CN104466963A - 一种电力感应调控滤波装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电力感应调控滤波装置及其控制方法,滤波装置包括三相电网、电压传感器，三相电网与电压传感器串联还包括整流变压器，整流变压器的一次侧与电压传感器连接，整流变压器的二次侧采用延边三角形接线结构，整流变压器的延边绕组依次通过电流传感器、整流器与非线性负载连接；整流变压器延边绕组与二次侧交点处接入调谐支路；调谐支路与电压源型逆变器连接组成滤波支路；电压源型逆变器的开关器件控制端与控制器的控制输出端连接；控制器的控制输入端与所述电压传感器、电流传感器连接。本发明使用整流器动态调整整流变压器的阻抗值，可以使得整流变压器中压侧的阻抗在特定次谐波频率下达到零，从而实现动态滤除谐波的目的。

Description

一种电力感应调控滤波装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种能够实时跟踪谐波变化的电力感应调控滤波装置及电压源型逆变器的控制方法。

背景技术

由于电力电子器件固有的非线性特性，其在电力***与工业配用电***应用时，不可避免地引起谐波污染严重、功率因数低下、电压闪变与不平衡等电能质量问题。目前，改善电能质量的方法主要有多重化整流技术、无源滤波、有源滤波、混合有源滤波和感应滤波。

多重化技术主要被应用于大功率工业整流供电***。它主要是通过换流器的多重化联结(12脉波、18脉波、24脉波等)，使得由每个换流桥产生的主要含量的特征谐波电流在电网侧的汇流处通过移相作用而相互抵消，从而降低电网侧的谐波含量。这种滤波方式需要多个换流桥的串/并联协调运行，换流桥间会由于环流而产生损耗，并且这种滤波方式只能使特定次谐波减少，在实际的复杂工况中依然会出现谐波超标的情况。

无源滤波由于装置结构比较简单、设计与制造比较容易，且初期投资成本较低，在电力***与工业配用电***中得到了广泛使用。然而，无源滤波器只能够抑制特定次谐波，当电力网络结构或负载发生变化时，会引起谐振频率的变化，此时无源滤波器抑制谐波的能力会降低，甚至有可能产生谐振，影响供电***稳定性。另外，无源滤波对低次谐波具有放大作用，且电容器参数随时间的推移容易发生变化，这会导致调谐频率发生偏移，从而影响实际的滤波性能。

有源滤波与混合有源滤波技术通过实时补偿谐波电流的方式能从根本上解决上述无源滤波存在的问题，但现有全控型器件容量偏小和价格过高的问题限制了这两种滤波技术的推广与应用。除此之外，有源滤波技术会向电网注入电流，如果直接与整流器相连的话有可能会导致晶闸管发生换相失败，这使得有源滤波的应用目前主要停留在中低压等功率较小的领域，在需要供电电流很大的电解行业和对安全要求很高的高压领域(特别是高压直流输电领域)鲜有应用。

无论是无源滤波还是有源滤波，主要用来解决谐波与无功对电网的不良影响，但对于与电网所连接的变压器而言，谐波与无功电流能够自由流通，得不到任何抑制。感应滤波从根源上解决了这个问题，它能够改善供电***中变压器工作的电磁环境，减小变压器的附加损耗、振动与噪音，而且增加了***稳定性与运行效率。但缺点是依然无法解决***谐波发生变化时谐波抑制效果变差的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对上述现有技术的不足，提供一种电力感应调控滤波装置及电压源型逆变器的控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种电力感应调控滤波装置，包括三相电网、电压传感器，所述三相电网与电压传感器串联；还包括整流变压器，所述整流变压器的一次侧与所述电压传感器连接，所述整流变压器的二次侧采用延边三角形接线结构，所述整流变压器的延边绕组依次通过电流传感器、整流器与非线性负载连接；所述整流变压器延边绕组与二次侧交点处接入调谐支路；所述调谐支路与电压源型逆变器连接组成滤波支路；所述电压源型逆变器的开关器件控制端与控制器的控制输出端连接；所述控制器的控制输入端与所述电压传感器、电流传感器连接。

所述电压源型逆变器与直流电容连接。

本发明还提供了一种上述滤波装置的控制方法，包括以下步骤：

1)检测三相电网侧的三相电压和非线性负载侧的三相电流，计算出非线性负载侧的三相电压与三相电流；

2)利用非线性负载侧的三相电压和三相电流，通过瞬时无功功率理论计算出非线性负载侧的瞬时有功功率P和无功功率Q；

3)将上述瞬时有功功率P和无功功率Q经过高通滤波器，滤去瞬时有功功率P和无功功率Q中的直流和低频分量，保留高频成分；

4)利用p、q运算方法计算流入滤波支路的谐波电流，同时为了使电压源型逆变器直流侧电压稳定，在q轴分量上增加电压反馈控制，最后计算得到滤波支路的三相输出电流；

5)将上述计算出的三相输出电流与增益系数K相乘，得到电压源型逆变器的PWM调制信号，将所述PWM信号输出给电压源型逆变器控制输出补偿电流，达到动态补偿谐波的目的。

所述滤波支路的三相输出电流计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{a0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{ALh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{CLh}}\\ I_{b0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{BLh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{ALh}}\\ I_{c0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{CLh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{BLh}}\end{array}\right.;$

式中,I_a0h、I_b0h、I_c0h为滤波支路的三相输出电流，k32为整流变压器二次侧三角形绕组与二次侧延边绕组的变比；I_ALh、I_BLh、I_CLh为非线性负载侧的谐波电流。

本发明的方法中，K＝-1时增益效果最好。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明使用整流器动态调整整流变压器的阻抗值，可以使得整流变压器中压侧的阻抗在特定次谐波频率下达到零，从而实现动态滤除谐波的目的；本发明的控制方法只与整流变压器滤波侧相关，而不必考虑***阻抗的影响，也不会对***的正常运行产生干扰；使用逆变器可以产生频率快速变化的补偿电流，当非线性负载侧或电网侧发生频率快速波动时，补偿电流可以对指定频率的谐波进行快速补偿，从而保证对主要特征谐波电流的抑制性能；具有双向谐波屏蔽功能，电压源型逆变器与感应滤波调谐支路组成的滤波支路能同时吸收来自非线性负载侧和来自晶闸管可控电抗器侧的谐波电流，使得谐波电流在靠近谐波源处得到抑制，从而缩短了谐波电流的流通路径，使得所述整流变压器一次侧绕组以及电网侧的谐波电流含量很小，呈良好的正弦性；能在靠近非线性负载侧，实现无功功率的就近动态补偿，使得由非线性负载产生的无功分量不会串扰至所述整流变压器的一次绕组侧以及电网侧，即使非线性负载发生波动，所述整流变压器一次绕组侧和电网侧的功率因数始终维持在期望值(0.95以上)；由于谐波和无功均在靠近非线性负载侧就近抑制和补偿，这不仅降低了所述整流变压器的附加损耗、温升、振动与噪音，而且实现了整个工业整流供电***的高功率因数和高效率稳定运行。

附图说明

图1是本发明装置的结构框图；

图2是本发明的中整流变压器的等值电路模型；

图3是本发明中电压源型逆变器控制原理图。

具体实施方式

如图1所示，本发明所述整流变压器3的二次侧采用延边三角形接线方式，低压侧外接整流器5，该接线方式可以满足工业直流非线性负载6的低压大电流供电需求；中压侧(延边绕组与三角形绕组交点处)外接实时滤波***7；高压绕组采用星型接线方式，并与电网侧等值交流电源1(工业配电***或者外部电网)相连接。实时滤波***7包含控制器8、直流侧电容9、电压源型逆变器10和感应滤波调谐支路11。实时滤波***7通过电压传感器2和电流传感器4采集电压电流信号，通过控制器8发送控制信号驱动电压源型逆变器10的开关器件工作，生成指定的控制信号。直流电容9作为直流和交流转换的能量存储设备，一方面能够把各相的谐波电能进行存储，另一方面也能够提供稳定的直流电压作为逆变电源。逆变器10输出的电压通过滤波电路11转变成电流送入变压器，从而实现对各相谐波电流的动态补偿。

整流变压器的等值电路模型如图2所示。按照多绕组变压器理论，变压器在谐波作用下的电压平衡方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{Aah}}-k_{12}^{-1}{V}_{\mathrm{Agh}}=-k_{12}{I}_{\mathrm{Agh}}{Z}_{h21}-k_{32}{I}_{\mathrm{abh}}{Z}_{2h}\\ V_{\mathrm{Aah}}-k_{32}^{-1}{V}_{\mathrm{abh}}=-k_{32}{I}_{\mathrm{abh}}{Z}_{h23}-k_{12}{I}_{\mathrm{Agh}}{Z}_{2h}\\ V_{\mathrm{Bbh}}-k_{12}^{-1}{V}_{\mathrm{Bgh}}=-k_{12}{I}_{\mathrm{Bgh}}{Z}_{h21}-k_{32}{I}_{\mathrm{bch}}{Z}_{2h}\\ V_{\mathrm{Bbh}}-k_{32}^{-1}{V}_{\mathrm{bch}}=-k_{32}{I}_{\mathrm{bch}}{Z}_{h23}-k_{12}{I}_{\mathrm{bgh}}{Z}_{2h}\\ V_{\mathrm{Cch}}-k_{32}^{-1}{V}_{\mathrm{Cgh}}=-k_{12}{I}_{\mathrm{bch}}{Z}_{h23}-k_{12}{I}_{\mathrm{cah}}{Z}_{2h}\\ V_{\mathrm{Cch}}-k_{32}^{-1}{V}_{\mathrm{cah}}=-k_{32}{I}_{\mathrm{cah}}{Z}_{h23}-k_{12}{I}_{\mathrm{Cgh}}{Z}_{2h}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，k12为变压器一次侧与二次侧的延边绕组的变比，k32为二次侧三角形绕组与二次侧延边绕组的变比，电压、电流都为在h次谐波作用下的值，其含义在图2中标明，Z_h21为延边绕组与网侧绕组间的谐波短路阻抗，Z_h23为延边绕组与三角形绕组间的谐波短路阻抗，两者都可以通过短路试验获得，等值漏抗Z_2h可以下式计算：

$Z_{2h}=\frac{1}{2}(Z_{h21}+Z_{h23}-Z_{h13}^{\text{'}})---\left(2\right)$

按照变压器磁势平衡原理可得到公式3：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Aah}}+k_{12}{I}_{\mathrm{Agh}}+k_{32}{I}_{\mathrm{abh}}=0\\ I_{\mathrm{Bbh}}+k_{12}{I}_{\mathrm{Bgh}}+k_{32}{I}_{\mathrm{bch}}=0\\ I_{\mathrm{Cch}}+k_{12}{I}_{\mathrm{Cgh}}+k_{32}{I}_{\mathrm{cah}}=0\end{array}\right.---\left(3\right)$

根据基尔霍夫电压和电流定律，可得到相应的电压方程和电流方程如式4、式5所示：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Aah}}=I_{\mathrm{ALh}}\\ I_{\mathrm{Aah}}=I_{\mathrm{abh}}+I_{a0h}-I_{\mathrm{cah}}\\ I_{\mathrm{Bbh}}=I_{\mathrm{BLh}}\\ I_{\mathrm{Cch}}=I_{\mathrm{CLh}}\\ I_{\mathrm{Cch}}=I_{\mathrm{cah}}+I_{c0h}-I_{\mathrm{bch}}\\ I_{\mathrm{abh}}+I_{\mathrm{bch}}+I_{\mathrm{cah}}=0\\ I_{\mathrm{Aah}}+I_{\mathrm{Bbh}}+I_{\mathrm{Cch}}=0\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中，I_ALh、I_BLh、I_CLh为非线性负载侧的谐波电流。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{abh}}=-V_{b0h}+V_{a0h}\\ V_{\mathrm{bch}}=-V_{c0h}+V_{b0h}\\ V_{\mathrm{cah}}=-V_{a0h}+V_{c0h}\\ V_{a0h}=I_{a0h}{Z}_{\mathrm{Fah}}\\ V_{b0h}=I_{b0h}{Z}_{\mathrm{Fbh}}\\ V_{c0h}=I_{c0h}{Z}_{\mathrm{Fch}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

式中，Z_Fah、Z_Fbh、Z_Fch可由电压源型逆变器控制。

由式1～5可得到变压器一次侧电流表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{Agh}}=-\frac{k_{12}(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{12}{k}_{32}{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{ALh}}+\frac{k_{12}{k}_{32}{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{2h}}{I}_{\mathrm{BLh}}\\ I_{\mathrm{Bgh}}=-\frac{k_{12}(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{12}{k}_{32}{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{BLh}}+\frac{k_{12}{k}_{32}{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{2h}}{I}_{\mathrm{CLh}}\\ I_{\mathrm{Cgh}}=-\frac{k_{12}(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{12}{k}_{32}{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{CLh}}+\frac{k_{12}{k}_{32}{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{2h}}{I}_{\mathrm{ALh}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

同理，也可得到变压器二次侧电流表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{abh}}=-\frac{k_{32}{Z}_{1h}-Z_{12}^2{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{ALh}}-\frac{k_{12}^2{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{BLh}}\\ I_{\mathrm{bch}}=-\frac{k_{32}{Z}_{1h}-Z_{12}^2{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{BLh}}-\frac{k_{12}^2{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{CLh}}\\ I_{\mathrm{cah}}=-\frac{k_{32}{Z}_{1h}-Z_{12}^2{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{CLh}}-\frac{k_{12}^2{Z}_{\mathrm{Fh}}}{k_{12}^2(Z_{3h}+3Z_{\mathrm{Fh}})+k_{32}^2{Z}_{1h}}{I}_{\mathrm{ALh}}\end{array}\right.---\left(7\right)$

由公式6可知，理想情况下，当Z_3h和Z_Fh满足以下条件时，网侧的谐波电流为零。

即Z_3h＝Z_Fh＝0(8)

由公式4，7和8可得到流通新型整流变压器二次绕组的电流为：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{abh}}=-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{Aah}}\\ I_{\mathrm{bch}}=-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{Bbh}}\\ I_{\mathrm{cah}}=-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{Cch}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

可见此时谐波的磁势已经在变压器的副边和滤波支路中达到了平衡，因此不会再对一次侧，即网侧产生影响，也就是阻止了谐波电流窜入电网对电网造成污染。

为了实现动态滤波，实时滤波***7需要实时跟踪负载侧谐波电流的变化，计算应流入滤波支路的谐波量，然后动态改变输出电流，从而改变滤波支路的阻抗，将谐波电流吸入滤波支路，从而达到动态滤除谐波的目的。

电压源型逆变器的控制***如图3所示，具体的控制过程如下：

首先检测网侧的三相电压和负载侧的三相电流，间接计算出非线性负载侧的三相电压，利用所计算得到的非线性负载侧三相电压与三相电流，通过瞬时无功功率理论计算出非线性负载侧的瞬时有功功率P和无功功率Q。经过高通滤波器后，滤去瞬时有功功率P和瞬时无功功率Q中的直流和低频分量，保留高频即谐波成分。截止频率设为100Hz。然后利用p、q运算方法计算出流入滤波支路的谐波电流，同时为了使电压源型逆变器直流侧电压稳定，需要在q轴分量上增加电压反馈控制。最后计算得到滤波支路的三相输出电流。流入滤波支路的电流可根据式4和7得到：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{a0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{ALh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{CLh}}\\ I_{b0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{BLh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{ALh}}\\ I_{c0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{CLh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{BLh}}\end{array}\right.$

式中,I_a0h、I_b0h、I_c0h为滤波支路谐波电流大小，k₃₂为二次侧三角形绕组与二次侧延边绕组的变比。I_ALh、I_BLh、I_CLh为非线性负载侧的谐波电流。

当滤波支路的三相输出电流为I_a0h、I_b0h和I_c0h时，能够实现负载侧的谐波的补偿。根据计算量调整增益系数K的大小，使输出值和载波波形匹配，得到电压源型逆变器的PWM调制信号。最后将生成PWM信号输出给电压源型逆变器控制输出补偿电流，达到动态补偿谐波的目的。

Claims (5)

1.一种电力感应调控滤波装置，包括三相电网、电压传感器，所述三相电网与电压传感器串联；其特征在于，还包括整流变压器，所述整流变压器的一次侧与所述电压传感器连接，所述整流变压器的二次侧采用延边三角形接线结构，所述整流变压器的延边绕组依次通过电流传感器、整流器与非线性负载连接；所述整流变压器延边绕组与二次侧交点处接入调谐支路；所述调谐支路与电压源型逆变器连接组成滤波支路；所述电压源型逆变器的开关器件控制端与控制器的控制输出端连接；所述控制器的控制输入端与所述电压传感器、电流传感器连接。

2.根据权利要求1所述的电力感应调控滤波装置，其特征在于，所述电压源型逆变器与直流电容连接。

3.一种权利要求1或2所述滤波装置的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)检测三相电网侧的三相电压和非线性负载侧的三相电流，计算出非线性负载侧的三相电压与三相电流；

2)利用非线性负载侧的三相电压和三相电流，通过瞬时无功功率理论计算出非线性负载侧的瞬时有功功率P和无功功率Q；

3)将上述瞬时有功功率P和无功功率Q经过高通滤波器，滤去瞬时有功功率P和无功功率Q中的直流和低频分量，保留高频成分；

4)利用p、q运算方法计算流入滤波支路的谐波电流，同时为了使电压源型逆变器直流侧电压稳定，在q轴分量上增加电压反馈控制，最后计算得到滤波支路的三相输出电流；

5)将上述计算出的三相输出电流与增益系数K相乘，得到电压源型逆变器的PWM调制信号，将所述PWM信号输出给电压源型逆变器控制输出补偿电流，达到动态补偿谐波的目的。

4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述滤波支路的三相输出电流计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_{a0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{ALh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{CLh}}\\ I_{b0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{BLh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{ALh}}\\ I_{c0h}=(1+k_{32}^{-1})I_{\mathrm{CLh}}-k_{32}^{-1}{I}_{\mathrm{BLh}}\end{array}\right.;$

式中,I_a0h、I_b0h、I_c0h为滤波支路的三相输出电流，k32为整流变压器二次侧三角形绕组与二次侧延边绕组的变比；I_ALh、I_BLh、I_CLh为非线性负载侧的谐波电流。

5.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，K＝-1。