ本体１００のスイッチ
ングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり，例えばイ
ンバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧指令信
号と三角波キャリアの交差でインバータ本体１００をス
イッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路である．４０
１はインバータ本体１００の出力電流ＩA1を制御する電
流制御回路である．４０２はインバータ本体１００の出
力電流指令値を制限するリミッタ回路である．４０３は
コンデンサ１０２の電圧を制御する電圧制御回路であ
る．４０４は所望の出力電圧を発生する為にコンデンサ
１０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準
発生回路である．４０５は１号インバータ装置１と２号
インバータ装置２の間に仮想的にインピーダンスＺを挿
入し，横流を制限するように動作させる為の横流制限用
仮想インピーダンス回路である．４０６は１号インバー
タ装置１が出力している横流と分担すべき負荷電流値を
検出する電流検出回路である．
【００１８】５００，５０１，５０２，５０３，５０４
は加減算器である．
【００１９】２号インバータ装置２は，１号インバータ
装置１と同一の構成で，出力が出力母線３を通じて１号
インバータ装置１と並列接続されており，１０３ｂは２
号インバータ装置２の出力開閉器，２００ｂは２号イン
バータ装置２の出力電流Ｉ2を検出する電流センサであ
る．
【００２０】図３は電流検出回路４０６の詳細を示すブ
ロック図である．４０６ｓ，４０６ｔは加減算器，４０
６ｕは，インバータ装置の並列台数をｎとすると，１／
ｎのゲインを持つ増幅回路である．加算器４０６ｓにて
１号インバータ装置１の出力電流Ｉ1 と２号インバータ
装置２の出力電流Ｉ2 を加算して負荷電流ＩL を求め，
この信号を増幅回路４０６ｕに入力して，負荷電流ＩL
を並列台数ｎ（この場合はｎ＝２）で割った値ＩL／ｎ
を演算し，これを１号インバータ装置１が分担すべき負
荷電流ＩL1 * として出力する．また，減算器４０６ｔに
より，１号インバータ装置１の出力電流 Ｉ1 と分担す
べき電流ＩL1 * の差，即ち，横流 ΔＩ1（＝Ｉ1−ＩL1
* ）を演算出力する．
【００２１】次に動作について説明する．
【００２２】このインバータ装置には電流マイナールー
プが設けられており，電流制御回路４０１は電流センサ
２０１によりフィードバックされたインバータ本体１０
０の出力電流ＩA1がリミッタ回路４０２からの電流指令
ＩA1 * と一致するようにリアクトル１０１に印加すべき
電圧を出力する．出力母線３にはコンデンサ１０２及び
２号インバータ装置２による電圧があるので，リアクト
ル１０１に所望の電圧を印加するには，インバータ本体
１００が出力母線３の電圧とリアクトル１０１に印加す
べき電圧の和を発生する必要がある．従って，電圧セン
サ３００で検出したコンデンサ１０２の電圧と電流制御
回路４０１の出力とを加算器５００にて加算し，この信
号を電圧指令として三角波比較形ＰＷＭ回路４００に与
える．
【００２３】コンデンサ電流基準発生回路４０４は，コ
ンデンサに流れるべき電流として，コンデンサ１０２の
電圧指令Ｖ1 *より９０度進んだ正弦波電流基準をコンデ
ンサ１０２の容量に応じて発生する．コンデンサ１０２
の電圧指令Ｖ1 *は減算器５０４の出力から得られること
は後述する．電圧制御回路４０３は，コンデンサ１０２
の電圧指令Ｖ1 *と電圧センサ３００で検出したコンデン
サ１０２の電圧の偏差を減算器５０３にて演算した信号
を入力とし，この偏差を少なくするためにインバータ本
体１００が出力すべき補正電流信号を出力する．
【００２４】インバータ本体１００の出力電流指令値Ｉ
A1 * は，コンデンサ電流基準発生回路４０４，電圧制御
回路４０３の出力と，電流検出回路４０６が出力する１
号インバータ装置１の負荷電流分担指令値ＩL1 * を加算
器５０２にて演算し，その結果をリミッタ回路４０２に
て制限した信号である．従って，無負荷状態において
は，インバータ本体１００がコンデンサ１０２に流れる
べき電流を供給することによって無負荷電圧を確立す
る．この場合，電圧制御回路４０３は電流制御の誤差や
コンデンサ１０２の容量の設計値と実際値の誤差により
生じるコンデンサ電流基準発生回路４０４の出力の過不
足分を補正する．次に，負荷４が投入されると，負荷電
流ＩL の１／２を分担するように電流検出回路４０６か
ら電流マイナーループへ指令が与えられ，それぞれのイ
ンバータが負荷電流を１／２づつ分担することになる．
ここでリミッタ回路４０２は負荷起動時における突入電
流等の過電流をインバータ本体１００が供給しないよう
に，電流制御回路４０１への指令値をインバータ本体１
００の電流許容値以下に制限するものである．
【００２５】このように構成することによって，インバ
ータはそれ自身の電流マイナーループで過電流に対し保
護され，また，負荷電流の歪や急変に対して速やかに追
従することにより，出力電圧を常に正弦波に保つことが
できる．この方式の特徴はこのような制御がインバータ
の高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため，
応答が非常に速いことである．例えば，１０kHz のスイ
ッチング周波数を用いると１００μsec 毎に制御が行わ
れるので，負荷の急変などの外乱に対する過渡現象はお
よそ１００μsec の１０倍程度で完了し，優れた制御性
能を得ることができる．
【００２６】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御系の応答と精度が全く同一の場合は，以
上の制御系構成で横流を無くすことができるが，実際に
は構成部品の精度，制御ゲイン，主回路定数などのばら
つきにより，このままでは横流の少ない安定した並列運
転が困難である．例えば，１号インバータ装置１と２号
インバータ装置２の電圧センサが，それぞれ−０.５
％，＋０.５％の誤差を持っていたとすると，単独運転
時の出力電圧差ΔＶが１％となり，仮にインバータ間の
配線インピーダンスが１％以下だとすると，横流が１０
０％以上流れることになる．
【００２７】本発明は，次のようにして，インバータ間
に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも存
在するように制御回路を構成することにより，横流を抑
制する．横流制限用仮想インピーダンス回路４０５は，
ΔＩ1×Ｚ（ΔＩ1は横流：Ｉ1−ＩL1 *，Ｚは仮想的なイ
ンピーダンスの伝達関数）を演算し，この信号を減算器
５０４により出力電圧基準発生回路７の出力Ｖ* から減
じ，これをコンデンサ１０２の電圧指令Ｖ1 *とする．コ
ンデンサ１０２の電圧は前述の電圧制御系により，電圧
指令Ｖ1 *に瞬時に追従する．
【００２８】図４は図１を簡略化したブロック図であ
り，この図を用いて，横流制限用仮想インピーダンス回
路４０５により，インバータが横流に関してのみＺの出
力インピーダンスを持ち，横流以外の電流成分には低イ
ンピーダンスの電圧源として動作することを説明する．
図において，７００ａ，７００ｂはそれぞれ１号インバ
ータ装置１，２号インバータ装置２の電圧指令値Ｖ1 *及
びＶ2 *から出力電圧までの伝達関数を示し，その他の番
号は前述の図１で既に説明済みであり，同一機能につい
ては同一番号をつけている．既に使用している記号もあ
るが，次の記号を改めて定義する． ＶB ：出力母線電圧 Ｖ* ：出力電圧指令値 Ｖ1 * ：１号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｖ2 * ：２号インバータコンデンサ電圧指令値 ＩL ：負荷電流 Ｉ1 ：１号インバータ出力電流 Ｉ2 ：２号インバータ出力電流 ΔＩ1：１号インバータ横流 （＝Ｉ1−ＩL／２） ΔＩ2：２号インバータ横流 （＝Ｉ2−ＩL／２） Ｇ1 ：１号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｇ2 ：２号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｚ ：横流制限用仮想インピーダンス値 これらの記号を用いて，次に，横流制限用仮想インピー
ダンスの効果を示す関係式を導く．
【００２９】キルヒホッフの法則より，次式が成立す
る． ＩL＝Ｉ1＋Ｉ2 (１) (１)式より，ΔＩ1，ΔＩ2は次式となる． ΔＩ1＝Ｉ1−ＩL／２＝（Ｉ1−Ｉ2）／２ (２) ΔＩ2＝Ｉ2−ＩL／２＝（Ｉ2−Ｉ1）／２ (３) ΔＩ2＝−ΔＩ1 (４) 図４及び(４)式より，Ｖ1 *，Ｖ2 *は次式となる． Ｖ1 *＝Ｖ*−Ｚ×ΔＩ1 (５) Ｖ2 *＝Ｖ*−Ｚ×ΔＩ2＝Ｖ*＋Ｚ×ΔＩ1 (６) Ｇ1，Ｇ2の定義より，次式が成立する． ＶB＝Ｖ1 *×Ｇ1 (７) ＶB＝Ｖ2 *×Ｇ2 (８) (５)〜(８)式より，次式が成立する． ＶB＝Ｖ*×Ｇ1−Ｚ×ΔＩ1×Ｇ1 (９) ＶB＝Ｖ*×Ｇ2＋Ｚ×ΔＩ1×Ｇ2 (10) (９)−(10)式より，ΔＩ1を求めると次式となる．
【数１】
【００３０】(９)＋(10)式を求め，２で除すと，次式と
なる．
【数２】
【００３１】(11)式より，横流は仮想インピーダンス値
Ｚにより抑制できる．Ｇ1，Ｇ2は，電圧制御系を前述の
ような瞬時電圧制御系などで構成することにより，出力
周波数においてゲインをほぼ１とすることができるの
で，(11)式は次式となる．
【数３】
【００３２】単独運転の場合の個々のインバータ装置の
出力電圧差をΔＶとすると，(13)式は次式となる．
【数４】 例えば，ΔＶが１％の場合は，Ｚ＝５０％に選ぶと，横
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１％／１００％＝１％となる．
【００３３】次に(12)式において，右辺第２項は(13)式
を代入すると次式となる．
【数５】
【００３４】ΔＶは１％程度と小さいので，（ΔＶ）2
≒０ と考えることができる．従って，(12)式は右辺第
１項のみとなり，次式となる．
【数６】 (16)式より，並列運転時の母線電圧ＶB は，単独運転時
の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり，仮想
インピーダンス値Ｚの影響はない．
【００３５】Ｚは出力周波数において横流を制限する為
の適当なインピーダンス値を持っていれば，どのような
伝達関数でもよい．例えば，この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として，微分回路であればＺはリアクトルと
して，積分回路であればＺはコンデンサとして，比例，
積分，微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗，コンデ
ンサ，リアクトルの組み合わせた回路として動作する．
また，Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも，出力周波数において横流を制限する為の適
当なインピーダンス値さえ持っていれば，安定に横流を
制限することができる．
【００３６】図５に横流とインバータ装置が分担すべき
電流とを検出する電流検出回路４０６の具体例を示す．
この回路は既に公知の手段ではあるが，簡単に動作を説
明する．例えば，３００Ａの負荷電流ＩL をＩＮＶ−
１，ＩＮＶ−２及びＩＮＶ−３の３台のインバータ装置
がそれぞれＩ1＝９０Ａ ，Ｉ2＝１００Ａ ，Ｉ3＝１１
０Ａを出力している場合を考える．各インバータの出力
電流を同一の電流センサＣＴ−１，ＣＴ−２，ＣＴ−３
により計測し，各電流センサには同一の抵抗値を持つ負
担抵抗 Ｒ11，Ｒ21，Ｒ31を接続して，それぞれ９Ｖ，
１０Ｖ，１１Ｖの電圧を得る．この電圧はインバータ
装置の出力電流に対応した電圧である．Ｒ11等に対し充
分大きな同一の抵抗値を持つ抵抗Ｒ12，Ｒ22，Ｒ32を図
のように接続すると，これらの抵抗にはそれぞれ（９＋
１０＋１１）／３＝１０Ｖの電圧が得られる．この電圧
が負荷電流ＩL の １／３，即ち各々のインバータが分
担すべき電流値に対応した電圧である．従って，インバ
ータ装置ＩＮＶ−１については，Ｘ１点とＸ２点の間に
は分担すべき電流，Ｘ１点とＸ３点の間には横流に相当
した電圧が得られるので，これらの信号を絶縁して制御
回路へ取り込めばよい．また，インバータ装置ＩＮＶ−
１を停止しようとするときは，まずスイッチＳ1 2をオン
し，抵抗Ｒ22とＲ32の電圧を１５Ｖにし，負荷を全て他
の２台のインバータに移す．次にスイッチＳ11をオンす
ると同時にそのインバータ装置を停止すればよい．
【００３７】以上の説明では単純化のため，電流，電圧
がベクトル量であることを無視した説明となっている
が，ベクトル量であっても同じ関係が成立する．
【００３８】以上説明した図１の制御方式は単相インバ
ータの例であるが，各相ごとにあるいは２相分に同様の
制御回路を設けることにより３相インバータにも適用で
きる．
【００３９】実施例２． 次に，３相のインバータや変換器の場合に，より優れた
特性を得ることのできる，ｄ−ｑ軸による同期回転座標
系を用いた制御システムに本発明を適用した例を図６に
より説明する．
【００４０】図６の構成は図１とほぼ同一であるが，４
つの３相／２相変換回路６００〜６０３と一つの２相／
３相変換回路６０４を持っているところが大きな相異で
ある．３相正弦波信号回路４０８とそれを出力母線電圧
ＶB に同期させるＰＬＬ４０７は，これらの座標変換基
準となる３相正弦波信号として次の６つの信号を発生す
る．
【数７】
【００４１】
【数８】 （但し通常はψ＝０とする．）
【００４２】３相／２相変換回路の動作について説明す
る．電流センサ２０１，電流検出回路４０６，電圧セン
サ３００の３相出力信号を代表してマトリクスＸ＝ｃｏ
ｌ〔Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗ〕と表し，これらに次の変換マト
リクスＣを掛けると，ｄ−ｑ軸上の直流信号ｄ−ｑベク
トルＹ＝ｃｏｌ〔Ｙｄ，Ｙｑ〕に変換される．
【数９】
【００４３】
【数１０】 但し，数式中、例えば文字Ｃの上に−を付したものはマ
トリクスＣ，文字Ｙの上に＾を付したものはｄ−ｑ軸の
ベクトル量（ｄ−ｑベクトル）Ｙを表す。関係する図中
の符号も同様である．
【００４４】このような変換を行うと，出力電圧指令Ｖ
* が次式であるとき，
【数１１】
【００４５】そのｄ−ｑ軸上での値は次式となる．
【数１２】
【００４６】またコンデンサ１０２の容量をＣp とする
と，それに流すべき電流指令ｄ−ｑベクトルＩc *は
【数１３】 このようにｄ−ｑ軸上では３相出力電圧基準及びコンデ
ンサ電流基準は直流の一定値となる．
【００４７】ｄ−ｑ軸変換された信号を用いて図１で示
したのと同様に制御演算を実施する．Ｕ，Ｖ，Ｗの３相
系の制御は追値制御系であるため，定常時でも誤差が出
やすいのに対して，この制御系は定値制御系となるの
で，本質的に誤差の少ない制御が可能となる．
【００４８】ｄ−ｑ軸上で行った制御演算結果は，２相
／３相変換回路６０４によって，(19)式の逆変換マトリ
クスを乗算されることにより，再び３相系に戻され，Ｐ
ＷＭ回路に与えられる．
【数１４】 実施例３． また，３相のインバータや変換器の場合には，α−β座
標上でも，図７に示すように上記実施例２と同様な制御
システムを構成することができる．
【００４９】図７の構成は図６とほぼ同一であるが，３
相／２相変換回路８００〜８０３と２相／３相変換回路
８０４が，Ｕ，Ｖ，Ｗとｄ−ｑ軸の変換ではなく，Ｕ，
Ｖ，Ｗとα−β座標の変換であるところが大きな相異で
ある．Ｕ，Ｖ，Ｗとα−β座標の変換は，(17)，(18)式
において，ωｔを固定値（例えばωｔ＝π／２）とする
ことによって得られる変換マトリクスＣ，Ｃ-1を用い
て，上記実施例２と同様の演算を行えばよい．ωｔを固
定値とするので，ｄ−ｑ軸上での制御に必要であった３
相正弦波信号回路４０８とＰＬＬ４０７は不要となる．
【００５０】変換マトリクスＣ，Ｃ-1の成分は定数とな
るので，α−β座標上では，３相出力電圧基準及びコン
デンサ電流基準は交流量となり，Ｕ，Ｖ，Ｗの３相系の
制御と同様に追値制御系となる．
【００５１】以上，図１，図６，図７により説明した実
施例では，電流マイナーループの指令値に，インバータ
の出力フィルタの並列コンデンサ１０２に流れるべき電
流値を与えることによって，制御性を向上させている
が，図１，図６，図７におけるコンデンサ電流基準発生
回路４０４は省略してもよい．これは電圧制御回路４０
３が１号インバータ装置１の出力電圧を出力電圧基準Ｖ
1 *に一致するように動作し，その結果コンデンサ電流基
準の信号に替る信号を発生するので，正弦波インバータ
の制御系として支障なく動作するからである．この場合
は，電圧制御回路４０３の増巾率が充分大きい方が電圧
制御に偏差が少なくなる．
【００５２】また，以上の説明では，制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが，電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば，横流制限用仮想インピーダンス回路を追加すること
により，安定に交流出力変換器を並列運転することがで
きる．
【００５３】以上の説明では本発明をインバータの並列
運転に用いる場合について説明したが，他の変換器でも
例えば図８に示すような，高周波のインバータとサイク
ロコンバータを組合せ，直流から高周波矩形波さらに低
周波正弦波に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時
電圧制御の可能な変換器にも同じ原理を適用できる．
【００５４】図８に示す変換器では，トランジスタＱ１
からＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に図
９(ａ)に示すような矩形波を得る．次に同図(ｂ)に示す
ようにインバータのスイッチングと同期した鋸歯状波を
作り，それと図中に線Ｘ1−Ｘ2で示す出力電圧指令信号
との交点を同図(ｃ)のように求める．この信号とインバ
ータの電圧ＲＳの極性にもとづき，同図(ｅ)のようにサ
イクロコンバータのスイッチを選択することにより同図
(ｄ)のように信号Ｘ1−Ｘ2に対応した電圧を図８のＮＰ
間に得ることができる．
【００５５】以上の説明から明らかなように，図８の回
路は図２の(ｂ)と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ることがで
きる．さらに３相出力の場合は図８のトランスＴＲの２
次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換器を用い
るようにしてもよい．
【００５６】図１，図６，図７に示した原理を実現する
には，アナログ演算増巾器等を用いたディスクリート回
路でもよいし，マイクロプロセッサやディジタルシグナ
ルプロセッサによるディジタル制御でソフトウェア処理
により実現することもできる．
【００５７】また以上の説明では簡単のために同じ容量
の２台のインバータで説明したが，異なる容量のｎ台の
変換器の並列運転にも適用できる．この場合は図５のＣ
Ｔ−１，ＣＴ−２，ＣＴ−３等と抵抗 Ｒ11，Ｒ21，Ｒ
31等を容量に応じて変え，定格電流の際にＲ11，Ｒ21，
Ｒ31等の端子に同じ電圧を得るようにすれば，全ての変
換器が容量に比例して負荷を分担する．
【００５８】
【発明の効果】以上のように、本発明は各変換器毎に横
流分を検出し，この横流分に仮想インピーダンスを乗じ
て得られる信号により各電圧制御回路への入力信号を補
正するようにしたので，たとえ電圧センサ等の誤差ばら
つきにより各変換器の出力電圧帰還信号にばらつきが存
在しても，これが原因で各変換器の電流分担制御が乱さ
れることがなくなり，横流の瞬時値を速やかに抑制する
効果がある．又，第２と第３の発明は，瞬時電圧制御を
ｄ−ｑ軸座標またはα−β座標上で制御するので，制御
回路の構成を，簡単にすることができる． 又，第４と第
５の発明は，上記効果に加えて電流マイナーループを有
するので負荷電流の歪や急変に対して速やかに追従でき
るものとすることができる．
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例１を示すブロック図である．
【図２】この発明に用いる変換器の実施例を示す回路図
である．
【図３】図１の電流検出回路のブロック図である．
【図４】図１を簡略化したブロック図である．
【図５】図１の電流検出回路の実施例を示す回路図であ
る．
【図６】この発明の実施例２を示すブロック図である．
【図７】この発明の実施例３を示すブロック図である．
【図８】この発明に用いる他の変換器の実施例を示す回
路図である．
【図９】この発明に用いる他の変換器の動作説明図であ
る．
【図１０】従来方式の構成を示すブロック図である．
【符号の説明】
１ １号インバータ装置 ２ ２号インバータ装置 ３ 出力母線 ４ 負荷 ４０３ 電圧制御回路 ４０５ 横流制限用仮想インピーダンス回路 ４０６ 電流検出回路

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数台の交流出力変換器の出力を共通の
    母線に接続し，負荷電流を分担しつつ並列運転するとと
    もに、上記各交流出力変換器に、出力電圧基準と自己の
    出力電圧帰還信号との偏差を入力して出力電圧の瞬時値
    を制御する電圧制御回路を備えた交流出力変換器の並列
    運転制御装置において、 上記各変換器毎にその出力電流と当該変換器が分担すべ
    き負荷電流との差である横流分を検出し、上記横流分に
    所定の伝達関数を乗じて補正信号を作成し、上記各電圧
    制御回路への入力信号を上記補正信号により補正するこ
    とにより上記横流分を抑制するようにしたことを特徴と
    する交流出力変換器の並列運転制御装置。
  2. 【請求項２】 交流出力変換器は、三相交流出力電圧の
    瞬時値をｄ軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分
    により制御する瞬時電圧制御回路を有することを特徴と
    する請求項１記載の交流出力変換器の並列運転制御装
    置．
  3. 【請求項３】 交流出力変換器は、三相交流出力電圧の
    瞬時値をα軸とβ軸による直交座標系の２つの成分によ
    り制御する瞬時電圧制御回路を有することを特徴とする
    請求項１記載の交流出力変換器の並列運転制御装置．
  4. 【請求項４】 交流出力変換器は、変換器の出力電流の
    瞬時値を制御する電流マイナーループを持つことを特徴
    とする請求項１ないし３のいずれかに記載の交流出力変
    換器の並列運転制御装置．
  5. 【請求項５】 電流マイナーループの指令として，分担
    すべき負荷電流値を与えたことを特徴とする請求項４記
    載の交流出力変換器の並列運転制御装置．
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