JP6586723B2 - 電力変換装置の横流電流抑制方法 - Google Patents

Description

本発明は、 並列接続した交流電圧を出力する電力変換装置の横流電流抑制（電流責務均等化）に係り、特に、並列接続した電力変換装置間での通信が停止するなど他の装置が出力する電流が不明となった場合における横流電流の抑制に関する。

無停電電源装置の並列構成における問題点として、各無停電電源装置間で横流電流が発生し、無停電電源装置ごとに責務に差が生じてしまうことが問題となる。対策として負荷電流を検出して各無停電電源装置に分配し、横流を抑制する方法がある。

非特許文献１では、装置の出力する有効電力・無効電力に応じて出力電圧の振幅・周波数に垂下特性を持たせる「ＰＱ垂下方式」により、他の装置の出力電流が不明でも、横流電流をある程度抑制できることが記載されている。また、有効電力・無効電力と振幅・周波数の関連についてはインバータの内部インピーダンスにより決定されることも記載されている。

特許文献１の段落［０００９］には、インピーダンス設定器を用いて線路インピーダンスでの電圧降下を補償し、装置間の横流電流を抑制することが記載されている。ただし、インピーダンス設定器の調整方法については記載されていない。

特許文献２の段落［００１１］には、装置間の横流電流を検出し、横流電流の有効成分については周波数を、無効成分については電圧振幅を調整することで横流電流を抑制することが記載されている。

特許文献３の段落［００２４］では、出力する有効電力に応じてインバータの出力電圧の位相を変化させることにより、有効電力の振動的な横流を抑制できることが記載されている。

特開２００４−２３９２２号公報 特開平０６−２７６７５０号公報 特開２００３−１１１２８１号公報

「出力インピーダンスに着目したＣＶＣＦインバータ並列制御の考察」電学論Ｄ、１２８巻２号、２００８年

一般的に無停電電源装置は重要負荷への電力供給に用いられ、許容される電圧振幅や周波数の変動幅が限られている。このような場合、ＰＱ垂下方式では垂下できる電圧振幅・周波数も限られるため、横流電流抑制の効果が低下してしまう。

従来の横流電流抑制方式では、異なる無停電電源装置間の情報（各無停電電源装置の出力電流検出値など）を通信する機能を必要とする。そのため通信線に事故による断線などが発生して通信不能となった場合に、横流電流の抑制ができなくなる。

特許文献１は、インバータの線路インピーダンスで発生する電圧降下を補償して、横流電流を抑制する方式である。この方式は、線路インピーダンスに差がある場合でも対応できる。さらに、負荷線路インピーダンスでの電圧降下補償を省略すれば、他の装置が出力する電流が不明でも横流電流を抑制することができる。しかし、インバータの線路インピーダンスの推定に誤差があった場合は横流電流が発生してしまう。また、横流電流の抑制には手動によるインピーダンス設定値の調整が必要である。さらに、インバータ自体の個体差により出力電圧の振幅や位相にずれがあった場合も横流電流が発生してしまう。

また、負荷が軽くなると線路インピーダンスによる電圧降下も小さくなるため、出力電圧の振幅や位相ずれの影響が相対的に大きくなる。特に、無負荷では電流が零であり線路インピーダンスによる電圧降下も零である。そのため、無負荷で出力電圧の振幅や位相にずれがある場合は、線路インピーダンスをどのように調整しても電圧ずれを補償できなくなり、横流電流を抑制することができなくなってしまう。

特許文献２は、全無停電電源装置の合計出力電流の検出器を追加し、無停電電源装置の運転台数で除算して平均出力電流を求める。この平均出力電流と自身の出力電流との差分により横流電流を求め、横流電流の大きさに応じて周波数と振幅を調整して横流電流を抑制する。しかし、検出器を追加するためコストが増加し、母線盤から各無停電電源装置へ同じ検出信号を分配・伝送するため配線が複雑になる。

また、部品追加により信頼性も低下する。例えば、合計電流の検出器が故障、または配線断線により検出器出力が零となった場合、すべての無停電電源装置が出力電流を零にしようと動作するため、出力電圧は大きく変動してしまう。検出器ではなく通信を用いて横流電流を求めた場合でも、異常により通信が停止すると正常な横流電流の検出ができなくなり、横流電流の抑制ができなくなってしまう。

特許文献３は、ＰＱ垂下方式において周波数の代わりに位相を変化させることで、安定性を改善した方式である。しかし、定常的な横流電流を抑制する効果は得られない。

以上示したようなことから、並列接続した電力変換装置において、電力変換装置間の通信が停止した場合でも横流電流を抑制し、並列運転を継続することが課題となる。

本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、交流電圧を出力する複数の電力変換装置を並列接続し、各電力変換装置の出力間に流れる横流電流を抑制する電力変換装置の横流電流抑制方法であって、複数の負荷パターンにおける各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流を検出し、各負荷パターンのフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流に基づいて、各電力変換装置間の出力電圧の振幅差，出力電圧の位相差，各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差を推定し、その各電力変換装置間の出力電圧の振幅差，出力電圧の位相差，各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差に基づいて、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値と位相指令値を演算し、前記振幅指令値と位相指令値を用いて各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相とを制御することを特徴とする。

また、その一態様として、１つ目の負荷パターンでの各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相の制御により、各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値が第１閾値以下となったときの各電力変換装置間の出力電圧の振幅指令値と、出力電圧の位相指令値と、出力電流指令値もしくはフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流を記憶し、２つ目の負荷パターンでの各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相の制御により、各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値が第２閾値以上となったときの各電力変換装置間の出力電圧の振幅指令値と、出力電圧の位相指令値と、出力電流指令値もしくはフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流を記憶し、上記１つ目の負荷パターンおよび２つ目の負荷パターンで記憶した値に基づいて、各電力変換装置間の出力電圧の振幅差と、出力電圧の位相差と、各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差を演算して記憶し、前記記憶した各電力変換装置間の出力電圧の振幅差と、出力電圧の位相差と、各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差を固定値としてすべての負荷パターンの時に用いて、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値と位相指令値を演算することを特徴とする。

また、他の態様として、２種類以上の負荷パターンにおける電力変換装置のフィルタ出力電流を検出し、１つ目の負荷パターンでの各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相の制御により、各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値が第１閾値未満となったときの各電力変換装置間の出力電圧の振幅指令値と、出力電圧の位相指令値と、出力電流指令値もしくはフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と、を記憶し、２つ目の負荷パターンでの各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相の制御により、各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値が第２閾値よりも大きいことを検出すると共に、フィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値との偏差の実効値が第１閾値未満であることが成立した場合に、その時点の出力電圧の振幅指令値と、出力電圧の位相指令値と、出力電流指令値もしくはフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と、を記憶し、前記２つの時点の出力電圧の振幅指令値と、出力電圧の位相指令値と、出力電流指令値もしくはフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流とにより各電力変換装置の出力電圧の振幅差，出力電圧の位相差，各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差を演算して記憶し、負荷パターンが３つ以上ある場合では、３つ目以降の負荷パターンにおいて前記１つ目の負荷パターンおよび２つ目の負荷パターンと同じ方法で各電力変換装置間の出力電圧の振幅指令値と、出力電圧の位相指令値と、出力電流指令値との記憶値を更新し、これらの記憶値が更新される度に、更新された出力電圧の振幅指令値，出力電圧の位相指令値，出力電流指令値に基づいて、その各電力変換装置間の出力電圧の振幅差，出力電圧の位相差，各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差を演算し、この各電力変換装置の出力電圧の振幅差，出力電圧の位相差，各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差に基づいて、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値と位相指令値を演算することを特徴とする。

また、その一態様として、試運転の負荷パターンの１つを無負荷に限定し、インピーダンス差を０として無負荷時に横流電流が０になるように、振幅のずれ，位相のずれを調整して振幅差，位相差を求め、他方の負荷パターンにおいて、出力電流指令値とフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流との偏差と負荷の力率に基づいて各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差を調整し、前記無負荷のパターン時に求めた振幅差，位相差と前記他方の負荷パターン時に調整した各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差に基づいて、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値と位相指令値を演算することを特徴とする。

また、その一態様として、各電力変換装置は電力変換装置をバイパスするバイパス回路を備え、バイパス電源異常時には、各電力変換装置の個別の定格周波数から補正値を減算しその結果を積分して２πを乗算した値に位相指令値を加算した値と出力電圧の振幅指令値とフィルタ出力電圧検出値に基づいて出力電圧の制御を行うことを特徴とする。

また、その一態様として、各電力変換装置のフィルタ出力電圧の高調波成分およびフィルタ出力電流の高調波成分を検出し、各高調波成分を用いて各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相を調整する。

また、その一態様として、現在の出力電流指令値の実効値が第３閾値よりも大きく、１演算周期前の出力電流指令値の実効値が第３閾値よりも小さい場合、１演算周期前の出力電流指令値の実効値に応じて出力電圧の位相差，出力電圧の振幅差を調整し、現在の出力電流指令値の実効値が第３閾値よりも小さく、１演算周期前の出力電流指令値の実効値が第３閾値よりも大きい場合、出力電流指令値の有効電力成分を出力電流指令値の実効値で除算した値と、出力電流指令値の無効電力成分を出力電流指令値の実効値で除算した値と、定格電流振幅を表す値から１演算周期前の出力電流指令値振幅を減算した値に基づいて各電力変換装置と負荷との間のインピーダンス差を調整することを特徴とする。

本発明によれば、並列接続した電力変換装置において、電力変換装置間の通信が停止した場合でも横流電流を抑制し、並列運転を継続することが可能となる。

実施形態１における電力変換装置の主回路を示す回路図。 実施形態１におけるインバータの出力電圧制御ブロックを示す図。 実施形態１におけるインバータの横流電流抑制制御ブロック（パラメータ推定前）を示す図。 実施形態１におけるインバータの横流電流用パラメータ推定ブロックを示す図。 実施形態１におけるインバータの横流電流抑制制御ブロック（パラメータ推定後）を示す図。 電力変換装置の並列接続構成を簡略化した図。 実施形態２におけるインバータの横流電流用パラメータ推定ブロックを示す図。 実施形態２におけるインバータの横流電流抑制用パラメータ推定ブロックを示す図。 実施形態２における各波形を示すタイミングチャート。 実施形態３におけるインバータの横流電流抑制ブロック（推定前）を示す図。 実施形態４におけるインバータの出力電圧制御ブロックを示す図。 実施形態４におけるインバータの横流電流抑制ブロック（推定前）を示す図。 周波数差の補償ブロックを示す図。 実施形態５におけるインバータの出力電圧制御ブロックを示す図。 実施形態８における検証対対象の主回路条件を示す図。 無負荷にならない条件で負荷変動を繰り返し、電圧特性を揃える様子を示す図。 実施形態８におけるインバータの出力電圧制御ブロックを示す図。 実施形態８の動作を示す図。 変動前の負荷による必要な調整量の比較を示す図。 実施形態８の制御ブロックの横流電流抑制制御部を示すブロック図。 制御前の無停電電源装置の出力電圧特性を示す図。 制御後の無停電電源装置の出力電圧特性を示す図（平均電流ＩｄＡにおいて無停電電源特性が一致した場合）。 その後の平均電流がＩｄＢに増加した場合を示す図。

図１に並列接続した無停電電源装置の主回路構成を示す。この図では、例として無停電電源装置３台を並列接続した構成としている。

交流電源１には、３台の無停電電源装置ＵＰＳ１，ＵＰＳ２，ＵＰＳ３が並列接続される。この交流電源１は、バイパス電源としても使用する。３台の無停電電源装置ＵＰＳ１〜ＵＰＳ３には負荷２が接続される。

無停電電源装置ＵＰＳ１は、 交流電源１に接続され、交流電力を直流電力に変換するコンバータＣＮＶ１と、交流電源１とコンバータＣＮＶ１の間に接続され、コンバータＣＮＶ１のスイッチングノイズを除去するＬＣＬフィルタ３と、コンバータＣＮＶ１の直流バスに接続されるコンデンサＣ１と、交流電源１が停電した場合代わりに負荷２に電力を供給する直流電源４と、直流電源４と直流バスの間に接続され、直流電源４の電圧を昇圧するチョッパＣＨＰ１と、コンバータＣＮＶ１やチョッパＣＨＰ１の出力する直流電力を交流電力に変換し、負荷２に供給するインバータＩＮＶ１と、インバータＩＮＶ１のインバータ出力電流Ｉｉｎｖ１を検出する検出器５と、インバータＩＮＶ１のスイッチングノイズを除去するＬＣフィルタ６と、フィルタ出力電圧Ｖ１を検出する検出器７と、フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１を検出する検出器８と、バイパス電圧Ｖｂｙｐ１を検出する検出器９と、無停電電源装置ＵＰＳ１の異常時に交流電源１とフィルタ出力を短絡し、無停電電源装置ＵＰＳ１をバイパスして交流電源１から負荷２に直接電力を供給するスイッチＴＳ１と、を備える。

通常時において、スイッチＴＳ１は開放状態である。無停電電源装置ＵＰＳ１の出力端から並列接続点まではケーブルで接続され、ケーブルの寄生抵抗Ｒ１・インダクタンス成分Ｌ１をあわせて図示している。コンバータＣＮＶ１やチョッパＣＨＰ１の制御に使用する検出器は省略している。なお、無停電電源装置ＵＰＳ２，ＵＰＳ３も同様に構成されている。

図２にインバータＩＮＶ１の出力電圧制御回路１０を示す。図２に示すようにローパスフィルタＬＰＦにおいて、フィルタ出力電圧Ｖ１の検出信号からＰＷＭスイッチングノイズなどを除去する。次に、ｄｑ変換器１１により、制御回路の内部位相情報ωｔ＋θ１＊を元に、フィルタ出力電圧Ｖ１の固定座標上の検出信号を回転座標上の値Ｖｄ１，Ｖｑ１に変換する。ここでは、回転座標のｄ軸は内部位相に同期した成分、ｑ軸は内部位相に対して９０ｄｅｇ遅れの成分を表すものとする。

このＶｄ１と指令値であるＶ１＊＋Ｖｓｔｄとの偏差を減算器１２により求める。振幅指令値Ｖ１＊は、後述する横流電流抑制制御ブロックにて演算する。Ｖｓｔｄは定格の電圧振幅を表し、制御回路上では１である。Ｖｑ１と指令値である０との偏差を減算器１３により求める。通常、Ｖｑ１の指令値は零固定である。

アンプＡＭＰ１は減算器１２の出力（偏差）を入力し、例えば比例積分などのアンプ処理を行う。アンプＡＭＰ２は減算器１３の出力（偏差）を入力し、例えば、比例積分などのアンプ処理を行う。ｄｑ逆変換器１４は、制御回路の内部位相情報ωｔ＋θ１＊を元に、アンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力する回転座標上の電圧指令値を固定座標上の値に変換する。

ＰＷＭ変調器ＰＷＭは、固定座標上の電圧指令値を入力し、ゲート信号Ｇａｔｅ１を出力する。出力されたゲート信号Ｇａｔｅ１は、インバータＩＮＶ１に入力される。なお、ＰＬＬ処理器ＰＬＬは、バイパス電圧Ｖｂｙｐ１の検出信号を入力し、同期した位相信号ωｔを出力する。そして、加算器１５においてＰＬＬ処理器ＰＬＬの出力結果に補正用の位相信号（位相指令値）θ１＊を加算する。この加算器１５の出力する位相信号ωｔ＋θ１＊はｄｑ変換器１１やｄｑ逆変換器１４に用いられる。

その他、図２では省略しているが、波形ひずみ改善のためフィルタ出力電圧Ｖ１の検出信号に異なる処理を行い、結果を電圧指令値に加算することや、安定性や応答改善のためインバータ出力電流Ｉｉｎｖ１やフィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１の検出信号に適切なゲイン処理を行い電圧指令値に加算することもある。

図２の制御ブロックは、単にインバータＩＮＶ１の出力電圧を振幅Ｖ１＊＋Ｖｓｔｄ，位相指令値θ１＊の正弦波にすることを目的としていて、単独では横流電流を抑制する機能はない。

図３に、本実施形態１におけるインバータＩＮＶ１のパラメータ推定前の横流電流抑制制御ブロックを示す。このブロックでは、通信を使用したフィードバック制御により横流電流を抑制する。横流抑制制御ブロックは、以下により構成される。

まず、ｄｑ変換器２１は、制御回路の内部位相情報ωｔ＋θ１＊を元に、フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１の検出値を回転座標上の値に変換する。このｄｑ変換器２１の出力からローパスフィルタＬＰＦにより交流成分を除去し、フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１の基本波における有効電力成分Ｉｄ１と無効電力成分Ｉｑ１を抽出する。

なお、上記フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１をインバータ出力電流Ｉｉｎｖ１に置き換えてもよい。

出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆ，出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆは、代表となる無停電電源装置を１台決めて、その代表の無停電電源装置の出力電流を通信により入力したものとする。または、すべてのフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流の平均値を通信により求めたものとしても良い。自身が代表の無停電電源装置である、または平均値を求める場合は他の無停電電源装置に有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１を送信する。図３の破線は、通信を用いて異なる無停電電源装置間で送受信する信号を表している。

次に、減算器２２ａ，２２ｂにおいて、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆと有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１との偏差を求める。乗算器２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄは、減算器２２ａ，２２ｂの出力（偏差）を入力し、それぞれに係数α、βとの積を演算する。

この係数について説明する。α＝１，β＝０ならば、出力電流の有効電力成分Ｉｄ１が出力電流指令値Ｉｄｒｅｆよりも小さい場合は電圧振幅を増加させ、無効電力成分（遅れ）Ｉｑ１が出力電流指令値Ｉｑｒｅｆよりも小さい場合は位相を遅らせることにより、出力電流を指令値に近づけようとする。これは、無停電電源装置間のインピーダンスが抵抗である場合に有効な方式である。

α＝０，β＝１ならば、出力電流の有効電力成分Ｉｄ１が出力電流指令値Ｉｄｒｅｆよりも小さい場合は電圧位相を進め、無効電力成分（遅れ）Ｉｑ１が出力電流指令値Ｉｑｒｅｆよりも小さい場合は電圧振幅を増加する。これは、無停電電源装置間のインピーダンスがリアクトルである場合に有効となる。

通常、基本波成分に対しては無停電電源装置間のインピーダンスを抵抗とリアクトルの直列接続で表すことができ、抵抗とリアクトルどちらかインピーダンスの大きな方にあわせて係数αと係数βの片方を１に設定，またはインピーダンスに応じて中間の値に設定することで、横流電流の抑制にかかる時間を短縮できる。ただし、係数α，係数βの設定が不適切でも横流電流の抑制に時間がかかるだけで抑制制御が不安定になることはない。そのため、係数α，βは自動調整の対象外としている。

次に、加算器２４ａにおいて乗算器２３ａと２３ｃの出力を足し合わせ、加算器２４ｂにおいて乗算器２３ｂと２３ｄの出力を足し合わせる。

加算器２４ａ，２４ｂの出力に、アンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４により積分などの処理を行い横流電流抑制フィードバックの振幅ずれＶ１ｃｍｐ、位相ずれθ１ｃｍｐを出力する。

得られた振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐは、（１）式に示すように、そのまま制御による振幅指令値Ｖ１＊と、位相指令値θ１＊となる。

この振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊を出力することにより、横流電流を抑制するフィードバックが構成される。

図４に実施形態１における横流抑制用のパラメータ推定ブロック５１ａの構成を示す。

フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１と出力電流指令値の偏差の実効値を、有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１，出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを用いて以下の（２）式で求める。

具体的には、乗算器３１ａ，３１ｂにより、横流抑制制御ブロックで求めた偏差Ｉｄｒｅｆ−Ｉｄ１，Ｉｑｒｅｆ−Ｉｑ１の二乗を求める。この乗算器３１ａ，３１ｂの出力を加算器３２により加算し、演算器３３により加算器３２の出力の平方根を求める。

次に、比較器３４により、演算器３３で求めた平方根の出力が第１閾値Ｉｔｈａに満たない場合に１を出力する。 通常、第１閾値Ｉｔｈａは１％など零に近い値を設定する。

比較器３４の出力が１になった場合、ホールド器３５において１を出力し続ける。バッファ３６は、ホールド器３５の出力が０から１に変化した時の出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆ，振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐを記憶する。記憶した出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆ，振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐはＩｄＡ，ＩｑＡ、振幅指令値はＶ１Ａ＊，位相指令値θ１Ａ＊となる。

このバッファ３６の記憶した出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆ，（ＩｄＡ，ＩｑＡとする）と、現時点での出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆとの偏差を減算器３７ａ，３７ｂにより演算する。そして、減算器３７ａ，３７ｂの出力（Ｉｄｒｅｆ−ＩｄＡ，Ｉｑｒｅｆ−ＩｑＡ）の二乗を乗算器３８ａ，３８ｂにより求める。次に、乗算器３８ａと乗算器３８ｂの出力を加算器３９により加算する。そして、演算器４０により、加算器３９の出力の平方根を求める。比較器４１により演算器４０で求めた平方根の出力が第２閾値Ｉｔｈｂを超える場合に１を出力する。通常、第２閾値Ｉｔｈｂは５０％など大きな値を設定する。これは、負荷条件の離れた２点の測定点を用いることで、推定精度を向上させるためである。

ＡＮＤ素子４２において、２つの比較器３４，４１の出力が両方とも１を出力していることを検出した場合１を出力する。ホールド器４３はＡＮＤ素子４２の出力が１になった場合、１を出力し続ける。バッファ４４は、ホールド器４３の出力が０から１に変化した時の出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆ，振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐを記憶する。記憶した値はそれぞれＩｄＢ，ＩｑＢ，振幅指令値Ｖ１Ｂ＊，位相指令値θ１Ｂ＊となる。

演算器４５は、バッファ３６，４４で記憶されたデータを入力し，後述する式（１６），（１７），（１８），（１９）に基づいてインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１，振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１の演算を行う。ＡＮＤ素子４６において、ホールド器３５，４３の両方が１を出力している場合のみスイッチＳＷを短絡し、演算器４５の出力（式（１６），（１７），（１８），（１９）の演算結果）を出力し、横流電流抑制制御ブロックにて用いる。

なお、バッファ３６，４４で記憶されるＩｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、記憶される時点でのＩｄ１、Ｉｑ１との差は微小である。そこで、バッファ３６，４４に入力する値に、Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆの代わりに、フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１もしくはインバータ出力電流Ｉｉｎｖの基本波における有効電力成分Ｉｄ１と無効電力成分Ｉｑ１を用いてもよい。

図５に、本実施形態１におけるインバータＩＮＶ１のパラメータ推定後の横流電流抑制制御ブロックを示す。ｄｑ変換器５０により、制御回路の内部位相情報ωｔ＋θ１＊に基づいて、フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１の検出値を回転座標上の値に変換する。ローパスフィルタＬＰＦにおいて、ｄｑ変換器５０の出力から交流成分を除去し、直流成分（基本波成分）のみの信号である有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１を抽出する。

有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１と推定ブロック５１ａの出力するインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１との積を乗算器５２ａ，５２ｂ，５２ｃ，５２ｄにより演算する。加算器５３ａにより、乗算器５２ａ，５２ｃの出力を足し合わせ、電圧降下Ｖｄｒｏｐ１を求める。また、加算器５３ｂにより、乗算器５２ｂの出力から５２ｄの出力を減算し、電圧降下による位相遅れθｄｒｏｐ１を求める。

そして、減算器５４ａにおいて、電圧降下Ｖｄｒｏｐ１から推定ブロック５１ａの出力である振幅差ΔＶ１を減算し振幅指令値Ｖ１＊を出力する。また、減算器５４ｂにおいて、電圧降下による位相遅れθｄｒｏｐ１から推定ブロック５１の位相差Δθ１を減算し、位相指令値θ１＊を出力する。減算器５４ａ，５４ｂから出力される振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊は、図２のインバータ制御ブロックに入力される。

電圧降下Ｖｄｒｏｐ１，電圧降下による位相遅れθｄｒｏｐ１から推定ブロック５１ａで得られた振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１を減算することでずれを打ち消すことができる。インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１については、例えばＩｄ１＞０の条件ならばインピーダンス差Ｒ１との積が電圧指令値に加算され、インピーダンス差Ｘ１との積が位相の進み指令として加算される。これにより、インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１での電圧降下に相当する分を無停電電源装置ＵＰＳから過剰に出力することにより電圧降下を打ち消すことができる。Ｉｑ１についてもＩｄ１と同様である。以上により得られる振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊は、（３）式となる。

この時、Ｖｓｔｄ＝１であり、さらにＩｄ１＝Ｉｄ，Ｉｑ１＝Ｉｑであれば、（３）式は後述する（１２）式，（１３）式に一致する。（１２）式，（１３）式が成立していれば横流電流は拡大せず、零を保ち続ける。

Ｉｄ１≠Ｉｄ，Ｉｑ１≠Ｉｑとなり横流電流が発生した場合を考える。インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１の電圧降下は横流電流を含む条件で打ち消されるが抵抗成分Ｒｃ，リアクタンス成分Ｘｃによる電圧降下は制御による打ち消しが行われない。例えば、Ｒｃ＞Ｘｃの条件で無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電流が他の無停電電源装置よりも過剰となってしまった場合、抵抗成分Ｒｃによる電圧降下が他の無停電電源装置よりも大きくなるため、無停電電源装置ＵＰＳ１のフィルタ出力電圧は他の無停電電源装置よりも小さくなる。そのため、自身の出力電流は減少させ、他の無停電電源装置の出力電流は増加を促し、横流電流は減少する。最終的にＩｄ１＝Ｉｄ，Ｉｑ１＝Ｉｑとなるところで定常となるため、横流電流は抑制される。

以上の動作により、推定したパラメータを用いることで、他の無停電電源装置の出力電流や負荷電流の検出信号を使用せずとも横流電流を抑制することができる。そのため、図５の制御ブロックでは図３とは異なり他の無停電電源装置の出力電流検出信号を使用しない。

実際の運用では、横流電流抑制制御ブロックとして図３のものを用意し、試運転を行う。試運転では、適当なダミー負荷を２つ用意する（１つは無負荷でも良い）。まず、１つめの負荷で運転を行い、制御ブロックにより横流が零に近くなり図４のバッファ３６に値が記憶されたことを確認する。次に、２つめの負荷に切り換え、再度横流が零に近くなるまで待ち、バッファ４４に値が記憶されたことを確認し、試運転は終了する。この時、図４の推定ブロック５１ａによりパラメータの推定が完了する。

その後は、横流電流抑制制御ブロックを図５のものに切り換え、負荷をダミー負荷から実負荷に切り換え、実運用運転を行うことになる。この実運用運転時には、試運転時に用いた他の無停電電源装置の出力電流検出信号用の接続線を撤去してもよい。また、そのまま布線しておいた状態でその接続線に断線事故が発生しても、横流電流を抑制しながら無停電電源装置の並列運転を継続できる。

この方法では代表の無停電電源装置を１台決めるが、代表の無停電電源装置は出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆが常に自身の出力電流に一致するため、横流電流抑制アンプや推定ブロック５１ａは動作しない。他の無停電電源装置が出力電流を代表の無停電電源装置に合わせるように動作するため、代表の無停電電源装置は特に何もしなくても横流電流を抑制することができる。または、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを平均値として、すべての無停電電源装置で出力電流を平均電流にあわせるように調整を行っても良い。

横流電流抑制制御ブロックのアンプは、基本波数周期〜数秒に１回動作させることを想定している。これは、以下の理由による。

振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊を更新してから横流電流の変化として現れるまで時間がかかる。

通信負荷を低減し、安価な通信システムでも本実施形態１の方法を動作できるようにする。

実施形態１におけるパラメータの推定方法と、それにより横流電流を抑制する原理を図６により説明する。本実施形態１は、交流電源が停電していない状態であり、すぐにバイパス電源に切り換えられるようフィルタ出力電圧をバイパス電圧に同期させた状態において適用することを想定している。図６では、簡略化のため基本波成分のみに着目し、無停電電源装置のインバータを交流電圧源に置き換え、チョッパＣＨＰ１やコンバータＣＮＶ１は省略、フィルタやインバータの内部インピーダンス、ケーブルの寄生インピーダンスを抵抗とリアクトルで表している。３つの負荷は同じものとし、各無停電電源装置ＵＰＳ１〜ＵＰＳ３は等しい有効電力成分の電流Ｉｄ、遅れ無効電力成分の電流Ｉｑを出力しているものとする。また、説明のため各無停電電源装置ＵＰＳ１〜ＵＰＳ３を並列接続バスにスイッチを設ける。

実際の構成ではスイッチはなく、常に短絡状態となる。この時、スイッチを開放した状態において負荷電圧の振幅と位相が下記（４）式 となっていれば、各スイッチ間の電位差は零になるため、スイッチを短絡しても横流電流は流れない。

無停電電源装置ＵＰＳ３を基準にとり、定格電圧振幅をＶｓｔｄ、無停電電源装置ＵＰＳ３の出力する電圧振幅をＶ、バイパス電圧を基準とした時の電圧位相をθと置く。定格電圧振幅Ｖｓｔｄは、制御回路上では正規化により１となる。無停電電源装置ＵＰＳ３のインバータ内部インピーダンス、フィルタやケーブル寄生インピーダンスの抵抗成分をＲｃ、リアクタンス成分をＸｃと置く。無停電電源装置ＵＰＳ１の出力する電圧振幅は、無停電電源装置ＵＰＳ３に等しい値Ｖとそこからの振幅差ΔＶ１、さらに制御による振幅指令値としてＶ１＊が加算される。

位相についても同様で、無停電電源装置ＵＰＳ３に等しい値θと位相差Δθ１、制御による位相指令値θ１＊の和として表すことができる。無停電電源装置ＵＰＳ１のインピーダンスについても、無停電電源装置ＵＰＳ３に等しい値抵抗成分Ｒｃ、リアクタンス成分Ｘｃとそこからのインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１との和で表すことができる。無停電電源装置ＵＰＳ３について、スイッチを開放した状態においてバイパス電圧と同相成分の電圧の関係式を以下の（５）式のように立てることができる。

この（５）式は、無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧Ｖからインピーダンスによる電圧降下を減算したものが出力電圧ＶＬになることを表している。リアクタンス成分Ｘｃについては、電圧降下が通過電流に対して９０ｄｅｇ進みとなるので、９０ｄｅｇ遅れ電流Ｉｑとの積が同相成分となる。バイパス電圧と直交成分の電圧についても関係式を以下の（６）式のように立てることができる。

この（６）式では、位相遅れを正としている。無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧Ｖの位相遅れにインピーダンスによる位相遅れを加算したものが出力電圧ＶＬの位相遅れとなる。リアクタンス成分Ｘｃについては、通過電流の同相成分Ｉｄによる位相ずれは進みとなるので、（６）式では減算となる。以上の式について、出力電圧はバイパス電圧に同期するようＰＬＬ処理器ＰＬＬにより制御されているため、θ≒０，θＬ≒０が成り立つ。また、振幅についても定格電圧Ｖｓｔｄになるよう制御を行うため、Ｖ≒Ｖｓｔｄ，ＶＬ≒Ｖｓｔｄである。これを利用して（５）式，（６）式を近似すると、（７）式が得られる。電圧検出器における検出誤差は一般的に振幅１％，位相ずれ２／３ｄｅｇ＝０．０１１６ｒａｄ、調整は無停電電源装置間インピーダンス０．１％として１％＝０．０１ｒａｄ＝０．５７ｄｅｇで１０％の横流抑制効果となる。両方足してもせいぜい３％＝０．０３ｒａｄ程度であるため、近似の適用は妥当である。

無停電電源装置ＵＰＳ１，ＵＰＳ２についても、同様に関係式を立てて近似を適用することにより、以下の（８）式，（９）式が得られる。

振幅差ΔＶ１や位相差Δθ１は装置の個体差の他、検出器の誤差や検出信号の遅延によっても発生する。インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１は無停電電源装置から並列接続点までのケーブル長のずれや、フィルタＬＣの製造誤差、スイッチング素子のデッドタイムのずれなどを表している。図６のスイッチを短絡しても横流電流が零になるならば、スイッチ開放状態においても（４）式が成立するため、（４）式を使用し、さらに（８），（９）式より（７）式を引くと、以下の（１０）式，（１１）式が得られる。

無停電電源装置ＵＰＳ１ については、振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊を（１０）式より以下（１２）式，（１３）式のように求めることができる。

しかし、現段階ではまだインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１，振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１が未知数であるため、振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊を直接求めることはできない。そこで、スイッチ短絡状態で横流電流を検出し振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊を調整、横流電流を抑制するフィードバック制御を構成し、横流電流が零になる振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊をフィードバック制御により求める。横流電流を零にするための振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊が求まっても、（１０）式は式２つに対して未知数がインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１，振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１の４つであるため、これだけでは未知数を求めることができない。

そこで、負荷条件を変えて出力電流ＩｄＡ，ＩｑＡとＩｄＢ，ＩｑＢの２通りでフィードバック制御により横流電流を零にできた場合を考える。出力電流ＩｄＡ，ＩｑＡにおける振幅指令値，位相指令値をＶ１Ａ＊，θ１Ａ＊、出力電流ＩｄＢ，ＩｑＢにおける振幅指令値，位相指令値をＶ１Ｂ＊，θ１Ｂ＊とすると、（１０）式は以下のような（１４）式，（１５）式となる。

以上の式より、インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１，振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１を以下のように求めることができる。

以上の結果を（１２）式，（１３）式に代入し、さらに出力電流Ｉｄ，Ｉｑは自身のフィルタ出力電流検出値を用いることにより、フィードバックを行わなくても任意の負荷条件に対して横流電流を零にするための適切な振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊を求めることができるようになる。

以上は無停電電源装置ＵＰＳ２についても同様である。出力電流ＩｄＡ，ＩｑＡにおける無停電電源装置ＵＰＳ２の振幅指令値，位相指令値をＶ２Ａ＊，θ２Ａ＊，出力電流ＩｄＢ，ＩｑＢにおける振幅指令値をＶ２Ｂ＊，位相指令値をθ２Ｂ＊とし、これらの値を（１１）式に代入して連立方程式を解くことで、以下の（２０）〜（２３）式が得られる。

従来法では、特に過渡的な横流電流を小さくするには通信周期をできる限り短くする必要があった。しかし、本実施形態１では通信による横流電流抑制は試運転に限るため、試運転に使用する負荷としてある程度の横流が流れても装置が耐えられるものを選定すれば、高速な通信が不要となる。

また、試運転中に通信を用いて横流電流抑制制御に必要なパラメータを推定することにより、実運用運転では異なる無停電電源装置間の通信レスで横流電流を抑制することができる。

さらに、通信レスで横流電流を抑制できるため、実運用運転時には異なる無停電電源装置間の通信線の布線が不要である。また布線があっても使用していないため、その通信線の事故による断線は横流電流の抑制効果に影響しない。したがって、装置の信頼性を向上することができる。

また、試運転においても従来法に比べて高速な通信が不要であり、負荷電流を検出して分配する必要もないため、コストを下げることができる。

さらに、試運転でのパラメータ推定は自動で行うことができるため、手動調整が不要であり試験時間を短縮できる。

また、推定のための負荷パターンは２つ必要であるが、適当なダミー負荷を用意して無負荷とダミー負荷での運転を行えばよく、負荷の種類や力率を問わず試運転を行うことができる。

また、主回路上に除去できない負荷がある場合においては、負荷パターンの一方は完全な無負荷でなくともパラメータを推定できる。したがって、主回路上に除去できない負荷がある場合でも、短時間で試運転を行うことができる。

さらに、負荷変動が生じた際の過渡的な横流電流も小さくすることができる。

［実施形態２］
図７に本実施形態２におけるインバータＩＮＶ１の横流電流抑制制御ブロックを示す。このブロックは、実施形態１の図３と図５を組み合わせた構成である。以下に、実施形態１との相違点を示す。

有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１は、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆとの偏差を演算する減算器２２ａ，２２ｂと、インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１との積を演算する乗算器５２ａ〜５２ｄにも入力する。

通信が正常であることを示す信号を入力する。通信の状態検出には、例えば、予め決められたデータを周期的に送信するように決めておき、そのデータを受信した際に誤りがある場合や一定時間データを受信しなかった場合に通信異常と判断する方法がある。

振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐを出力するアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４の前段にスイッチＳＷ１，ＳＷ２を設け、通信が正常である場合にスイッチＳＷ１，ＳＷ２を短絡する。

通信が正常であることを示す信号は、推定ブロック５１ｂにも入力する。振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐを出力するアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４は推定ブロック５１ｂからのリセット信号を受け付け、リセット信号入力時はアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４の積分要素をリセットし出力を零とする。

インバータ制御ブロックの入力信号である振幅指令値Ｖ１＊は、振幅ずれＶ１ｃｍｐから推定ブロック５１ｂから出力された振幅差ΔＶ１を減算し、さらに、電圧降下Ｖｄｒｏｐ１を加算したものとする。インバータ制御ブロックの入力信号である位相指令値θ１＊は、アンプＡＭＰ４出力の位相ずれθ１ｃｍｐから推定ブロック５１ｂから出力された位相差Δθ１を減算し、さらに、電圧降下による位相遅れθｄｒｏｐ１を加算したものとする。

図８に、本実施形態２における横流抑制用のパラメータ推定ブロックの構成を示す。実施形態１からの変更点を以下に示す。

ＡＮＤ素子５６に通信が正常であることを示す通信正常信号と、比較器３４の出力とを入力する。ＡＮＤ素子５６は通信正常信号と比較器３４の出力が共に「１」レベルである時「１」レベルの信号をホールド器３５、ＡＮＤ素子４２に出力する。ＡＮＤ素子４２はＡＮＤ素子５６と比較器４１の出力が共に「１」レベルの時、「１」レベルの信号をホールド器４３に出力する。すなわち、ホールド器３５，４３の動作条件として通信が正常であることを含める。

ＡＮＤ素子４６は、ホールド器３５、４３の両方が「１」レベルの信号を出力した時リセット信号を出力し、横流抑制制御ブロックのアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４をリセットする。

演算器４５の後段にあるスイッチＳＷの後段に遅延器５７ａ〜５７ｄを追加する。遅延器５８はＡＮＤ素子４２から出力されたリセット信号を１演算時間遅らせる。ホールド器３５，４３は、遅延器５８の出力を入力するようにし、信号入力時は出力を０に戻す。

本実施形態２ は、インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１，振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１の推定を繰り返し行い、得られた前回の推定結果からの変動分を前回の推定結果に積算して出力するようにした方式である。

パラメータ推定手順は実施形態１と同じであるが、図８の横流電流抑制制御ブロックは推定完了時にアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４のリセットを行うだけで、推定完了後もアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４を動作させ続ける。これにより、推定完了後に生じたケーブルインピーダンスやスイッチング素子特性の温度変化・経時変化によって発生する横流電流を抑制することができる。

この時、振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１，電圧降下Ｖｄｒｏｐ１，電圧降下による位相遅れθｄｒｏｐ１によって特性変化前の外乱による横流電流は抑制されるため、推定完了後に生じる振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐは特性の変動分による横流電流の抑制に必要な値となる。この振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐを使用して再推定を行うと、得られるパラメータ（演算を行う図８の演算器４５の出力）は前回の推定結果（Ｒ１，Ｘ１，ΔＶ１，Δθ）からの変動分となる。よって右辺が（１６）式〜（１９）式と同じである下記（２８）式〜（３１）式により、変動分（Ｒｎ，Ｘｎ，ΔＶｎ，Δθｎ）が演算される。

そこで、図８に示すように変動分（図８の演算器４５の出力）を前回の推定結果（Ｒ１，Ｘ１，ΔＶ１，Δθ１）に遅延器５７ａ〜５７ｄによって積算することで、再推定後のパラメータ（Ｒ１，Ｘ１，ΔＶ１，Δθ１の再推定結果）に変動分を反映させることができる。実運用運転中に生じる負荷変動を利用して繰り返し推定を行うことで、ケーブルインピーダンスやスイッチング特性の温度変化や経時変化にも追従することができ、常に横流電流を抑制することができる。

図９に、図７，図８の各部信号のタイムチャートの例を示す。負荷変動（電流指令値Ｉｄｒｅｆの急変）後に、Ｉｄ１≒Ｉｄｒｅｆとなる動作（過渡的に生じた横流電流を抑制する動作）とインピーダンス差Ｒ１を再推定・補正する動作を表している。

本実施形態２では、図８にある推定ブロック５１ｂの遅延器５７ａ〜５７ｄにあらかじめ初期値を設定することで、試運転を省略することができる。例えばダミー負荷を用意できない場所への設置や、実負荷への給電を中断せずに無停電電源装置の追加増設を行う場合にも対応することができる。そのときに生じる横流電流は初期値の精度に依存するが、精度が低い場合でも横流電流抑制ブロックがあるため、横流電流は過渡的に生じるだけであり、パラメータ再推定によりパラメータの誤差を打ち消すことができ、再推定後は過渡的な横流電流も小さくすることができる。

ここで、異なる無停電電源装置間の通信が故障などにより停止した場合、電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを受信することができないため、アンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４を停止し、パラメータ推定も中断する必要がある。そこで、通信が正常であることを示す信号を入力し、通信が異常である場合にはアンプ前段のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を開放してアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４の入力を零とすることでアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４を停止する。

また、推定ブロック５１ｂも内部のホールド器３５，４３の動作条件に通信が正常であることを含めることにより、通信が停止した場合にはパラメータ推定が中断され、前回の推定結果である遅延器５２ａ〜５２ｄの出力がそのまま出力される。これにより、通信停止中は実施形態１と同じ動作になる。しかし、通信停止直前まで推定を繰り返していたため、通信停止直前までの特性変動をパラメータに反映させることができ、実施形態１よりも高い横流電流抑制効果を得ることができる。

なお、本実施形態２では、実施形態１での実運用運転時には不要であった異なる無停電電源装置間の通信線の接続は必要である。しかし、実施形態２では、この接続線が事故等により断線・通信停止となった場合でも上記のような動作をとることによって、横流電流を抑制しながら無停電電源装置の並列運転を継続できる。

本実施形態２も代表の無停電電源装置を１台決めて運転を行う。代表の無停電電源装置が異常などにより停止した場合、別の無停電電源装置が代表となり横流電流抑制制御やパラメータ推定を停止し、他の無停電電源装置は新しい代表の無停電電源装置に出力電流をあわせるように動作することで、そのまま運転を継続することができる。例えば、図６において無停電電源装置ＵＰＳ３が停止し無停電電源装置ＵＰＳ１が新しい代表の無停電電源装置となった場合を考えると、無停電電源装置ＵＰＳ１は無停電電源装置ＵＰＳ３停止直前まで振幅差ΔＶ１やインピーダンス差Ｒ１などを推定していたため、無停電電源装置ＵＰＳ１は振幅差ΔＶ１やインピーダンス差Ｒ１などの外乱の影響を打ち消した無停電電源装置ＵＰＳ３に等しい電圧を出力する。そのため、無停電電源装置ＵＰＳ２は代表の無停電電源装置が切り替わっても無停電電源装置ＵＰＳ３に等しい電圧を出力すれば良く、横流電流を拡大させることなく運転を継続することができる。

また、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを平均値とした場合は、平均を求める際に停止した無停電電源装置を除外すればそのまま運転を継続することができる。

本実施形態２でも、横流電流抑制のための通信（出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを読み込む通信）は基本波数周期〜数秒に１回動作させることを想定している。これは、いったんパラメータの推定が完了すれば、通信をしなくても横流電流抑制ができるためであり、通信による横流電流抑制は特性変動への追従を目的とした補助的なものだからである。

一般的に温度や経時による特性変動は急激には生じないため、低速な通信でも十分な効果を得ることができる。また、推定ブロックにおいて横流電流の大きさを検出する周期も通信にあわせるため、平方根といった複雑な演算の回数を少なくし、演算負荷を低減する効果も得られる。

本実施形態２によれば、 実施形態１の作用効果に加え、以下の効果が得られる。

パラメータ推定完了後も通信を有効にして推定を繰り返し行うことで、精度を向上させることができ、インピーダンスやスイッチング素子特性の温度変化や経時変化にも対応できる。

パラメータ推定には負荷変動が生じればよい。例えば、無効電力だけが変動した場合や、負荷電流振幅は変わらず力率だけが変動した場合でもパラメータ推定を行うことができ、適用範囲を拡大できる。

積算器の初期値として手動であらかじめ推定したパラメータを入力すれば、最初から過渡的な横流電流を小さくすることができ試運転を省略できる。効果の程度は初期値の推定精度に依存するが、精度が低くても自動で再推定を行うことができる。

［実施形態３］
図１０に、本実施形態３におけるインバータＩＮＶ１のパラメータ推定前の横流電流抑制制御ブロックを示す。実施形態１における図３や図５からの変更点は図１０の破線で囲った箇所である。また、本実施形態３では出力電流指令値Ｉｄｒｅｆとして、加算器６１ａ，６１ｂ，除算器６２ａ，６２ｂで算出した各無停電電源装置のｄ軸の出力電流Ｉｄ１，Ｉｄ２，Ｉｄ３の平均電流を使用している。出力電流指令値Ｉｑｒｅｆについても同様である。実施形態１からの変更箇所を以下に示す。

乗算器６３ａ，６３ｂにより、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆの二乗を求める。次に、加算器６４により、乗算器６３ａ，６３ｂの出力を足し合わせ、演算器６５により加算器６４の出力の平方根を求める。得られた値は出力電流指令値の基本波振幅である
比較器６６は、前記出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆの基本波振幅が第３閾値Ｉｔｈｃを超えた時に１を出力する。ＡＮＤ素子６７は、比較器６６の出力が「１」レベルで、かつ、通信正常信号が「１」レベルである場合、「１」レベルの信号を出力し、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂを短絡する。ＮＯＴ素子６８は比較器６６の出力を論理反転する。ＡＮＤ素子６９は、比較器６６の出力が０で、かつ、通信正常信号が「１」レベルである場合に「１」レベルの信号を出力し、スイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄを短絡する。

出力電流指令値Ｉｄｒｅｆを除算器７０ａで出力電流指令値の基本波振幅で除算し、出力電流指令値の力率を演算する。また、出力電流指令値Ｉｑｒｅｆを除算器７０ｂで出力電流指令値の基本波振幅で除算する。

乗算器７１ａ〜７１ｄにおいて、除算器７０ａ，７０ｂの出力とスイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂとの積を求める。加算器７２ａにおいて乗算器７１ａと７１ｃの出力を足し合わせ、加算器７２ｂにおいて乗算器７１ｂの出力から７１ｄの出力を減算する。加算器７２ａ，７２ｂの出力を元に積分などの処理を行い、インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１として出力する。

本実施形態３におけるパラメータ推定後の横流電流抑制制御ブロックは、実施形態１と同様に図５に示すものを使用する。ただし、図５にある推定ブロック５１ａの出力する振幅差ΔＶ１、位相差Δθ１は、それぞれ図１０のアンプＡＭＰが出力する振幅ずれＶ１ｃｍｐ、位相ずれθ１ｃｍｐの符号を反転したものとなる。

本実施形態３におけるパラメータの推定方法について説明する。本実施形態３では、試運転において負荷パターンの１つが無負荷となる場合を想定している。無負荷では、（１０）式においてＩｄ＝Ｉｑ＝０となるため、振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１は（２４）式となる。

また、図１０においてもＩｄ＝Ｉｑ＝０ならば振幅指令値Ｖ１＊，位相指令値θ１＊は（１）式が成り立つため、（２５）式となる。

フィードバックで得られた振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐがそのまま振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１の符号を反転したものとなる。そこで、最初に無負荷で試運転を行い、通信を用いて横流電流を抑制する。図１０のブロックでは、各フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１〜Ｉｕｐｓ３の平均値は、√（Ｉｄｒｅｆ２＋Ｉｑｒｅｆ２）の式で演算されて、６５より出力される。この６５の出力が第３閾値Ｉｔｈｃ（例えば１０％など零に近い値）より小さいことを検出して無負荷であると認識し、スイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄを短絡して横流電流が零になるように振幅ずれＶ１ｃｍｐ、位相ずれθ１ｃｍｐを調整して振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１を求める。この時スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂは開放され、インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１は初期値（通常は０）のまま変化しない。

次に、適当な負荷を投入して試運転を行いインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１を求める。先ほどの無負荷での試運転で求めた振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐをそれぞれ振幅指令値Ｖ１Ａ＊，位相指令値θ１Ａ＊，出力電流をＩｄ１Ａ＝Ｉｑ１Ａ＝０とし、負荷投入時には実施形態１を適用して振幅指令値Ｖ１Ｂ＊，位相指令値θ１Ｂ＊，出力電流Ｉｄ１Ｂ＝Ｉｑ１Ｂを求めて（１６）式，（１７）式に代入して求めることもできる。

しかし、インピーダンス差Ｒ１は出力電流Ｉｄ１が流れている時は電圧振幅の調整要素となり、出力電流Ｉｑ１が流れている時は電圧位相の調整要素となることに注意すれば、インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１をフィードバックループにより直接操作して横流電流を抑制することができる。

すなわち、振幅ずれＶ１ｃｍｐを増加する代わりとして、有効電力の出力があればインピーダンス差Ｒ１を大きく設定し、遅れ無効電力の出力があればインピーダンス差Ｘ１を大きく設定して電圧降下の推定結果であるＶｄｒｏｐ１を増加させればよい。位相ずれθ１ｃｍｐを進める代わりとして、有効電力の出力があればインピーダンス差Ｘ１を小さく設定、遅れ無効電力の出力があればインピーダンス差Ｒ１を大きく設定して、電圧降下による位相遅れの推定結果θｄｒｏｐ１を増加させればよい。

このように、電流偏差（２２ａ、２２ｂの出力）に基づく信号である２４ａ、２４ｂの出力に、負荷の力率（＝有効電力／√（有効電力２＋無効電力２）＝Ｉｄｒｅｆ／√（Ｉｄｒｅｆ２＋Ｉｑｒｅｆ２））に基づく信号である７０ａ、７０ｂの出力をかけた値（７１ａ、７１ｂ、７１ｃ、７１ｄの出力）をアンプＡＭＰ１、ＡＭＰ２に入力することで、フィードバックループにより直接インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１を変更して横流電流を抑制することができる。先の無負荷での試運転で振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１を求めているため、以上の手順で調整を行い横流電流が零となった時のインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１がそのまま適正値となる。このような考え方と（３）式に基づいて、図１０の点線内のインピーダンス差Ｒ１とＸ１を推定するブロックが組まれている。

図１０のブロックでは、各無停電電源装置のフィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１〜Ｉｕｐｓ３の平均値が第３閾値Ｉｔｈｃより大きいことを検出して負荷があることを認識し、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂを投入しインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１を直接操作する動作に切り換える。この時スイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄは開放され、振幅ずれＶ１ｃｍｐ、位相ずれθ１ｃｍｐを出力するアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４は動作を停止する。振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐはアンプＡＭＰ３，ＡＭＰ４の積分要素によりスイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄを開放する直前の値（無負荷における調整結果）が出力される。

そして、横流電流が所定の値以下に抑制されたところでインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１は適正値に調整完了したとみなして、試運転を終了する。（なお、この試運転終了の処理の制御ブロックは、図１０には示していない。図１０に追加してもよいし、試験者が計測器で横流電流を測定することで、試運転終了を判断してもよい。）
以上により必要なパラメータ振幅差ΔＶ１，位相差Δθ１，インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１が求まるため、後は実施形態１と同様に図５の制御ブロックに求めたパラメータを設定し、実運用運転を行う。これにより実施形態１と同様の効果を得られ、さらに実施形態１よりも記憶用バッファアが不要になるなど制御ブロックが簡単になるという利点が得られる。

また、上記のパラメータ推定後も図１０の制御ブロックを用いて実運用運転を行うことにより、実施形態２と同様に特性の温度変化や経時変化に追従させることもできる。特に、温度変化に対しては主にインピーダンス差Ｒ１が変動するため、ある程度負荷がある状態でインピーダンス差Ｒ１を直接調整することで、温度変化に追従させることができる。

なお、この制御方法で通信異常（Ｉｄ２などの検出の異常）が発生した場合は、図１０の通信正常信号が０となり、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂ，ＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄが開放する。これにより、図１０の４つのアンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の入力はすべて０となるため、積分要素を持つ各アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４の出力は変化しなくなる。したがって、異常発生直前のパラメータ推定値を用いての無停電電源装置の並列運転が継続される。

本実施形態３では出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを各無停電電源装置のフィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１〜Ｉｕｐｓ３の平均値としたが、実施形態１と同様に代表の無停電電源装置のフィルタ出力電流Ｉｕｐｓをそのまま出力電流指令値とすることもできる。

なお、本実施形態３のフィルタ出力電流をインバータ出力電流に置き換えてもよい。

本実施形態３によれば、 負荷条件の１つを無負荷に限定することで、記憶用バッファが不要になるなどパラメータ推定の演算ブロックを簡略化できる。これにより、実施形態１と比較して制御回路部の小型化・低コスト化が図れる。

また、実施形態２と同様に、実運用運転中も有効にすることができ、インピーダンスやスイッチング素子特性の温度変化や経時変化に追従できる。

［実施形態４］
図１１に本実施形態４におけるインバータＩＮＶ１の出力電圧制御ブロックを示す。実施形態１から追加したブロックを以下に示す。

減算器７３により、無停電電源装置ＵＰＳ１の定格周波数ｆｓｔｄ１から周波数補正値ｆ１を減算する。積分器７４は、減算器７３の出力を積分し、さらに２πをかけて周波数から位相を求める。

スイッチ７５は、通常時ＰＬＬ出力を後段に出力し、停電などのバイパス電圧異常時には積分器７４の出力を後段に出力する。加算器７６により、スイッチ７５の出力に、位相指令値θ１＊を加算する。

図１２に実施形態４におけるインバータＩＮＶ１の横流電流抑制制御ブロックを示す。実施形態１の図５から追加したブロックを以下に示す。

乗算器７７ａ〜７７ｄにより、出力電流の有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１と係数α、βとの積を演算する。加算器７８ａにより乗算器７７ａと７７ｃの出力を足し合わせ、加算器７８ｂにより乗算器７７ｂの出力から７７ｄの出力を減算する。乗算器７９ａ，７９ｂにより、加算器７８ａ，７８ｂの出力とゲインＧ０との積を求める。減算器８０ａ，８０ｂにより、電圧降下Ｖｄｒｏｐ１と電圧降下による位相遅れθｄｒｏｐ1から乗算器７９ａ，７９ｂの出力を減算する。

乗算器８１により、加算器７８ｂの出力とゲインＧ１との積を求める。この乗算器８１の出力は周波数補正値ｆ１となる。

本実施形態４は、実施形態１に対して既存技術であるＰＱ垂下方式を組み合わせることで、停電などバイパス電源に異常が発生した場合への対応として出力電圧をバイパス電圧に同期させずに運転できるようにした方式である。

図１１の出力電圧制御ブロックでは、バイパス電源異常時にはＰＬＬではなく設定された周波数を各無停電電源装置の制御回路が積分して位相に変換し、出力電圧の制御を行う。出力電圧の周波数は、各無停電電源装置個別の定格周波数ｆｓｔｄ１と周波数補正値ｆ１の他、制御回路内部発振器による積分器７４の内部の積算回路の動作回数によって決まる。

図１２の横流電流抑制制御ブロックでは、出力電流の有効電力成分Ｉｄ１，無効電力成分Ｉｑ１により出力電圧の振幅と位相を変化させる。例として、α＝１，β＝０の場合は、出力電流の有効電力成分Ｉｄ１が増加したら出力電圧の振幅指令値Ｖ１＊を減少させる。遅れ無効電力成分Ｉｑ１が増加したら出力電圧の位相指令値θ１＊を進ませ、またバイパスに同期させない運転の場合は位相を進ませるほか周波数も増加させる。

これにより、他に出力電流の小さな無停電電源装置がある場合は、自身の出力電流の減少と他方の無停電電源装置の出力電流増加が促される。周波数の異なる交流電源を並列に接続すると横流電流が拡大するが、出力電流に応じて周波数を調整することで、すべての無停電電源装置で電圧周波数を揃えることができ、横流電流の拡大を防ぐことができる。

他の無停電電源装置の出力電流が等しい場合は、他の無停電電源装置も電圧振幅・位相・バイパス非同期であれば周波数を同じように変化させるため、横流電流は零に保たれる。

以上の機能は従来のＰＱ垂下方式と同等であるが、ノイズなどによりパラメータ推定ブロックの出力に誤差が生じた場合や温度変化や経時変化が生じた場合でも、推定を繰り返し行わなくても横流電流の拡大を抑制することができる。また、この機能はバイパス同期運転においても横流電流を抑制するように作用するため、バイパス同期・非同期運転にかかわらず適用することができる。

バイパス 非同期運転では位相ずれではなく周波数ずれが横流電流の原因であるため、周波数ずれをできる限り小さくすることが重要となる。方法としては、バイパス非同期運転中の横流電流を通信により検出して周波数ずれを補償する方法や、無停電電源装置の制御機能を搭載したプリント基板の製造段階で内部発振器の周波数を合わせることが考えられる。

しかし、前者はバイパス非同期運転になるまで周波数ずれを補償する手段がなく、通信停止と停電が重なったら対応できないという問題がある。後者は、内部発振器の経時変化に対応できない。

この対応策の例を図１３に示す。まず、零クロス検出部１０４にバイパス電圧Ｖｂｙｐ１を入力し、バイパス電圧Ｖｂｙｐ１の極性が負から正に変化する零クロス点を検出する。バイパス電圧Ｖｂｙｐ１は各無停電電源装置で同じ系統であるが、測定場所や検出器の個体差などから検出遅延が異なる。しかし、検出遅延の大きさが急変することはないため、２つの零クロス点間の時間（バイパス電圧１周期）の検出結果はすべての無停電電源装置で同じ値となる。

無停電電源装置の内部発振器でカウンタ１０５をバイパス電圧１周期の間動作させ、得られた値Ｃ１を出力する。Ｃ１はバイパス電圧Ｖｂｙｐ１の周波数の逆数（周期）に相当するが、無停電電源装置ＵＰＳ１の内部発振器を基準としている。これと参照値Ｃｒｅｆとを比較する。Ｃｒｅｆは、通信により各無停電電源装置のカウンタ出力の平均を求めたものとしても良いし、代表の無停電電源装置を１台決めてそのカウンタ出力値としても良い。比較には除算器１０６を使用する。乗算器１０７により、比較結果と定格周波数ｆ０（通常５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）との積により定格周波数ｆｓｔｄ１を求める。

例えば、調整対象の無停電電源装置の内部発振器の周波数が他の無停電電源装置よりも高い場合、図１１の積分器７４は内部で積算を行うが、積算回数が他の無停電電源装置よりも多くなるため、対象の無停電電源装置の出力周波数は他の無停電電源装置より高くなってしまう。しかし、カウンタ出力も他の無停電電源装置より増加するため、Ｃｒｅｆ／Ｃ１は１よりも小さくなり、定格周波数ｆｓｔｄ１も小さくなる。これにより、過剰な積算回数を補償することができ、他の無停電電源装置と同じ周波数の電圧を出力することができる。

なお、停電時にはバイパス電圧Ｖｂｙｐ＝０となるため、図１３による定格周波数ｆｓｔｄの演算はできない。したがって、バイパス電圧Ｖｂｙｐの正常状態時に図１３による定格周波数ｆｓｔｄの演算を行って記憶しておく。そして、停電時には、記憶したｆｓｔｄ１を適用して図１１の制御ブロックに適用する。

本 実施形態４は実施形態２と組み合わせ、温度変化や経時変化に対して横流電流をさらに抑制することもできる。本実施形態４ではＰＱ垂下による電圧降下を新たに加えたが、この電圧降下はすべての無停電電源装置で等しく生じるため、図６のインピーダンスの抵抗成分Ｒｃ，リアクタンス成分Ｘｃに該当する。推定ブロックの動作は（１６）〜（１９）式にあるようにインピーダンスの抵抗成分Ｒｃ，リアクタンス成分Ｘｃには依存しないため、推定ブロックとは干渉を起こさず、ＰＱ垂下特性を追加することができる。

しかし、実施形態２と組み合わせた場合の注意すべき点として、バイパス非同期運転の場合は各無停電電源装置が横流電流の大きさに応じて出力周波数を独自に決めるため、位相ずれθ１ｃｍｐ（図７に記載）を変更しても定常的な横流電流を抑制することができない。また、基準となる位相が定まらないため、横流電流が零になった時の位相ずれθ１ｃｍｐの値を推定に用いることはできない。

そのため、バイパス非同期運転では位相ずれθ１ｃｍｐを出力するアンプは動作を停止する必要がある。すなわち、図７の位相ずれθ１ｃｍｐのアンプＡＭＰ４の入力に接続しているスイッチＳＷ２を開放する。さらに、推定ブロック５１ｂも停止する必要がある。すなわち、図８のスイッチＳＷをすべて開放する。インピーダンス差Ｒ１，Ｘ１による電圧降下やＰＱ垂下特性により位相を変更する機能については、バイパス非同期運転でも負荷変動時の過渡的な横流電流抑制に効果があるため有効とする。

本 実施形態４によれば、実施形態１の作用効果に加え、以下の効果が得られる。

停電などバイパス電圧異常時で共通となる同期信号がない場合でも横流電流を小さくすることができる。

ＰＱ垂下方式を追加してもパラメータ推定機能と干渉しない。

ＰＱ垂下方式と同じ効果も得られる。パラメータ推定が完了する前やパラメータ推定結果に誤差が含まれる場合、インピーダンスやスイッチング素子特性の温度変化や経時変化が生じた場合でも横流電流を小さくすることができる。

実施形態２と組み合わせ、パラメータ推定を繰り返し行い、横流電流抑制効果を高めることもできる。

また、実施形態３と組み合わせ、パラメータ推定ブロックを簡略化することもできる。

［実施形態５］
図１４に本実施形態５におけるインバータＩＮＶ１の出力電圧制御ブロックを示す。実施形態１から追加したブロックを以下に示す。

乗算器８１ａ，８１ｂにより制御回路の内部位相情報ωｔ＋θ１＊をｎ倍する。また、乗算器８１ｃにより、制御回路の内部位相情報ωｔ＋θ１＊をｎ−１倍する。

ｄｑ変換器８２ａにおいて、ｎ倍した内部位相情報ωｔ＋θ１＊を元に、Ｖ１検出信号を回転座標上の値に変換する。 ローパスフィルタＬＰＦにより、ｄｑ変換器８２ａの出力から交流成分を除去し、直流成分（ｎ次高調波成分）であるＶｄｎ１，Ｖｑｎ１を抽出する。

ｄｑ変換器８２ｂにおいて、ｎ倍した内部位相情報ωｔ＋θ１＊を元に、フィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１の検出信号を回転座標上の値に変換する。ローパスフィルタＬＰＦにより、ｄｑ変換器８２ｂの出力から交流成分を除去し、直流成分（ｎ次高調波成分）であるＩｄｎ１，Ｉｑｎ１を抽出する。

乗算器８３ａ〜８３ｄにおいて、直流成分Ｉｄｎ１，Ｉｑｎ１と、推定ブロック５１の出力する係数であるインピーダンス差Ｒ１とＸ１をｎ倍したｎＸ１との積を演算する。加算器８４ａにおいて乗算器８３ａと８３ｃの出力を足し合わせ、加算器８４ｂにおいて乗算器８３ｂの出力から８３ｄの出力を減算する。これにより、ｎ次高調波電流が推定したケーブルインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１を通過した際に発生する電圧降下Ｖｄｎｄｒｏｐ１，Ｖｑｎｄｒｏｐ１を求める。この電圧降下Ｖｄｎｄｒｏｐ１，Ｖｑｎｄｒｏｐ１が、フィルタ出力電圧のｎ次高調波における指令値となる。

乗算器８５ａ，８５ｂにより、直流成分Ｉｄｎ１，Ｉｑｎ１の二乗を求め、加算器８６により乗算器８５ａ，８５ｂの出力を加算する。加算器８６の出力の平方根を演算器８７により求め、出力電流のｎ次高調波振幅（実効値）Ｉｎ１として出力する。

減算器８８により、ｎ次高調波振幅（実効値）Ｉｎ１と高調波指令値Ｉｎｒｅｆとの偏差を求める。高調波指令値Ｉｎｒｅｆは、代表となる無停電電源装置を１台決めて、その代表の無停電電源装置のｎ次高調波電流振幅を通信により入力したものとする。または、すべてのフィルタ出力電流のｎ次振幅平均値を通信により求めたものとしても良い。

スイッチＳＷは通信正常信号により、スイッチの開閉を制御する。アンプＡＭＰは前記減算器８８で求めた偏差を入力し、積分などのアンプ処理を行う。

減算器８９ａ，８９ｂは、指令値である電圧降下Ｖｄｎｄｒｏｐ１，Ｖｑｎｄｒｏｐ１と検出値であるｎ次高調波成分Ｖｄｎ１，Ｖｑｎ１との偏差を求める。減算器８９ａ，８９ｂの出力する偏差と、アンプＡＭＰ出力となるゲインとの積を乗算器９０ａ，９０ｂにより求める。

ｄｑ逆変換器９１により、ｎ−１倍した内部位相情報ωｔ＋θ１＊を元に、乗算器９０ａ，９０ｂの出力を回転座標上の値に変換する。ｄｑ変換器８２ａでｎ×（ωｔ＋θ１＊）回転の座標変換をしているため、このｄｑ逆変換器９１によって（ｎ−1）×（ωｔ＋θ１＊）逆回転の座標変換を行うことにより、ｄｑ逆変換器９１の出力は、ｄｑ変換器８２ａの入力の座標に対して（ωｔ＋θ１＊）回転の座標変換を行うことになる。これにより、図１４の点線内のＡＶＲ部のｄｑ変換器１１の出力の回転座標と同じ座標軸となる。

ｄｑ逆変換器９１の出力は、加算器９２ａ，９２ｂにより、出力電圧制御ブロックの電圧指令値であるＡＭＰ１，ＡＭＰ２の出力に加算される。

本実施形態５は、実施形態１に高調波電圧のひずみ抑制機能と高調波電流の横流抑制機能を追加した方式である。

まず、ｄｑ変換とローパスフィルタＬＰＦを使用してフィルタ出力電圧Ｖ１の検出信号からｎ次高調波成分Ｖｄｎ１，Ｖｑｎ１を抽出する。これに高調波電圧指令値である電圧降下Ｖｄｎｄｒｏｐ１，Ｖｑｎｄｒｏｐ１との偏差を演算しゲインをかけて電圧制御ブロックと同じ回転座標に変換して電圧指令値に加算する。

次に、電圧降下Ｖｄｎｄｒｏｐ１，Ｖｑｎｄｒｏｐ１を求める。ｄｑ変換とローパスフィルタＬＰＦを使用してフィルタ出力電流Ｉｕｐｓ１の検出信号からｎ次高調波成分Ｉｄｎ１，Ｉｑｎ１を抽出する。これに、パラメータ推定ブロックで求めたインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１との積を取り、さらにインピーダンス差Ｘ１については高調波の次数であるｎとの積を取る。

これにより、直流成分Ｉｄｎ１，Ｉｑｎ１が図６のインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１を通過する際に生じる電圧降下Ｖｄｎｄｒｏｐ１，Ｖｑｎｄｒｏｐ１を求めることができる。この電圧降下を高調波電圧の指令値とすることにより、電圧降下を補償でき出力電圧ＶＬのひずみを小さくすることができる。

さらに、ｎ次高調波に対しては、負荷から見るとインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１が補償により打ち消されるため、無停電電源装置ＵＰＳ１の入力インピーダンスは抵抗成分Ｒｃ，リアクタンス成分Ｘｃのみになり無停電電源装置ＵＰＳ３の入力インピーダンスと等しくすることができる。よって、負荷をｎ次高調波電流発生源と見立てれば、高調波電流は無停電電源装置ＵＰＳ１とＵＰＳ３に均等に流れ込むことになる。無停電電源装置ＵＰＳ２にも同じ制御を適用すれば、図６のすべての無停電電源装置ＵＰＳ１〜ＵＰＳ３でｎ次高調波の横流電流を零にすることができる。

さらに、通信により横流電流を検出しゲイン（図１４のアンプＡＭＰの出力）を調整する。ｎ次高調波電流の振幅Ｉｎ１と通信により入力するｎ次高調波電流の高調波指令値Ｉｎｒｅｆを比較、横流を検出してアンプＡＭＰに入力する。自身の出力電流が小さい場合、電圧ひずみ抑制制御のゲインを増加することでインバータ内部インピーダンスである抵抗成分Ｒｃ，リアクタンス成分Ｘｃを小さく見せかけ、出力する高調波電流を増加させることができる。

ゲイン調整機能では高調波電流をｄ軸ｑ軸に分けずに振幅として扱う。これは電圧降下の補償だけでも横流電流の十分な抑制効果が得られ、ゲイン調整は横流電流をさらに零に近づけるため補助的に使用するからである。また、ｄ軸ｑ軸の電流指令値を別々に通信するよりも通信の負担を軽減できる効果もある。実際の運用では、ダミー負荷として高調波負荷を用意して試運転中にゲインを調整し、実運用運転では調整したゲインで固定する。または、実運用運転中も通信を有効にし、ゲイン調整機能を動作させ続けても良い。

ゲイン調整機能を動作させ続ける場合で通信異常（Ｉｎｒｅｆの検出の異常）が発生した場合は、図１４の通信正常信号が０となり、スイッチＳＷが開放する。これにより、図１４のアンプＡＭＰの入力は０となるため、積分要素を持つアンプＡＭＰの出力は変化しなくなる。したがって、異常発生直前のアンプＡＭＰの出力値を用いての横流電流を抑制する無停電電源装置の並列運転が継続される。

以上は制御対象の高調波電圧がｎ次のみの場合である。しかし、この制御ブロックを複数並列に構成することで、同時に複数の高調波電圧を制御することができる。また、ｎ＝−１とすることで不平衡負荷駆動時における出力電圧ＶＬの不平衡率を改善することができる。

［実施形態６］
本実施形態６は、実施形態２に高調波電圧のひずみ抑制機能と高調波電流の横流抑制機能を追加した方式である。この方式は、図１４の制御ブロック（実施形態５）に、図７の制御ブロック（実施形態２）と図８のパラメータ推定ブロック（実施形態２）を組み合わせることにより実現できる。また、実施形態５と同様に、図１４の制御ブロックを複数並列に構成することで、同時に複数の高調波電圧を制御することができる。また、ｎ＝−１とすることで不平衡負荷駆動時における出力電圧ＶＬの不平衡率を改善することができる。

［実施形態７］
本実施形態７は、実施形態３に高調波電圧のひずみ抑制機能と高調波電流の横流抑制機能を追加した方式である。この方式は、図１４の制御ブロック（実施形態５）に、図１０の制御ブロック（実施形態３）を組み合わせることにより実現できる。また、実施形態５と同様に、図１４の制御ブロックを複数並列に構成することで、同時に複数の高調波電圧を制御することができる。また、ｎ＝−１とすることで不平衡負荷駆動時における出力電圧ＶＬの不平衡率を改善することができる。

さらに、上記の実施形態５〜７は、実施形態４と組み合わせてもよい。この方式は、図１４の制御ブロック（実施形態５）に、図１１の制御ブロック（実施形態４）の位相ωｔ＋θ１＊生成部と図１０の制御ブロック（実施形態４）を組み合わせることにより実現できる。

以上の実施形態では無停電電源装置を例に説明した。本発明の適用は無停電電源装置に限らない。交流電圧を出力する他の電力変換装置に適用してもよい。

以上示したように、実施形態５〜７によれば、 実施形態１〜３に加え、以下の効果が得られる。

通信などにより横流電流を検出しなくても、高調波の横流電流を抑制することができる。

ケーブルインピーダンスによる電圧降下を補償し、負荷電圧のひずみを抑制することができる。

パラメータ推定が完了する前やパラメータ推定結果に誤差が含まれる場合でも、通信による横流電流抑制制御により高調波の横流電流を小さくすることができる。

実施形態４と組み合わせこともできる。

［実施形態８］
実施形態１〜７では無停電電源装置のインバータを電圧源と内部インピーダンスとを分離して考え、通信を有効にした状態で試運転を行い電圧源の出力する電圧振幅と電圧位相のずれと、内部インピーダンスの抵抗成分とインダクタンス成分の４つのパラメータを推定し、実運用運転時には推定したパラメータを用いることで、通信を行わなくても横流電流を抑制する方法を提案した。

実施形態３では、試運転の負荷パターンの１つを無負荷に限定することで、無負荷時に電圧振幅と電圧位相のずれの調整を行い、負荷投入時にはフィードバックループにより直接内部インピーダンスの抵抗成分とインダクタンス成分を調整する方法を説明した。この方法は、他の実施形態に比べて演算ブロックが簡単になる利点がある。

しかし、試運転用の回路にトランスが接続されていて励磁電流が流れる、フィルタコンデンサが接続されている、など完全な無負荷にはならない条件においては、以下のような動作となり試運転に時間がかかるという問題がある。

図１５に本実施形態８で検討する主回路の条件を示す。この図１５では、簡略化のため各無停電電源装置のインバータの電圧位相にずれはなく、インバータ内部インピーダンスは抵抗成分Ｒｃのみ、負荷も力率１の同じ抵抗が３つ接続されていると仮定する。この仮定により、負荷電流は有効電力成分Ｉｄのみが流れ、調整対象は電圧振幅と内部インピーダンスの抵抗成分Ｒｃのみとなる。スイッチを開放した時、各無停電電源装置の出力する出力電圧ＶＬ１、ＶＬ２、ＶＬが等しければ、スイッチを短絡しても横流電流は発生しない。そのため、任意の大きさの負荷において、無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電圧ＶＬ１の特性を基準である無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧ＶＬに合わせることを検討する。

図１６（ａ）に調整対象の無停電電源装置ＵＰＳ１と基準となる無停電電源装置ＵＰＳ３の電圧特性を示す。（ａ）は初期状態で出力電圧にずれがあるため、ずれに比例した横流電流が発生する。この例では、無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電流が過剰となり、無停電電源装置ＵＰＳ３の責務が無停電電源装置ＵＰＳ１よりも少なくなってしまう。

図１６（ｂ）〜（ｅ）に無負荷にならない条件で実施形態３を適用し、図１６（ａ）の無停電電源装置ＵＰＳ１の電圧特性を無停電電源装置ＵＰＳ３の電圧特性に合わせていった時の動作を示す。

適用にあたり第３閾値Ｉｔｈｃを設定し、無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電流が第３閾値Ｉｔｈｃよりも小さい場合は電圧振幅を、大きい場合は内部インピーダンスを調整させる。図１６（ｂ）では各無停電電源装置の出力電流がＩｄＡであり、ＩｄＡ＜Ｉｔｈｃの関係があるため、無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電圧特性のうち切片（ＩｄＡ＝０の時の出力電圧ＶＬ１）を小さくして電圧振幅を減少させ、出力電流ＩｄＡにおける出力電圧ＶＬ１（ＩｄＡ）を無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧ＶＬ（ＩｄＡ）と一致させる。

次に、負荷が変動し、（ｃ）の状態になった場合を検討する。（ｃ）では出力電流はＩｄＢであり、ＩｄＢ＞Ｉｔｈｃの関係があるため、無停電電源装置ＵＰＳ１の内部インピーダンスを制御により大きくする。その結果、無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電圧特性のうち傾きが小さくなる（符号はマイナスで絶対値は大きくなる）ことで電圧振幅を減少させ、出力電流ＩｄＢにおける出力電圧ＶＬ１（ＩｄＢ）を無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧ＶＬ（ＩｄＢ）と一致させる。しかし、この時、出力電流ＩｄＡにおいては出力電圧ＶＬ１（ＩｄＡ）と出力電圧ＶＬ（ＩｄＡ）に差が生じてしまう。

その後、（ｄ）のように負荷変動が発生し出力電流がＩｄＡに戻った場合を考える。ＩｄＡ＜Ｉｔｈｃのため、電圧特性の切片を増加させて出力電圧ＶＬ１（ＩｄＡ）と出力電圧ＶＬ（ＩｄＡ）を一致させる。しかし、ここでも出力電圧ＶＬ１（ＩｄＢ）と出力電圧ＶＬ（ＩｄＢ）に差が生じてしまう。しかし、（ｂ）に比べると出力電圧ＶＬ１（ＩｄＢ）と出力電圧ＶＬ（ＩｄＢ）の差は小さくなる。

さらに、（ｅ）に示すように負荷が変動して出力電流が再度ＩｄＢになった場合を考える。（ｄ）でずれてしまった出力電圧ＶＬ１（ＩｄＢ）を傾きにより調整すると、出力電圧ＶＬ１（ＩｄＡ）と出力電圧ＶＬ（ＩｄＡ）の差が増加してしまう。しかし、（ｃ）に比べると出力電圧ＶＬ１（ＩｄＡ）と出力電圧ＶＬ（ＩｄＡ）の差は小さくなっている。

以上の動作により、ＩｄＡとＩｄＢの負荷変動を繰り返すことで無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電圧の特性は少しずつ無停電電源装置ＵＰＳ３の特性に近づいているが、完全に特性を合わせるには、負荷変動の繰り返し回数が多い分だけ時間がかかってしまうことがわかる。

また、実運用運転中にもこの方式を適用し、特性の温度変化や経時変化に追従させることも可能ではあるが、横流電流の抑制に時間がかかり、特性変動からしばらくの間は負荷変動のたびに無停電電源装置間で横流電流が発生してしまうことになる。

図１７に本実施形態８におけるインバータＩＮＶ１のパラメータ推定前の横流電流抑制制御ブロックを示す。

このブロックは、以下の点が実施形態３とは異なる。

出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆの二乗を加算し平方根を演算して求めた出力電流指令値の基本波振幅の、横流電流抑制制御における１演算周期前の値を記憶するバッファア９３を設置する。

記憶した１演算周期前の出力電流指令値の基本波振幅が第３閾値Ｉｔｈｃを上回ることを検出する比較器９４を設ける。

１演算周期前の出力電流指令値の基本波振幅は第３閾値Ｉｔｈｃを上回るが、現在の振幅は第３閾値Ｉｔｈｃを下回る時に１を出力するＡＮＤ素子９５を設ける。ＡＮＤ素子９５の出力はスイッチＳＷ１ｅ，Ｓｗ１ｆに入力され、ＡＮＤ素子９５が「１」レベルの信号を出力する時スイッチＳＷ１ｅ，Ｓｗ１ｆは短絡となる。

スイッチＳＷ１ｅ，ＳＷ１ｆの入力は、スイッチＳＷ１ａ，Ｓｗ１ｂと同じく、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆと出力電流検出値Ｉｄ１，Ｉｑ１との偏差に係数α、βをかけたものと、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを指令値振幅で除算したものとをかけあわせたものとする。

定格電流振幅を表す１から１演算周期前の出力電流指令値振幅を減算する減算器９６を設ける。減算器９６の出力は、あらかじめ設定したゲインＧ１との積を取る乗算器９７に入力する。また、乗算器９７とスイッチＳＷ１ｅ，ＳＷ１ｆとの積を取る乗算器９８ａ，９８ｂを設ける。スイッチＳＷ１ａ，Ｓｗ１ｂの出力から前記乗算器９７の出力を減算器９９ａ，９９ｂで減算する。減算器９９ａ，９９ｂの出力は、それぞれインピーダンス差Ｒ１を求めるアンプＡＭＰと、インピーダンス差Ｘ１を求めるアンプＡＭＰに入力する
１演算周期前の出力電流指令値の基本波振幅は第３閾値Ｉｔｈｃを下回るが、現在の振幅は第３閾値Ｉｔｈｃを上回る時に「１」レベルの信号を出力するＡＮＤ素子１００を設ける。ＡＮＤ素子１００の出力はスイッチＳＷ１ｇ，ＳＷ１ｈに入力し、ＡＮＤ素子１００が「１」レベルの信号を出力する時、スイッチＳＷ１ｇ，ＳＷ１ｈは短絡となる。

スイッチＳＷ１ｇ，ＳＷ１ｈの入力は、スイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄと同じく、出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆと出力電流検出値Ｉｄ１，Ｉｑ１との偏差に係数α、βをかけたものとする。

乗算器１０１により、１演算周期前の出力電流指令値振幅にあらかじめ設定したゲインＧ２との積を取る。乗算器１０２ａ，１０２ｂは、スイッチＳＷ１ｇ，ＳＷ１ｈの出力と乗算器１０１出力との積を取る。減算器１０３ａ，１０３ｂにより、スイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄの出力信号から前記乗算器１０２ａ，１０２ｂの出力を減算する。減算器１０３ａの出力は、振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐを求めるアンプＡＭＰに入力する。

なお、ゲインＧ１，Ｇ２は、図１モデル、図１７モデルを用いてのシミュレーションを行うことなどによって設定できる。

図１６の（ｂ）と（ｃ）を比べると、負荷増加により出力電圧が過剰となり横流電流が発生してしまった場合は、内部インピーダンスを増加（傾きを減少）させて横流電流を抑制するが、出力電圧特性を揃えるには電圧振幅（切片）を増加させる必要もあることがわかる。本実施形態８では実施形態３に対してこのような点を考慮することにより、少ない負荷変動で出力電圧の特性を合わせることができるよう、改良を加えたものである。

本実施形態８の動作について、図１８を用いて説明する。この図１８でも、説明の簡略化のため主回路条件は図１５とし、各無停電電源装置のインバータの電圧位相にずれはなく、インバータ内部インピーダンスは抵抗成分Ｒｃのみ、負荷も力率１の抵抗であると仮定した上で、無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電圧ＶＬ１を基準である無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧ＶＬに合わせることを検討する。

まず、図１８（ａ）では負荷増加前の各無停電電源装置の出力電流がＩｄＡであり、ＶＬ１（ＩｄＡ）＝ＶＬ（ＩｄＡ）であった。しかし、負荷増加により各無停電電源装置の出力電流がＩｄＢとなり、ＶＬ１（ＩｄＢ）＞ＶＬ（ＩｄＢ）となってしまった。電流が第３閾値Ｉｔｈｃを超えているため、傾きを減少（内部インピーダンスを増加）すると、出力電圧特性は図１８（ｂ）の破線になり、ＶＬ１（ＩｄＢ）＝ＶＬ（ＩｄＢ）となり横流電流が抑制される。

しかし、ここで同時に切片を増加（電圧振幅を増加）させることにより出力電圧ＶＬ１は図１８（ｂ）の実線になり、任意の電流に対する出力電圧をＶＬに近づけることができる。

負荷増加によりＶＬ１（ＩｄＢ）＜ＶＬ（ＩｄＢ）となってしまった場合も同様である。この状態を図１８（ｃ）に示す。この場合では、傾きを増加（内部インピーダンスを減少）させてＶＬ１（ＩｄＢ）＝ＶＬ（ＩｄＢ）を成立させようとする。これにより得られる出力電圧ＶＬ１は図１８（ｄ）の破線となる。この時、同時に切片を減少（電圧振幅を減少）させることにより出力電圧ＶＬ１は図１８（ｄ）の実線になり、無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧ＶＬに近づけることができる。

次に、図１８（ｅ）に負荷減少前の各無停電電源装置の出力電流がＩｄＢであり、ＶＬ１（ＩｄＢ）＝ＶＬ（ＩｄＢ）であったが、負荷減少によりＶＬ１（ＩｄＡ）＞ＶＬ（ＩｄＡ）となってしまった状態を示す。出力電流ＩｄＡが第３閾値Ｉｔｈｃよりも小さいため、切片を減少（電圧振幅を減少）することになり、出力電圧ＶＬ１は図１８（ｆ）の破線のように変化し、ＶＬ１（ＩｄＡ）＝ＶＬ（ＩｄＡ）となり横流電流が抑制される。

ここで、同時に傾きを増加（内部インピーダンスを減少）させることにより出力電圧ＶＬ１は図１８（ｆ）の実線になり、無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧ＶＬに近づけることができる。このように、負荷減少時には傾き（内部インピーダンス）を調整することで基準の無停電電源装置との電圧特性ずれを小さくすることができる。

負荷減少によりＶＬ１（ＩｄＡ）＜ＶＴＬ（ＩｄＡ）となってしまった場合も同様である。この状態を図１８（ｇ）に示す。この場合では切片を増加（電圧振幅を増加）させ、出力電圧ＶＬ１は図１８（ｈ）の破線のような電圧特性となる。この時、同時に傾きを減少（内部インピーダンスを増加）させることにより電圧出力電圧ＶＬ１は図１８（ｈ）の実線になり、無停電電源装置ＵＰＳ３の電圧特性に近づけることができる。

以上の動作により、本実施形態８は実施形態３に比べて負荷変動後の出力電圧特性を基準の無停電電源装置により近づけることができる。そのため、次に負荷変動が発生した場合の電圧特性ずれが小さくなり、負荷変動により発生する横流電流を小さくすることができる。また、電圧特性を揃えるまでに必要な負荷変動回数を少なくすることができ、試運転にかかる時間を短縮することができる。

以上の動作において、変動前の負荷の大きさと必要な調整量の関係を説明する。図１９（ａ）は、負荷が増加した時の無停電電源装置ＵＰＳ１の電圧特性であるが、実線は増加前の負荷が小さく、破線は増加前の負荷が大きい状態を示している。条件を揃えるため、負荷変動前はＵＰＳ１とＵＰＳ３との電圧差が零、負荷変動後の電圧差は図１８（ａ）と同じ大きさとしている。

この時、基準となる無停電電源装置ＵＰＳ３の電圧特性に比べ、実線よりも破線の方が切片の差が大きい。よって、増加前の負荷が大きく無負荷状態から離れていく度合いが大きいほど、切片の調整量を大きくする必要があることがわかる。増加前の負荷が零であれば、切片を正しく推定することができるため、負荷増加
時の切片の調整は不要である。

図１９（ｂ）は、負荷が減少した時の無停電電源装置ＵＰＳ１の電圧特性であり、実線は減少前の負荷が大きく、破線は減少前の負荷が小さい状態を示している。図１９（ｂ）でも負荷変動後の電圧差を揃えている。この時、基準となる無停電電源装置ＵＰＳ３の電圧特性に比べ、実線よりも破線の方が傾きの差が大きい。このことは、負荷が減少する場合は、減少前の負荷が小さいほど傾きの調整量を大きくする必要があることを示している。

図１７は、以上の動作を実現するための制御ブロックである。出力電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆの２乗と平方根により求めた振幅の１演算周期前の値を記憶するバッファを設置し、現在の出力電流指令値振幅（６５の出力）と、１演算周期前の出力電流指令値振幅（９３の出力）の２つの信号で第３閾値Ｉｔｈｃとの比較を行う。

現在の指令値振幅が第３閾値Ｉｔｈｃよりも大きく１演算周期前の振幅が第３閾値Ｉｔｈｃよりも小さいことを検出して負荷が増加したと判断し、現在の指令値振幅が第３閾値Ｉｔｈｃよりも小さく１演算周期前の振幅が第３閾値Ｉｔｈｃよりも大きいことを検出して負荷が減少したと判断する。

切片（振幅ずれＶ１ｃｍｐと位相ずれθ１ｃｍｐ）について説明する。現在の出力電流指令値振幅が第３閾値Ｉｔｈｃよりも小さい場合はスイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄが短絡し電流偏差に基づく信号（２４ａおよび２４ｂの出力）がアンプＡＭＰに入力され振幅ずれＶ１ｃｍｐ，位相ずれθ１ｃｍｐが調整されるフィードバックループが構成される。なお、アンプＡＭＰは入力された電流偏差に基づく信号を積分する機能を持つ。負荷が増加して電流指令値振幅が第３閾値Ｉｔｈｃを上回るとスイッチＳＷ１ｃ，ＳＷ１ｄは開放され、スイッチＳＷ１ｇ，ＳＷ１ｈが１演算周期だけ短絡され切片の補正が行われる。この時、乗算器１０２ａ，１０２ｂにより前記電流偏差に基づく信号と１演算周期前の電流指令値振幅にあらかじめ決められたゲインＧ２をかけたものとの積を演算する。

これにより、増加前の負荷が大きいほど切片の調整量を大きくする動作を実現している。この動作は、前述の図１９説明時の動作と合致している。

その後、減算器１０３ａ，１０３ｂにより符号を反転してアンプＡＭＰに入力する。以下に符号を反転させる理由について説明する。図１７の電圧制御ブロックについて、無停電電源装置間のインピーダンスが抵抗と仮定してα＝１、β＝０とし、横流電流抑制制御部分だけを抽出したものを図２０に示す。減算器１０８により電流指令値Ｉｄｒｅｆから出力電流Ｉｄ１を減算し、アンプＡＭＰにかけて振幅ずれＶ１ｃｍｐを出力する。このブロックでは、無停電電源装置ＵＰＳ１自身の出力電流Ｉｄ１が電流指令値Ｉｄｒｅｆより小さい場合、振幅ずれＶ１ｃｍｐすなわち無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電圧特性の切片を増加して出力電流Ｉｄ１の増加を促す。

図２１に制御前の無停電電源装置ＵＰＳ１とＵＰＳ３の特性を示す。現在の出力電流平均値がＩｄＡであり、ＶＬ１＜ＶＬであるため無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電流Ｉｄ１は電流指令値Ｉｄｒｅｆよりも小さい。このとき制御ブロックは振幅ずれＶ１ｃｍｐを増加させる。

図２２に制御後の無停電電源装置ＵＰＳ１とＵＰＳ３の特性を示す。出力電圧ＶＬ１の切片が増加し、出力電流平均値ＩｄＡにおいて無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電圧が無停電電源装置ＵＰＳ３の出力電圧に一致する。

図２３に無停電電源装置の出力電流平均値がＩｄＢに増加したときの特性を示す。このときもＶＬ１＜ＶＬであり無停電電源装置ＵＰＳ１の出力電流Ｉｄ１は指令値Ｉｄｒｅｆよりも小さいため、制御ブロックは振幅ずれＶ１ｃｍｐを増加させようとする。しかし、図２３より無停電電源装置ＵＰＳ１の振幅ずれＶ１ｃｍｐは無停電電源装置ＵＰＳ３の切片よりも大きいため、特性を合わせるためには逆に振幅ずれＶ１ｃｍｐを減少させる必要がある。そのため、負荷増加時に一時的に投入されるスイッチＳＷ１ｇのブロックの符号を反転させることによって、スイッチＳＷ１ｇの短絡時には振幅ずれＶ１ｃｍｐを減少させる。

以上が符号を反転させる理由である。スイッチＳＷ１ｈのブロックも同様の理由で符号を反転させる。

次に、傾き（内部インピーダンス）について説明する。現在の出力電流指令値振幅が第３閾値Ｉｔｈｃよりも大きい場合はスイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂが短絡し電流偏差がアンプＡＭＰに入力されインピーダンス差Ｒ１，Ｘ１が調整されるフィードバックループが構成される。

負荷が減少して電流指令値振幅が第３閾値Ｉｔｈｃを下回るとスイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂは開放され、スイッチＳＷ１ｅ，ＳＷ１ｆが１演算周期だけ短絡され傾きの補正が行われる。

この時、定格電流（図１７のゲインＧ１に入力する減算器９６の入力「１」）から１演算周期前の電流指令値振幅を減算し、さらにゲインＧ１をかけたものが入力され、乗算器９８ａ，９８ｂにより電流偏差に基づく信号である７２ａ、７２ｂの出力との積を取りアンプＡＭＰに入力される。これにより、減少前の負荷が小さいほど傾きの調整量を大きくする動作を実現している。傾きも、アンプＡＭＰに入力する前に減算器により符号を反転する。これも、切片の調整と同じ理由である。

以上の構成により、負荷変動時に切片（電圧振幅）や傾き（内部インピーダンス）の追加補正を行うことができる。この追加補正によって、短時間で基準である無停電電源装置ＵＰＳ３の電圧特性に近づけることができる。

以上の動作は、簡略化のため各無停電電源装置のインバータの電圧位相にずれはなく、インバータ内部インピーダンスは抵抗成分Ｒｃのみ、負荷も力率１の抵抗である場合を例として説明した。各無停電電源装置のインバータの電圧位相にずれがある場合、リアクトル成分の内部インピーダンスがある場合、負荷力率が１以外の場合についても、本実施形態８の適用によって各無停電電源装置の電圧特性を短時間で揃えることができる。

また、実運用運転中にもこの方式を適用することができる。実施形態３とは異なり、負荷変動のたびに発生する無停電電源装置間の横流電流を抑制することができ、特性の温度変化や経時変化に対する追従速度を向上することができる。

本実施形態８によれば、実施形態３と比較して、以下の効果が得られる。

電圧振幅や電圧位相に追加の調整を行うことで、より少ない負荷変動回数で出力電圧の特性を合わせることができるようになり、試運転にかかる時間を短縮することができる。

実運用運転中にこの方式を適用した場合、負荷変動のたびに発生する無停電電源装置間の横流電流を抑制することができ、特性の温度変化や経時変化に対する追従速度を向上することができる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

Ｉｄ，Ｉｑ…出力電流
ΔＶ１…振幅差
Δθ１…位相差
Ｒ１，Ｘ１…インピーダンス差
Ｖ１＊…振幅指令値
θ１＊…位相指令値
Ｖ１ｃｍｐ…振幅ずれ
θ１ｃｍｐ…位相ずれ

Claims (7)

1. 交流電圧を出力する複数の電力変換装置を並列接続し、各電力変換装置の出力間に流れる横流電流を抑制する電力変換装置の横流電流抑制方法であって、
   試運転と実運用運転を行い、
   試運転の時には、２つの負荷パターンにおける各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流を検出し、
   出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆ，出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆ，および，各負荷パターンのフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流に基づいて、基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の振幅差，基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の位相差，基準となる電力変換装置の内部インピーダンスに基準となる電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値と各電力変換装置の内部インピーダンスに各電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値の差を推定し、
   実運用運転の時には、試運転のときに推定した基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の振幅差，基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の位相差，基準となる電力変換装置の内部インピーダンスに基準となる電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値と各電力変換装置の内部インピーダンスに各電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値の差に基づいて、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値と位相指令値を演算し、
   前記振幅指令値と位相指令値を用いて各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相とを制御し、
   前記出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆは、基準となる電力変換装置の出力電流のｄ軸成分もしくは全電力変換装置のフィルタ出力電流またはインバータ出力電流のｄ軸成分の平均値であり、
   前記出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆは、基準となる電力変換装置の出力電流のｑ軸成分もしくは全電力変換装置のフィルタ出力電流またはインバータ出力電流のｑ軸成分の平均値であることを特徴とする電力変換装置の横流電流抑制方法。
2. 試運転において、
   １つ目の負荷パターンで各電力変換装置の運転を行い、各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値を（２７）式によって求め、前記実効値が第１閾値未満のときの各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値ＶｎＡ＊と出力電圧の位相指令値θｎＡ＊とを記憶し、出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆ，出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆもしくはフィルタ出力電流の基本波における有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎもしくはインバータ出力電流の基本波における有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎとを、有効電力成分ＩｄＡと無効電力成分ＩｑＡとして記憶し、
   ２つ目の負荷パターンで各電力変換装置の運転を行い、１つ目の負荷パターンで記憶した有効電力成分ＩｄＡと現時点での出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆとの偏差の二乗と、１つ目の負荷パターンで記憶した無効電力成分ＩｑＡと現時点での出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆとの偏差の二乗と、を加算した値の平方根が第２閾値を超えると共に、２つ目の負荷パターンにおける各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値が第１閾値未満であることが成立した場合に、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値ＶｎＢ＊と出力電圧の位相指令値θｎＢ＊とを記憶し、出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆ，出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆもしくはフィルタ出力電流の有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎもしくはインバータ出力電流の有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎとを、有効電力成分ＩｄＢと無効電力成分ＩｑＢとして記憶し、
   （２８）式〜（３１）式によって、前記基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の振幅差，基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の位相差，基準となる電力変換装置の内部インピーダンスに基準となる電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値と各電力変換装置の内部インピーダンスに各電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値の差を推定することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置の横流電流抑制方法。
   

   

   

   

   

   

   Ｉｄｎ：電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流の有効電力成分
   Ｉｑｎ：電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流の無効電力成分
   Ｖｓｔｄ：定格電圧
   ΔＶｎ：基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の振幅差
   Δθｎ：基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の位相差
   Ｒｎ，Ｘｎ：基準となる電力変換装置の内部インピーダンスに基準となる電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値と各電力変換装置の内部インピーダンスに各電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値の差
3. 交流電圧を出力する複数の電力変換装置を並列接続し、各電力変換装置の出力間に流れる横流電流を抑制する電力変換装置の横流電流抑制方法であって、
   実運用運転のときに、
   ２種類の負荷パターンにおける電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流を検出し、
   １つ目の負荷パターンで各電力変換装置の運転を行い、各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値を（２７）式によって求め、前記実効値が第１閾値未満のときの各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値ＶｎＡ＊と、出力電圧の位相指令値θｎＡ＊とを記憶し、出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆ，出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆもしくはフィルタ出力電流の基本波における有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎもしくはインバータ出力電流の基本波における有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎとを、有効電力成分ＩｄＡと無効電力成分ＩｑＡとして記憶し、
   ２つ目の負荷パターンで各電力変換装置の運転を行い、１つ目の負荷パターンで記憶した有効電力成分ＩｄＡと現時点での出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆの偏差の二乗と、１つ目の負荷パターンで記憶した無効電力成分ＩｑＡと現時点での出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆの偏差の二乗と、を加算した値の平方根が第２閾値を超えると共に、２つ目の負荷パターンにおける各電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流と出力電流指令値の偏差の実効値が第１閾値未満であることが成立した場合に、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値ＶｎＢ＊と、出力電圧の位相指令値θｎＢ＊とを記憶し、出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆ，出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆもしくはフィルタ出力電流の基本波における有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎもしくはインバータ出力電流の基本波における有効電力成分Ｉｄｎと無効電力成分Ｉｑｎと、を有効電力成分ＩｄＢと無効電力成分ＩｑＢとして記憶し、
   （２８）式〜（３１）式によって、基準となる電力変換装置と各電力変換装置間との間の出力電圧の振幅差の前回の推定結果からの変動分と、基準となる電力変換装置と各電力変換装置間との間の出力電圧の位相差の前回の推定結果からの変動分と、基準となる電力変換装置の内部インピーダンスに基準となる電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値と各電力変換装置の内部インピーダンスに各電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値の差の前回の推定結果からの変動分を推定し、この推定を繰り返し行い、得られた前回の推定結果からの変動分を前回の推定結果に積算し、積算した基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の振幅差，基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の位相差，基準となる電力変換装置の内部インピーダンスに基準となる電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値と各電力変換装置の内部インピーダンスに各電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値の差に基づいて、各電力変換装置の出力電圧の振幅指令値と位相指令値を演算し、
   前記振幅指令値と位相指令値を用いて各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相とを制御し、
   前記出力電流指令値の有効電力成分Ｉｄｒｅｆは、基準となる電力変換装置の出力電流のｄ軸成分もしくは全電力変換装置のフィルタ出力電流またはインバータ出力電流のｄ軸成分の平均値であり、
   前記出力電流指令値の無効電力成分Ｉｑｒｅｆは、基準となる電力変換装置の出力電流のｑ軸成分もしくは全電力変換装置のフィルタ出力電流またはインバータ出力電流のｑ軸成分の平均値であることを特徴とする電力変換装置の横流電流抑制方法。
   

   

   

   

   

   

   Ｉｄｎ：電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流の有効電力成分
   Ｉｑｎ：電力変換装置のフィルタ出力電流もしくはインバータ出力電流の無効電力成分
   Ｖｓｔｄ：定格電圧
   ΔＶｎ：基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の振幅差の前回の推定結果からの変動分
   Δθｎ：基準となる電力変換装置と各電力変換装置との間の出力電圧の位相差の前回の推定結果からの変動分
   Ｒｎ，Ｘｎ：基準となる電力変換装置の内部インピーダンスに基準となる電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値と各電力変換装置の内部インピーダンスに各電力変換装置と負荷との間のインピーダンスを加えた値の差の前回の推定結果からの変動分
4. 負荷パターンの１つを無負荷とすることを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載の電力変換装置の横流電流抑制方法。
5. 各電力変換装置は電力変換装置をバイパスするバイパス回路を備え、
   バイパス電源異常時には、各電力変換装置の個別の定格周波数から補正値を減算しその結果を積分して２πを乗算した値に位相指令値を加算した値と出力電圧の振幅指令値とフィルタ出力電圧検出値に基づいて出力電圧の制御を行うことを特徴とする請求項１〜４のうち何れか１項に記載の電力変換装置の横流電流抑制方法。
6. 各電力変換装置のフィルタ出力電圧の高調波成分およびフィルタ出力電流の高調波成分を検出し、各高調波成分を用いて各電力変換装置の出力電圧の振幅と位相を調整することを特徴とする請求項１〜５のうち何れか１項に記載の電力変換装置の横流電流抑制方法。
7. 請求項１〜６のうち何れか１項に記載の横流電流抑制方法を行うことを特徴とする複数並列接続された電力変換装置。

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