JP2020078210A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 所望の電力変換が可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】 実施形態による電力変換装置は、第１および第２直流コンデンサＣ１、Ｃ２と、第１直流コンデンサＣ１に並列に接続した第１レグＬ１と、第２直流コンデンサＣ２に並列に接続した第２レグＬ２と、第１レグＬ１の出力端子と交流負荷と接続する交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器Ｃを含む正側アームＡ１と、第２レグＬ２の出力端子と交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器Ｃを含む負側アームＡ２と、単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡの電圧平均値を所定の値とする第１操作量電流値と、第１および第２直流コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧平均値を所定の値とする第２操作量電流値と、の和を演算し、電流Ｉｐと電流Ｉｎとの検出値から交流電流成分Ｉａｃを演算し、交流電流成分Ｉａｃが和を含む指令値に追従するようにゲート信号を生成する制御回路ＣＮＴと、を備える。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

従来、交流電力を直流電力へ、または、直流電力を交流電力へ変換する電力変換装置は、三相２レベル変換器が適用されてきた。三相２レベル変換器は、直流電力を三相交流電力へ変換して出力する電力変換装置を構成する上で、必要最小限の６つの半導体スイッチング素子で構成することができるため、電力変換装置の小型化および低コスト化を実現することができる。

一方、その出力電圧波形は、例えば入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替（スイッチング）をＰＷＭ（パルス幅変調）で行うことにより、擬似的に生成された交流波形となっており、多分にスイッチングに起因する高調波電圧を含んでいる。このため、電力変換装置の三相交流電力の出力経路にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入し、スイッチングによる高調波を低減する対策が取られている。

しかしながら、電力系統と電力変換装置とを接続する場合、電力系統へ流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するためには、高調波を低減するためのフィルタ容量を大きくする必要があり、電力変換装置のコスト上昇と、重量増加とを招いていた。

スイッチング周波数を高くすることにより、高調波を低減するためのフィルタを小型化することが可能であるが、スイッチング周波数が高くなることによりスイッチングに伴う損失が増大し、電力ロスが大きくなるのみならず、電力変換装置の冷却性能を向上させる必要が生じる。屋外等で使用される電力変換装置は、冷却ファンを設置することが困難である可能性がある。その場合には、冷却部が大型化するために電力変換装置全体を小型化することが困難となる。

これに対し、コンデンサと半導体スイッチとを有した単位変換器を多段接続した構成を備え電力変換器であって、電力系統電圧や配電系統電圧と同等の高電圧を変換可能なモジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ：Modular Multilevel Converter）の研究開発が進められている。
この電力変換器が実用化されると、多レベル化により、出力電圧波形および出力電流波形が正弦波波形に近づくため、高調波フィルタが不要になるメリットが得られる。さらに、複数の単位変換器のスイッチングタイミングを互いにずらすことにより、低いスイッチング周波数で従来と同じ出力波形を得ることが可能となるため、スイッチング損失を低減することも可能になる。

ＭＭＣの単位変換器の数を減らす回路として、例えば、中性点クランプ形モジュラー・マルチレベル変換器（以下、ＮＰＣ−ＭＭＣ（Neutral Point Clamped Modular Multilevel Converter）という。）が提案されている。ＮＰＣ−ＭＭＣは、直流側の電圧を２つのコンデンサで分圧し、それぞれのコンデンサと並列に接続した半導体スイッチで構成されるレグを含む高圧チョッパを備え、高圧チョッパの交流端子に単位変換器を多段接続して構成される。この構成により、従来のＭＭＣと比較して、単位変換器の数をおよそ半分に削減することができる。

特開２０１５−１４６６９２号公報

萩原 誠、赤木 泰文 著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ，１２８巻７号，２００８

上記のように、ＮＰＣ−ＭＭＣは、直流側に２つの直流コンデンサを有する。直流コンデンサは、直流側へ電力供給する場合やコンデンサ自身の漏れ電流などで放電してしまうため、２つの直流コンデンサの電圧を維持する必要がある。

また、上記ＮＰＣ−ＭＭＣは、直流側が電圧源に接続された場合、直流コンデンサから放電された電力は、電圧源から供給される。しかしながら、電流源や負荷、または、電流源動作させるよう制御されている制御電圧源が直流側に接続される場合、直流コンデンサの放電に伴い直流側へ供給する電圧が低下し、所望の電力変換動作ができなくなる可能性があった。

さらに、高調波の少ない出力電力を得るためには、単位変換器に含まれるセルコンデンサも同様に電圧を維持する必要がある。すなわち、直流コンデンサおよびセルコンデンサを同時に電圧維持することが要求される。

本発明の実施形態は、スイッチングによる高調波および損失を抑制するとともに、所望の電力変換が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態による電力変換装置は、第１直流コンデンサと、前記第１直流コンデンサと直列に接続した第２直流コンデンサと、前記第１直流コンデンサに並列に接続した第１スイッチングレグと、前記第２直流コンデンサに並列に接続した第２スイッチングレグと、前記第１スイッチングレグの出力端子と交流負荷と接続する交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む正側アームと、前記第２スイッチングレグの出力端子と前記交流端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む負側アームと、前記単位変換器に含まれるセルコンデンサの電圧の平均値を所定の値とする第１フィードバック操作量電流値と、前記第１直流コンデンサおよび前記第２直流コンデンサの電圧の平均値を所定の値とする第２フィードバック操作量電流値と、の和を演算し、前記正側アームに流れる電流と前記負側アームに流れる電流との検出値から、前記交流端子に流れる交流電流成分を演算し、前記交流電流成分が前記和を含む指令値に追従するように前記第１スイッチングレグと、前記第２スイッチングレグと、複数の前記単位変換器とのゲート信号を生成する制御回路と、を備える。

図１は、第１実施形態の電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。 図２は、図１に示す電力変換装置の単位変換器の一構成例を概略的に示す図である。 図３は、第１実施形態の電力変換装置の動作の一例を説明するための図である。 図４は、第１実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。 図５は、第２実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。 図６は、第３実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。 図７は、第４実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。

以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態の電力変換装置の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電力変換装置２０は、正側直流端子ＴＡと、負側直流端子ＴＢと、三相交流端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷと、を備え、交流負荷１０と直流負荷（図示せず）との間に接続可能である。直流負荷は、例えば、太陽光発電システムや、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）のような直流電源や、バッテリや、他の電力変換装置等である。

電力変換装置２０は、第１直流コンデンサＣ１と、第２直流コンデンサＣ２と、第１スイッチングレグＬ１Ｕ、Ｌ１Ｖ、Ｌ１Ｗと、第２スイッチングレグＬ２Ｕ、Ｌ２Ｖ、Ｌ２Ｗと、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗと、第１バッファリアクトルＬＡＵ、ＬＡＶ、ＬＡＷと、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗと、第２バッファリアクトルＬＢＵ、ＬＢＶ、ＬＢＷと、計器用変圧器２２と、制御装置ＣＮＴと、を備えている。

第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２とは、正側直流端子ＴＡと負側直流端子ＴＢとの間において、直列に接続されている。第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサとの間は中性点電位となる。

第１スイッチングレグＬ１Ｕ、Ｌ１Ｖ、Ｌ１Ｗは、第１直流コンデンサＣ１と並列に接続している。第２スイッチングレグＬ２Ｕ、Ｌ２Ｖ、Ｌ２Ｗは、第２直流コンデンサＣ２と並列に接続している。

なお、本実施形態の電力変換装置２０では、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２とは、三相に共有されているが、三相それぞれに２つの直流コンデンサが並列接続されていてもよい。

第１スイッチングレグＬ１Ｕ、Ｌ１Ｖ、Ｌ１Ｗのそれぞれは、第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗと、第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗと、を備えている。
第２スイッチングレグＬ２Ｕ、Ｌ２Ｖ、Ｌ２Ｗのそれぞれは、第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗと、第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗと、を備えている。

第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗと、第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗとは、正側直流端子ＴＡと中性点電位との間において、直列に接続されている。すなわち、第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗと、第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗとは第１直流コンデンサＣ１と並列に接続されている。

第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗと、第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗとは、負側直流端子ＴＢと中性点電位との間において、直列に接続されている。すなわち、第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗと、第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗとは第２直流コンデンサＣ２と並列に接続されている。

第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗと、第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗと、第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗと、第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗとは、例えば、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）等の自己消弧型素子である。

正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗと負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗとのそれぞれは、直列に接続された複数の単位変換器Ｃを備えている。
正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗと負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗとは、第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗと、第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗとの間の第１出力端子Ｏ１Ｕ、Ｏ１Ｖ、Ｏ１Ｗと、第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗと、第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗとの間の第２出力端子Ｏ２Ｕ、Ｏ２Ｖ、Ｏ２Ｗとの間において、第１バッファリアクトルＬＡＵ、ＬＡＶ、ＬＡＷ、および第２バッファリアクトルＬＢＵ、ＬＢＶ、ＬＢＷを介して直列に接続している。

なお、図１に示す電力変換装置２０の例では、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗと負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗとは、第１バッファリアクトルＬＡＵ、ＬＡＶ、ＬＡＷ、および第２バッファリアクトルＬＢＵ、ＬＢＶ、ＬＢＷを介して接続しているが、例えば、結合リアクトルや変圧器を介して接続してもよく、直接接続してもよい。

正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗと負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗとは、バッファリアクトルＬＡＵ、ＬＡＶ、ＬＡＷとバッファリアクトルＬＢＵ、ＬＢＶ、ＬＢＷとの間の交流端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷにおいて、交流負荷１０と電気的に接続される。

計器用変圧器２２は、交流負荷１０と電力変換装置２０との間を接続する交流ラインの交流電圧を制御回路ＣＮＴで利用可能な電圧に変換して、制御回路ＣＮＴへ出力する。
制御回路ＣＮＴは、外部から供給される指令値にしたがって、電力変換装置２０の出力電力が所定の値となるように、第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗと、第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗと、第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗと、第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗと、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗと、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗと、の動作を制御する。

制御回路ＣＮＴは、例えば、ＣＰＵ（central processing unit）やＭＰＵ（micro processing unit）などのプロセッサを少なくとも１つと、プロセッサにより実行されるプログラムが記録されるメモリと、を備え、ソフトウエアにより動作するように構成されてもよい。制御回路ＣＮＴの構成については、後に図面を参照して詳細に説明する。

図２は、図１に示す電力変換装置の単位変換器の一構成例を概略的に示す図である。
単位変換器Ｃは、第１セルスイッチング素子ＳＡと、第２セルスイッチング素子ＳＢと、セルコンデンサＣＡと、コンデンサ電圧検出回路ＶＳと、を備えている。

第１セルスイッチング素子ＳＡと第２セルスイッチング素子ＳＢとは直列に接続されている。第１セルスイッチング素子ＳＡと第２セルスイッチング素子ＳＢとは、例えば、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）等の自己消弧型素子である。

セルコンデンサＣＡは、第１セルスイッチング素子ＳＡおよび第２セルスイッチング素子ＳＢと、並列に接続している。
単位変換器Ｃは、第１セルスイッチング素子ＳＡと第２セルスイッチング素子ＳＢとの間（第１端子Ｔ１）にて、高電位側に接続する単位変換器Ｃの第２セルスイッチング素子ＳＢのソース（第２端子Ｔ２）と電気的に接続する。最も高電位側の単位変換器Ｃの第１端子Ｔ１は、第１出力端子Ｏ１Ｕ、Ｏ１Ｖ、Ｏ１Ｗと電気的に接続される。最も低電位側の単位変換器Ｃの第２端子Ｔ２は、第２出力端子Ｏ２Ｕ、Ｏ２Ｖ、Ｏ２Ｗと電気的に接続される。

コンデンサ電圧検出回路ＶＳは、セルコンデンサＣＡの電圧を検出し、電圧値（又は電圧相当値）を制御回路ＣＮＴへ出力する。
セルコンデンサＣＡの電圧をＶｃとすると、第１セルスイッチング素子ＳＡをオン、第２セルスイッチング素子ＳＢをオフしたときに、単位変換器Ｃの出力はＶｃ[Ｖ]となり、第１セルスイッチング素子ＳＡをオフ、第２セルスイッチング素子ＳＢをオンしたときに、単位変換器Ｃの出力は０[Ｖ]となる。

なお、単位変換器Ｃの構成は図２示したものに限定されるものではなく、スイッチング素子とセルコンデンサとを有し、スイッチ状態で出力電圧を切り替えられるものであれば他の構成でも構わない。例えば、単位変換器Ｃは、４つのスイッチング素子とセルコンデンサとを備えたフルブリッジ回路であってもよい。

次に、本実施形態の電力変換装置２０の動作の一例について説明する。
図３は、第１実施形態の電力変換装置の動作の一例を説明するための図である。
ここでは、電力変換装置２０が出力する交流相電圧Ｖａｃ、第１スイッチングレグＬ１Ｕ、Ｌ１Ｖ、Ｌ１Ｗの出力電圧Ｖｐ、第２スイッチングレグＬ２Ｕ、Ｌ２Ｖ、Ｌ２Ｗの出力電圧Ｖｎ、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの出力電圧Ｖａｒｍｐ、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの出力電圧Ｖａｒｍｎ、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの電流Ｉｐ、および、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの電流Ｉｎについて、時系列に沿った変化の一例を示している。

なお、Ｉａｃは、交流端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷの電流（または交流電流成分）であり、Ｖｄｃは、直流側の電圧（正側直流端子ＴＡと負側直流端子ＴＢとの間の電圧）であり、Ｉｄｃは、直流側の電流である。

第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗおよび第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗは、電力変換装置２０の出力交流電圧Ｖａｃが正である１／２周期（０＜ωｔ＜π）にてオンとなり、出力交流電圧Ｖａｃが負である１／２周期（π＜ωｔ＜２π）にてオフとなる。

これにより、第１スイッチングレグＬ１Ｕ、Ｌ１Ｖ、Ｌ１Ｗの出力電圧Ｖｐは、出力交流電圧Ｖａｃが正となる１／２周期では、第１直流コンデンサＣ１の電圧と等しくなり、出力交流電圧Ｖａｃが負となる１／２周期ではゼロとなる。

第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗおよび第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗは、電力変換装置２０の出力交流電圧Ｖａｃが負である１／２周期にてオンとなり、出力交流電圧Ｖａｃが正である１／２周期にてオフとなる。

これにより、第２スイッチングレグＬ２Ｕ、Ｌ２Ｖ、Ｌ２Ｗの出力電圧Ｖｎは、出力交流電圧Ｖａｃが正となる１／２周期ではゼロとなり、出力交流電圧Ｖａｃが負となる１／２周期では第２直流コンデンサＣ２の電圧と等しくなる。

第１出力端子Ｏ１Ｕ、Ｏ１Ｖ、Ｏ１Ｗと第２出力端子Ｏ２Ｕ、Ｏ２Ｖ、Ｏ２Ｗとの間には、交流電圧が正の１／２周期では、第１直流コンデンサＣ１の電圧が出力され、負の１／２周期では、第２直流コンデンサＣ２の電圧が出力される。

第１直流コンデンサＣ１の電圧と第２直流コンデンサＣ２の電圧とは、正側直流端子ＴＡと負側直流端子ＴＢとの間の直流電圧Ｖｄｃのおよそ１／２の電圧であるため、第１出力端子Ｏ１Ｕ、Ｏ１Ｖ、Ｏ１Ｗと第２出力端子Ｏ２Ｕ、Ｏ２Ｖ、Ｏ２Ｗとの間電圧は、直流電圧Ｖｄｃのおよそ１／２となる。
すなわち、第１スイッチングレグＬ１Ｕ、Ｌ１Ｖ、Ｌ１Ｗの出力電圧Ｖｐは、下記式にて表すことができる。
Ｖｐ＝Ｖｄｃ／２ （０＜ｗｔ＜π）
＝０ （π＜ｗｔ＜２π）

また、第２スイッチングレグＬ２Ｕ、Ｌ２Ｖ、Ｌ２Ｗの出力電圧Ｖｎは、下記式にて表すことができる。
Ｖｎ＝０ （０＜ｗｔ＜π）
＝−Ｖｄｃ／２ （π＜ｗｔ＜２π）

一方、単位変換器Ｃから構成される正側アームおよび負側アームは、図３に示すような所望の電圧Ｖａｒｍｐ、Ｖａｒｍｎが出力できるように、単位変換器Ｃのオンオフ時比率（デューティ）が適宜調整される。たとえば、制御回路ＣＮＴは、単位変換器Ｃの出力指令値と三角波とを比較するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）技術を用いることにより、単位変換器Ｃの第１セルスイッチング素子ＳＡと第２セルスイッチング素子ＳＢとのゲート信号を生成することができる。このとき、各単位変換器Ｃの三角波キャリアの位相を適切にずらすことにより、高調波が少ない電圧を出力させることができる。

ここで、説明のため、直流側の基準電位を正側直流端子ＴＡと負側直流端子ＴＢの中性点電位とすると、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの出力電圧Ｖａｒｍｐは、下記式にて表すことができる。

Ｖａｒｍｐ＝Ｖｄｃ／２−Ｖａｃ （０＜ｗｔ＜π）
＝−Ｖａｃ （π＜ｗｔ＜２π）
また、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの出力電圧Ｖａｒｍｎは、下記式にて表すことができる。

Ｖａｒｍｎ＝Ｖａｃ （０＜ｗｔ＜π）
＝Ｖｄｃ／２＋Ｖａｃ （π＜ｗｔ＜２π）
上記のように第１スイッチングレグＬ１Ｕ、Ｌ１Ｖ、Ｌ１Ｗ、第２スイッチングレグＬ２Ｕ、Ｌ２Ｖ、Ｌ２Ｗ、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗ、および、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗを動作させることにより、電力変換装置２０の交流相電圧Ｖａｃを所望の値とすることができる。

次に、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの電流Ｉｐと、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの電流Ｉｎとについて説明する。
本実施形態の電力変換装置２０は、例えば、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの電流Ｉｐと負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの電流Ｉｎとを検出する電流検出器を備えている。

正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの電流Ｉｐと、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの電流Ｉｎとは、下記変数変換式により、交流電流成分Ｉａｃと循環電流成分Ｉｚとに分離することができる。
Ｉａｃ＝Ｉｐ−Ｉｎ
Ｉｚ ＝（Ｉｐ＋Ｉｎ）／２
交流電流成分Ｉａｃは、交流端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷから外に出る成分である。一方、循環電流成分Ｉｚは、交流端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷから外に出ない成分で、仮想的な電流である。本実施形態では、交流電流成分Ｉａｃは、外部から交流端子ＴＵ、ＴＶ、ＴＷへ向かって流れる方向を正とし、循環電流成分Ｉｚは、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗから正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗへ向かって流れる方向を正とする。

正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの電流Ｉｐと、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの電流Ｉｎとは、交流電流成分Ｉａｃと循環電流成分Ｉｚとを用いて、下記式で表すことができる。
Ｉｐ＝Ｉａｃ／２＋Ｉｚ
Ｉｎ＝−Ｉａｃ／２＋Ｉｚ

次に、本実施形態の電力変換装置２０の制御回路ＣＮＴの構成例について説明する。
図４は、第１実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態では、制御回路ＣＮＴは、セルコンデンサ電圧平均値制御部３１と、直流コンデンサ電圧制御部３２と、交流電流制御部３３と、循環電流制御部３４と、コンパレータＣＯＭと、ＰＷＭ制御部３５、３６と、切替器ＳＰ、ＳＮと、セルコンデンサ電圧バランス制御部３７と、直流コンデンサ電圧バランス制御部３８と、加算器ＡＤ１−ＡＤ５と、乗算器Ｍ１、Ｍ２と、を備えている。

セルコンデンサ電圧平均値制御部３１は、減算器（第１減算器）Ｓ１と、乗算器（第１乗算器）Ｇ１と、を備えている。
減算器Ｓ１は、外部から入力されるセルコンデンサ電圧指令値から、セルコンデンサ電圧Ｖｃの平均値Ｖｃａｖｅを引いた差を出力する。

なお、セルコンデンサ電圧の平均値Ｖｃａｖｅは、制御回路ＣＮＴにて演算することができる。セルコンデンサ電圧平均値Ｖｃａｖｅは、たとえば、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗと負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２ＷとのそれぞれがＮ個の単位変換器Ｃを備えるとき、全部で６Ｎ個の単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡの電圧Ｖｃの平均値であって、下記式のように表すことができる。
Ｖｃａｖｅ＝（（Ｖｃｕｐ１＋…ＶｃｕｐＮ）＋（Ｖｃｕｎ１＋…ＶｃｕｎＮ）＋…＋（Ｖｃｗｎ１＋…ＶｃｗｎＮ））／（６Ｎ）

乗算器Ｇ１は、減算器Ｓ１から出力された値と所定のゲインとの積を出力する。乗算器Ｇ１の出力値は、セルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流（第１フィードバック操作量電流）の値である。乗算器Ｇ１で乗じられるゲインは、応答性や安定性を鑑みて設定される。

セルコンデンサ電圧平均値制御部３１は、例えば、セルコンデンサ電圧指令値と、セルコンデンサ電圧平均値との差がゼロとなるように制御する比例制御回路又は比例積分回路である。

直流コンデンサ電圧制御部３２は、減算器（第２減算器）Ｓ２と、乗算器（第２乗算器）Ｇ２と、を備えている。
減算器Ｓ２は、外部から入力される直流コンデンサ電圧指令値から、直流コンデンサ電圧平均値を引いた差を出力する。なお、直流コンデンサ電圧の平均値は、制御回路ＣＮＴにて演算することができる。

乗算器Ｇ２は、減算器Ｓ２から出力された値と所定のゲインとの積を出力する。乗算器Ｇ２の出力値は、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流（第２フィードバック操作量電流）の値である。乗算器Ｇ２にて乗じられるゲインは、応答性や安定性を鑑みて設定される。

直流コンデンサ電圧制御部３２は、例えば、直流コンデンサ電圧指令値と、直流コンデンサ電圧平均値との差がゼロとなるように操作量を出力する比例制御回路又は比例積分制御回路である。

直流コンデンサ電圧バランス制御部３８は、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２との電圧値を一致させる、つまりバランスさせる操作量を出力する。例えば、直流コンデンサ電圧バランス制御部３８は、第１直流コンデンサＣ１と第２直流コンデンサＣ２との電圧値との差がゼロとする操作量を出力する。

セルコンデンサ電圧バランス制御部３７は、すべてのセルコンデンサＣＡの電圧Ｖｃを一致させる、つまりバランスさせる操作量を出力する。例えば、セルコンデンサ電圧バランス制御部３７は、正側アームの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡと、負側アームの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡとの差がゼロとする操作量を出力する。

加算器ＡＤ１は、直流コンデンサ電圧制御部３２の出力（直流コンデンサ電圧フィードバック操作量電流）と、セルコンデンサ電圧平均値制御部３１の出力（セルコンデンサ電圧フィードバック操作量電流）との値を加算した和を交流電流制御部３３へ出力する。

なお、直流コンデンサ電圧制御部３２は、直流端子ＴＡ、ＴＢ間に電圧源（若しくは電圧源動作する回路）が接続されるときには、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧のフィードバック操作量電流をゼロとする。

交流電流制御部３３は、検出された正側アーム電流Ｉｐと負側アーム電流Ｉｎとの値から演算される交流電流成分Ｉａｃ（＝Ｉｐ−Ｉｎ）を演算し、交流電流成分Ｉａｃが入力される電流指令値（加算器ＡＤ１の出力値）に一致するように、電圧指令値Ｖａｃを演算する。
交流電流制御部３３の出力値（電圧指令値Ｖａｃ）は、コンパレータＣＯＭと、乗算器Ｍ２と、切替器ＳＮと、加算器ＡＤ３とに入力される。

加算器ＡＤ５は、直流コンデンサ電圧制御部３２の出力値（直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流）と、加算器ＡＤ４の出力値とを加算して循環電流制御部３４へ出力する。
加算器ＡＤ４は、セルコンデンサ電圧バランス制御部３７の出力値と、直流コンデンサ電圧バランス制御部３８の出力値とを加算して出力する。

循環電流制御部３４は、検出された正側アーム電流Ｉｐと負側アーム電流Ｉｎとの値から循環電流成分Ｉｚ（＝（Ｉｐ＋Ｉｎ）／２）を演算し、外部から入力される指令値電流を満たす循環電流成分Ｉｚを実現するように、電圧指令値Ｖｄｃを出力する。

コンパレータＣＯＭは、電圧指令値Ｖａｃと基準電位とを比較して、第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗと、第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗと、第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗと、第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗとのゲート信号を出力する。

すなわち、コンパレータＣＯＭは、電圧指令値Ｖａｃが正（基準電圧より大きい）ときに第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗおよび第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗをオンし、電圧指令値Ｖａｃが負（基準電圧より小さい）ときに第１スイッチング素子Ｓ１Ｕ、Ｓ１Ｖ、Ｓ１Ｗおよび第３スイッチング素子Ｓ３Ｕ、Ｓ３Ｖ、Ｓ３Ｗをオフするゲート信号を出力する。

また、コンパレータＣＯＭは、電圧指令値Ｖａｃが負（基準電圧より小さい）ときに第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗおよび第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗをオンし、電圧指令値Ｖａｃが正（基準電圧より大きい）ときに第２スイッチング素子Ｓ２Ｕ、Ｓ２Ｖ、Ｓ２Ｗおよび第４スイッチング素子Ｓ４Ｕ、Ｓ４Ｖ、Ｓ４Ｗをオフするゲート信号を出力する。

乗算器Ｍ２は、交流電流制御部３３から入力された電圧指令値Ｖａｃに−１を乗じた値を、加算器ＡＤ２および切替器ＳＰへ出力する。
乗算器Ｍ１は、循環電流制御部３４から入力された電圧指令値Ｖｄｃに１／２を乗じた値を、加算器ＡＤ２、ＡＤ３および切替器ＳＮへ出力する。

加算器ＡＤ２は、乗算器Ｍ２から入力された値（−Ｖａｃ）と乗算器Ｍ１から入力された値（Ｖｄｃ／２）とを加算して切替器ＳＰへ出力する。
加算器ＡＤ３は、交流電流制御部３３から出力された電圧指令値Ｖａｃと、乗算器Ｍ１から入力された値（Ｖｄｃ／２）とを加算して、切替器ＳＮへ出力する。

切替器ＳＰ、ＳＮは、コンパレータＣＯＭの出力値が切り替わるタイミングと同期して、出力値が切り替わるように構成されている。
例えば、切替器ＳＰは、電圧指令値Ｖａｃが正（基準電圧より大きい）とき、出力値（正側アームの電圧Ｖａｒｍｐの指令値）が、加算器ＡＤ２の出力値（＝Ｖｄｃ／２−Ｖａｃ）となり、電圧指令値Ｖａｃが負（基準電圧より小さい）とき、出力値（正側アームの電圧Ｖａｒｍｐの指令値）が、乗算器Ｍ２の出力値（＝−Ｖａｃ）となるように切り替わる。

また、切替器ＳＮは、電圧指令値Ｖａｃが正（基準電圧より大きい）とき、出力値（負側アームの電圧Ｖａｒｍｎの指令値）が、交流電流制御部３３の出力値（＝Ｖａｃ）となり、電圧指令値Ｖａｃが負（基準電圧より小さい）とき、出力値（負側アームの電圧Ｖａｒｍｐの指令値）が、加算器ＡＤ３の出力値（＝Ｖｄｃ／２＋Ｖａｃ）となるように切り替わる。

ＰＷＭ制御部３５は、切替器ＳＰから入力された値を電圧指令値として、電圧指令値とキャリア波とを比較して、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの単位変換器Ｃのスイッチング素子ＳＡ、ＳＢのゲート信号を生成し、出力する。

ＰＷＭ制御部３６は、切替器ＳＮから入力された値を電圧指令値として、電圧指令値とキャリア波とを比較して、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの単位変換器Ｃのスイッチング素子ＳＡ、ＳＢのゲート信号を生成し、出力する。

次に、本実施形態の電力変換装置２０の効果について説明する。
コンデンサの電圧はコンデンサに流入する電力で変化する。例えば正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡの流入電力Ｐｃｅｌｌｐは、下記式により表すことができる。
Ｐｃｅｌｌｐ＝−Ｖａｒｍｐ×Ｉｐ
＝−（Ｖｄｃ／２−Ｖａｃ）（Ｉａｃ／２＋Ｉｚ）
＝（Ｖａｃ−Ｖｄｃ／２）Ｉａｃ／２−Ｖｄｃ×Ｉｚ／２＋Ｖａｃ×Ｉｚ
（０＜ｗｔ＜π）
＝−（Ｖａｃ）（−Ｉａｃ／２＋Ｉｚ）
＝Ｖａｃ×Ｉａｃ／２−Ｖａｃ×Ｉｚ （π＜ｗｔ＜２π）

また、例えば第１直流コンデンサＣ１の流入電力Ｐｃ１は、下記式により表すことができる。
Ｐｃ１＝Ｖｐ×Ｉｐ
＝Ｖｄｃ×Ｉａｃ／４＋Ｖｄｃ×Ｉｚ／２ （０＜ｗｔ＜π）
＝０ （π＜ｗｔ＜２π）

交流１周期平均の電力として、（０＜ｗｔ＜π）と（π＜ｗｔ＜２π）との両期間の平均をとると、セルコンデンサＣＡの流入電力Ｐｃｅｌｌｐは下記式により表すことができる。
Ｐｃｅｌｌｐ＝（Ｖａｃ−Ｖｄｃ／４）Ｉａｃ／２−Ｖｄｃ×Ｉｚ／４

また、交流１周期平均の電力として、（０＜ｗｔ＜π）と（π＜ｗｔ＜２π）との両期間の平均をとると、第１直流コンデンサＣ１の流入電力Ｐｃ１は下記式により表すことができる。
Ｐｃ１＝Ｖｄｃ×Ｉａｃ／８＋Ｖｄｃ×Ｉｚ／４

負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡと第２直流コンデンサＣ２についても同様である。
すなわち、例えば負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡの流入電力Ｐｃｅｌｌｎは、下記式により表すことができる。
Ｐｃｅｌｌｎ＝−Ｖａｒｍｎ×Ｉｎ
＝−（Ｖａｃ）（−Ｉａｃ／２＋Ｉｚ）
＝Ｖａｃ×Ｉａｃ／２−Ｖａｃ×Ｉｚ （０＜ｗｔ＜π）
＝（Ｖｄｃ／２＋Ｖａｃ）（Ｉａｃ／２＋Ｉｚ）
＝（Ｖｄｃ／２＋Ｖａｃ）Ｉａｃ／２＋Ｖｄｃ×Ｉｚ／２＋Ｖａｃ×Ｉｚ
（π＜ｗｔ＜２π）

また、例えば第２直流コンデンサＣ２の流入電力Ｐｃ２は、下記式により表すことができる。
Ｐｃ２＝Ｖｎ×Ｉｎ
＝０ （０＜ｗｔ＜π）
＝Ｖｄｃ×Ｉａｃ／４−Ｖｄｃ×Ｉｚ／２ （π＜ｗｔ＜２π）

交流１周期平均の電力として、（０＜ｗｔ＜π）と（π＜ｗｔ＜２π）との両期間の平均をとると、セルコンデンサＣＡの流入電力Ｐｃｅｌｌｎは下記式により表すことができる。
Ｐｃｅｌｌｎ＝（Ｖｄｃ／４＋Ｖａｃ）Ｉａｃ／２＋Ｖｄｃ×Ｉｚ／４

また、交流１周期平均の電力として、（０＜ｗｔ＜π）と（π＜ｗｔ＜２π）との両期間の平均をとると、第２直流コンデンサＣ２の流入電力Ｐｃ２は下記式により表すことができる。
Ｐｃ２＝Ｖｄｃ×Ｉａｃ／８−Ｖｄｃ×Ｉｚ／４

流入電力Ｐｃｅｌｌｐ、Ｐｃｅｌｌｎ、Ｐｃ１、Ｐｃ２の数式の第１項によれば、交流電流成分Ｉａｃを増加することにより、流入電力Ｐｃｅｌｌｐ、Ｐｃｅｌｌｎ、Ｐｃ１、Ｐｃ２を増加させることができ、交流電流成分Ｉａｃを減少させることにより、流流入電力Ｐｃｅｌｌｐ、Ｐｃｅｌｌｎ、Ｐｃ１、Ｐｃ２を減少させることができる。したがって、交流電流成分Ｉａｃを調整することにより、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡ、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡ、第１直流コンデンサＣ１、および、第２直流コンデンサＣ２の電圧を調整することが可能である。

つまり、交流電流制御部３３にて、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との値の和を、交流電流成分Ｉａｃの指令値とすることで、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡ、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡ、第１直流コンデンサＣ１、および、第２直流コンデンサＣ２の電圧とを制御することが可能になる。

すなわち、本実施形態の電力変換装置２０によれば、交流負荷１０へ供給する電力のほか、コンデンサやスイッチング素子で発生するスイッチング損失や漏れ電流、検出回路の損失などによって、セルコンデンサＣＡや直流コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が徐々に低下することを防ぐことができる。

上記のように、本実施形態によれば、スイッチングによる高調波および損失を抑制するとともに、所望の電力変換が可能な電力変換装置を提供することができる。

次に、第２実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
なお、以下の説明において、上述の第１実施形態の電力変換装置２０と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
本実施形態の電力変換装置２０は、制御回路ＣＮＴの構成が上述の第１実施形態と異なっている。

図５は、第２実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電力変換装置２０は第１実施形態の変形例であって、第１ゲイン乗算器Ｇ３と、第２ゲイン乗算器Ｇ４とを更に備えている。

第１ゲイン乗算器Ｇ３は、セルコンデンサ電圧平均値制御部３１から出力されるセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流値にゲインＫ１を乗じた積を、加算器ＡＤ１へ出力する。
第２ゲイン乗算器Ｇ４は、直流コンデンサ電圧制御部３２から出力される直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流値にゲインＫ２を乗じた積を、加算器ＡＤ１へ出力する。

上記のように、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流の値の和を演算する前に、それぞれに異なるゲインを乗算することにより、制御性が良くなることが期待される。

例えば、上述の第１実施形態において説明したコンデンサの流入電力の式を参照すると、交流電流成分Ｉａｃに係る係数と循環電流成分Ｉｚに係る係数とが、同一式内および別の式で比べた場合で異なっている。そこで、本実施形態では、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との和算をする前に、異なるゲインを乗算することで、交流電流成分Ｉａｃと循環電流成分Ｉｚとを同様に用いて、セルコンデンサ電圧平均値Ｖｃａｖｅおよび直流電圧Ｖｄｃを制御し、制御性を改善している。

ゲインＫ１、Ｋ２を適切な値に設定することにより、例えば外乱が生じた場合であっても、出力電圧をより速やかに指令値に追従させることができ、結果として所望の電力変換動作に戻るまでの時間を短縮することが可能となる。

すなわち、本実施形態によれば、上述の第１実施形態と同様に、スイッチングによる高調波および損失を抑制するとともに、所望の電力変換が可能な電力変換装置を提供することができる。

次に、第３実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
図６は、第３実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電力変換装置２０は第１実施形態の変形例であって、減算器Ｓ３を更に備えている。
減算器Ｓ３は、直流コンデンサ電圧制御部３２の出力値からセルコンデンサ電圧平均値制御部３１の出力値を減じた差を、加算器ＡＤ５へ出力する。

上述の第１実施形態では、交流電流成分Ｉａｃにより、単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡと直流コンデンサＣ１、Ｃ２とを制御していたが、例えば、セルコンデンサＣＡと直流コンデンサＣ１、Ｃ２との一方のみが充電もしくは放電され続け、所望の電力変換動作が不可能になる可能性があった。

そこで、本実施形態の電力変換装置２０では、循環電流成分Ｉｚを用い、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との値の差を循環電流成分Ｉｚの指令値とすることで、セルコンデンサＣＡと直流コンデンサＣ１、Ｃ２とを制御可能になる。

すなわち、上述の第１実施形態にて説明したコンデンサの流入電力の数式によれば、第２項で表されるように、たとえば、正の循環電流成分Ｉｚを流すことにより、セルコンデンサＣＡは放電され、直流コンデンサＣ１、Ｃ２は充電される。つまり、循環電流成分Ｉｚの値を調整することにより、セルコンデンサＣＡと直流コンデンサＣ１、Ｃ２との電圧を調整することが可能である。

つまり、循環電流制御部３４にて、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との値の差を、循環電流成分Ｉｚの指令値とすることで、正側アームＡ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡ、負側アームＡ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗの単位変換器ＣのセルコンデンサＣＡ、第１直流コンデンサＣ１、および、第２直流コンデンサＣ２の電圧とを、独立して同時に制御することが可能になる。

すなわち、本実施形態の電力変換装置２０によれば、交流負荷１０へ供給する電力のほか、コンデンサやスイッチング素子で発生するスイッチング損失や漏れ電流、検出回路の損失などによって、セルコンデンサＣＡや直流コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が徐々に低下することを防ぐことができる。

上記のように、本実施形態によれば、スイッチングによる高調波および損失を抑制するとともに、所望の電力変換が可能な電力変換装置を提供することができる。

次に、第４実施形態の電力変換装置について図面を参照して詳細に説明する。
図７は、第４実施形態の電力変換装置の制御回路の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態の電力変換装置は第３実施形態の変形例であって、第１ゲイン乗算器Ｇ３、第２ゲイン乗算器Ｇ４、第３ゲイン乗算器Ｇ５、および第４ゲイン乗算器Ｇ６を更に備えている。

第１ゲイン乗算器Ｇ３は、セルコンデンサ電圧平均値制御部３１から出力されるセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流値にゲインＫ１を乗じた積を、加算器ＡＤ１へ出力する。
第２ゲイン乗算器Ｇ４は、直流コンデンサ電圧制御部３２から出力される直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流値にゲインＫ２を乗じた積を、加算器ＡＤ１へ出力する。

第３ゲイン乗算器Ｇ５は、セルコンデンサ電圧平均値制御部３１から出力されるセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流値にゲインＫ３を乗じた積を、減算器Ｓ１へ出力する。

第４ゲイン乗算器Ｇ６は、直流コンデンサ電圧制御部３２から出力される直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流値にゲインＫ４を乗じた積を、減算器Ｓ１へ出力する。

上記のように、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との値の和（交流電流指令値）を演算する前に、それぞれに異なるゲインを乗算することにより、制御性が良くなることが期待される。

また、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との値の差（循環電流指令値）を演算する前に、それぞれに異なるゲインを乗算することにより、制御性が良くなることが期待される。

すなわち、本実施形態では、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との値の和算をする前、および、減算する前のそれぞれにおいて、異なるゲインを乗算することで、交流電流成分Ｉａｃと循環電流成分Ｉｚとを同様に用いて、セルコンデンサ電圧平均値Ｖｃａｖｅおよび直流電圧Ｖｄｃを制御し、制御性を改善している。

ゲインＫ１、Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４を適切な値に設定することにより、例えば外乱が生じた場合であっても、出力電圧をより速やかに指令値に追従させることができ、結果として所望の電力変換動作に戻るまでの時間を短縮することが可能となる。

すなわち、本実施形態によれば、上述の第１実施形態と同様に、スイッチングによる高調波および損失を抑制するとともに、所望の電力変換が可能な電力変換装置を提供することができる。

なお、上述の第１乃至第４実施形態において、直流コンデンサ電圧のフィードバック操作量電流とセルコンデンサ電圧のフィードバック操作量電流との値の和と差とを用いて、セルコンデンサＣＡと直流コンデンサＣ１、Ｃ２との電圧を制御したが、電圧および電流のいずれの向きを正とするか、および、ゲインの設定により演算方法が変更する可能性があるものである。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

なお、上記第１乃至第４実施形態では、電圧Ｖａｃと電流Ｉａｃとは同位相であり、その乗算結果（Ｖａｃ・Ｉａｃ）によって有効電力が発生するものとして電力変換装置の動作について説明をした。しかしながら、図１に示す電力変換装置は、電圧Ｖａｃの位相と比較して電流Ｉａｃの位相を変化させることも可能であり、たとえば電圧Ｖａｃの位相に対して電流Ｉａｃの位相が９０度ずれている場合は、交流電流成分Ｉａｃを増加させても直流コンデンサＣ１、Ｃ２とセルコンデンサＣＡとの電圧を増加または減少させることはできない。

そこで、上述の第１乃至第４実施形態において、交流電流制御部３３は、三相交流を固定座標系から、交流と同位相のｄ軸成分と９０度位相がずれたｑ軸成分に座標変換する座標変換部を更に有するように構成してもよい。いわゆるｄｑ変換と呼ばれる変換法で、電力変換装置一般で用いられる技術である。

上記により、交流電流成分Ｉａｃの代わりに、直流コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧のフィードバック操作量電流（第１フィードバック操作量電流）とセルコンデンサＣＡの電圧のフィードバック操作量電流（第２フィードバック操作量電流）との和を用いて、ｄ軸電流（有効電流）Ｉｄの指令値を演算し、交流電流制御部３３の指令値とすることで、交流電流成分Ｉａｃの位相を考慮せず、セルコンデンサＣＡと直流コンデンサＣ１、Ｃ２との両者の電圧を制御可能となる。なお、ｄ軸電流Ｉｄには、セルコンデンサＣＡと直流コンデンサＣ１、Ｃ２の充電又は放電に必要な電流のほか、所望の電力変換動作に必要な電流も含まれる。

１０…交流負荷、２０…電力変換装置、３１…セルコンデンサ電圧平均値制御部、３２…直流コンデンサ電圧制御部、３３…交流電流制御部、３４…循環電流制御部、３５、３６…ＰＷＭ制御部、３７…セルコンデンサ電圧バランス制御部、３８…直流コンデンサ電圧バランス制御部、ＡＤ１−ＡＤ５…加算器、Ａ１Ｕ、Ａ１Ｖ、Ａ１Ｗ…正側アーム、Ａ２Ｕ、Ａ２Ｖ、Ａ２Ｗ…負側アーム、Ｃ１…第１直流コンデンサ、Ｃ２…第２直流コンデンサ、Ｇ１−Ｇ６、Ｍ１、Ｍ２…乗算器、Ｏ１Ｕ−Ｏ１Ｗ、Ｏ２Ｕ−Ｏ２Ｗ…出力端子、ＳＢ１、ＳＢ２…減算器。

Claims (7)

1. 第１直流コンデンサと、
   前記第１直流コンデンサと直列に接続した第２直流コンデンサと、
   前記第１直流コンデンサに並列に接続した第１スイッチングレグと、
   前記第２直流コンデンサに並列に接続した第２スイッチングレグと、
   交流負荷と接続する交流端子と前記第１スイッチングレグの出力端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む正側アームと、
   前記交流端子と前記第２スイッチングレグの出力端子との間に直列に接続した複数の単位変換器を含む負側アームと、
   複数の前記単位変換器のそれぞれに含まれるセルコンデンサの電圧の平均値を所定の値とする第１フィードバック操作量電流値と、前記第１直流コンデンサおよび前記第２直流コンデンサの電圧の平均値を所定の値とする第２フィードバック操作量電流値と、の和を演算し、前記正側アームに流れる電流と前記負側アームに流れる電流との検出値から、前記交流端子に流れる交流電流成分を演算し、前記交流電流成分が前記和を含む指令値に追従するように前記第１スイッチングレグと、前記第２スイッチングレグと、複数の前記単位変換器とのゲート信号を生成する制御回路と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御回路は、前記第１フィードバック操作量電流値から前記第２フィードバック操作量電流値を引いた差を演算し、前記正側アームに流れる電流と前記負側アームに流れる電流との検出値から、前記交流端子から出力されない循環電流成分を演算し、前記循環電流成分が前記差を含む指令値に追従するように、前記ゲート信号を生成する、ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記第１フィードバック操作量電流値にゲインを乗じる第１ゲイン乗算器と、前記第２フィードバック操作量電流値にゲインを乗じる第２ゲイン乗算器と、を備え、前記和は前記第１ゲイン乗算器の出力値と前記第２ゲイン乗算器の出力値とを加算した値である、ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記第１フィードバック操作量電流値にゲインを乗じる第３ゲイン乗算器と、前記第２フィードバック操作量電流値にゲインを乗じる第４ゲイン乗算器と、を備え、前記差は前記第３ゲイン乗算器の出力値から前記第４ゲイン乗算器の出力値を引いた値である、ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、外部から入力された前記セルコンデンサの電圧指令値と、複数の前記単位変換器に含まれる前記セルコンデンサの電圧の平均値との差を出力する第１減算器と、前記第１減算器の出力値にゲインを乗じて前記第１フィードバック操作量電流値として出力する第１乗算器と、を備えたセルコンデンサ電圧平均値制御部と、
   外部から入力された前記第１直流コンデンサおよび前記第２直流コンデンサの電圧指令値と、前記第１直流コンデンサと前記第２直流コンデンサとの電圧の平均値との差を出力する第２減算器と、前記第２減算器の出力値にゲインを乗じて前記第２フィードバック操作量電流値として出力する第２乗算器と、を備えた直流コンデンサ電圧制御部と、を更に備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の電力変換装置。
6. 前記第１直流コンデンサおよび前記第２直流コンデンサと並列に電圧源として動作する回路が接続されるときに、前記制御回路は前記第２フィードバック操作量電流値をゼロとする、ことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記制御回路は、三相交流を交流と同位相のｄ軸成分と９０度位相がずれたｑ軸成分に座標変換する座標変換部を有し、
   前記交流電流成分はｄ軸成分である、ことを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の電力変換装置。