JP2007529176A - 汎用ｒａｋｅ受信機におけるパラメータを推定する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

例示的な受信信号処理は、受信信号の阻害相関のモデルを維持することに基づいて行われもよい。その場合、モデルの各項は、定期的に更新されるか、又は、注目の受信信号の阻害の測定に基づいて必要に応じて更新される。例示的なモデルは、第１のモデル調整パラメータによって大きさを調整された干渉阻害項と、第２の調整パラメータによって大きさを調整された雑音阻害項を含む。モデルの項は、現行チャネル推定値と遅延情報に基づいて維持されてもよいし、阻害の測定値に基づいてモデル調整パラメータを適応することによって阻害の測定値に合わせて調整されてもよい。モデル化された受信信号阻害相関は、受信信号処理のためのＲＡＫＥ合成重みの演算処理、又は信号対干渉比推定の演算処理に用いられてもよい。合成されたモデル又は個別のモデルは、複数の受信信号について用いられてもよい。したがって、例示的モデル化は、ソフトハンドオフ、複数アンテナ、その他の多様な状況へと拡張される。

Description

本発明は一般に無線通信サービスに関するものであり、特に、受信した通信信号の信号阻害相関の追跡に関するものである。

ＲＡＫＥ受信機は、通信分野でよく知られており、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、例えば、ＩＳ−９５、ＩＳ−２０００（ｃｄｍａ２０００）、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）無線通信ネットワークにおいて広く使用されている。この名前は、ＲＡＫＥ受信機が、くま手（ｒａｋｅ）に似た外観を有していることに由来している。ＲＡＫＥ受信機では、受信機に設けられた複数の並行したフィンガが、マルチパス信号に含まれる複数の信号イメージを受信するのに使用される。ＲＡＫＥ合成器でのフィンガ出力をコヒーレントに合成することによって、従来型のＲＡＫＥ受信機はマルチパス受信を行い、受信したマルチパス信号の信号対雑音比を向上させることができる。

しかし、当業者には知られているが、従来型のＲＡＫＥ受信機が最適なのは一定の状況下に限られている。例えば、自己干渉やマルチユーザ接続干渉があると従来型ＲＡＫＥ受信機の性能が低下する。これを受けて、本願の譲受人は、汎用ＲＡＫＥ受信機アーキテクチャの使用に関して、合成重みの生成を一層高度化することによって受信機の機能を向上させることを特徴とする１件以上の特許出願をした。

したがって、汎用ＲＡＫＥアーキテクチャにおいて、合成重みを算出する場合、ＲＡＫＥフィンガ全体にわたる１つ以上の信号阻害の相関を考慮に入れる必要がある。例えば、汎用ＲＡＫＥ受信機は、これらのフィンガ全体にわたって雑音相関を追跡してもよい。汎用ＲＡＫＥ受信機は、また、比較的多数のフィンガを含み、余分のフィンガを信号パス遅延とは無関係な位置に配置してもよい。実際、これらの余分のフィンガをシフトさせることによって、汎用ＲＡＫＥ受信機の性能を向上させることができ、受信信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）も向上する。信号阻害の相関も、信号対雑音比の推定に利用することができる。信号対雑音比の推定は、信号対干渉比（ＳＩＲ）推定と呼ばれることが多い。ＳＩＲ推定は、送信電力制御に使用されると同時に、リンク品質やレート調整の監視にも使用される。

選択された信号阻害がフィンガの全体に対してどのように相関しているかを表す情報を用いて、汎用ＲＡＫＥ受信機は、受信機の性能を向上させるようフィンガ合成重みを補正することができる。もちろん、信号阻害相関を十分に正確でかつ迅速に決定する必要性は、汎用ＲＡＫＥ受信機の実装に関する最重要の課題である。

本発明は、モデル化の手法を用いて、１つ以上の注目する受信信号についての信号阻害相関を推定する方法とその装置を提供する。繰返し測定される信号阻害相関の測定結果に応じて、モデルが適応される。測定は、頻繁に、すなわち、ＷＣＤＭＡフレームのタイムスロット毎に実行されてもよく、信号阻害相関が急速に変化していても動的にそれらを追跡することになる。１つ以上の例示的な実施形態において、本発明は、ＲＡＫＥ合成重みやＳＩＲ推定値の生成に用いる受信信号阻害相関を決定する方法を含む。本方法は、対応するモデル調整パラメータによってスケール（大きさ）を調整された１つ以上の阻害項を含む受信信号阻害相関モデルを提供するステップと、変化する受信条件を受信信号阻害相関モデルが動的に追跡するような形で、受信信号阻害相関の繰返し測定の結果に応じてモデル調整パラメータの各々を適合させるステップとを含む。

少なくとも１つの実施形態において、例示的な方法が、第１の調整パラメータによって大きさを調整された干渉阻害項と第２の調整パラメータによって大きさを調整された雑音阻害項を提供して受信信号阻害相関をモデル化するステップと、１つ以上の連続的な時間的瞬間の各々において受信信号阻害相関を測定し、その各瞬間において、第１及び第２の調整パラメータの瞬時値を適合することによって、受信信号阻害相関の測定値に合わせてモデルを調整するステップと、各時間的瞬間において算出された瞬時値に基づいて第１及び第２の調整パラメータを更新することによってモデルを修正するステップとを含む。

１つ以上のこれらの例示的な方法を実施する際、無線通信ネットワーク内で用いる例示的な無線通信端末が、１つ以上のアンテナ受信信号に対応する１つ以上の注目受信信号を提供するように構成された無線フロントエンド回路、例えば無線プロセッサと、１つ以上の注目受信信号をＲＡＫＥ処理することによって１つ以上のＲＡＫＥ合成信号を生成するように構成されたＲＡＫＥ受信機回路とを含む。例示的なＲＡＫＥ受信機回路が、第１の調整パラメータによって大きさを調整された干渉阻害項と第２の調整パラメータによって大きさを調整された雑音阻害項を含む注目受信信号についての受信信号阻害相関のモデルを提供し、１つ以上の連続的な時間的瞬間の各々において受信信号阻害相関を測定し、その各瞬間において、第１及び第２の調整パラメータの瞬時値を適合することによって、受信信号阻害相関の測定値に合わせてモデルを調整し、各瞬間においてそれらのために算出された瞬時値に基づいて第１及び第２の調整パラメータを更新することによってモデルを修正することによって、ＲＡＫＥ合成重みとＳＩＲ推定値を算出するように構成されている。

もちろん本発明は、下記の詳細な論述で明らかにするように、さらなる特徴や優位点を含んでいる。当業者なら、その説明を読み、添付した図面を見れば、さらなる特徴や優位点について理解するであろう。

本発明の１つ以上の実施形態によれば、受信機、例えば無線通信ネットワークで使用される移動端末の受信機回路は、モデル化された受信信号の阻害相関に基づいてＲＡＫＥ合成重みとＳＩＲ推定値を生成する汎用ＲＡＫＥ受信機回路を含む。ＲＡＫＥ受信機技術において知られているように、個々のＲＡＫＥフィンガから得られる出力信号は、相互相関された「阻害（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ）」を含むことがある。本明細書で使用する「阻害」という用語は広義に定義されており、自己干渉、マルチユーザ干渉、雑音のうち少なくとも１つを含むが、これらにのみ限定されるわけではない。例示的な汎用ＲＡＫＥの動作に関するより詳細な背景については、同時係属の同一出願人による米国特許出願第０９／３４４，８９９号を参照されたい。同出願は参照により本願に援用されている。

汎用ＲＡＫＥアーキテクチャ（以下、Ｇ−ＲＡＫＥと称す）によれば、ＲＡＫＥフィンガ出力の合成に使用される合成重みは、これらの阻害項のうち少なくとも一つに含まれるフィンガ相互相関について補正される。本発明は、モデル化の手法を用いてそのような補正を行うための方法と装置を提供する。図１は、阻害相関推定についての本発明に係るモデル化手法を実装した例示的な方法の概要を示す図である。図１の文脈において、例示的なモデルは１つ以上の阻害項を含む。阻害項は、構造化された要素、例えば具体的に定義された行列を含み、その各項をモデル調整パラメータによって大きさを調整してもよい。このモデル構造については、後半でさらに詳しく検討する。

例示された処理ロジックを検討すると、本処理は受信信号の阻害相関のモデルを提供すること（ステップ１００）から「開始される」ことが分かる。当業者であれば、この文脈において「提供すること」とは、デジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロプロセッサ又は他の論理回路を構成し、記憶されたコンピュータ命令にしたがって阻害相関モデルを実現することを含むということが理解できるであろう。利用可能なモデルを使って、例示的な受信機は、連続的な時間的瞬間における受信信号の測定から阻害相関を推定し、その後、これらの測定に基づいてモデルを更新する。したがって、この意味で本発明は、阻害相関を受信信号の測定から直接「学習する」適応型モデル化技法を提供しているのである。

このように、そのような測定を行ってモデルを更新する（ステップ１０２）時間になったら、例示的な受信機のロジックは、受信信号の阻害相関を、少なくとも注目阻害項について測定し（ステップ１０４）、モデルの調整パラメータについて瞬時値を算出する（ステップ１０６）。これらの瞬時値は、その後、変化する受信状態を受信信号阻害相関モデルが追跡するといった形でモデルの調整パラメータを更新する（ステップ１０８）のに使用される。

次に、例示的なモデルの詳細について説明する。無線基地局からのＣＤＭＡ信号送信を受信する移動端末についての受信信号の阻害相関行列Ｒは、次式で与えられる理論的表現に基づく一定のパラメータの関数として表される。

上式において、Ｅ_ｐは単位時間当たりのパイロットエネルギ、Ｅ_ｔは単位時間当たりの基地局全体エネルギ、Ｎは拡散率、Ｃはスケーリングファクタ（大きさ調整因子）、Ｎ_ｏは雑音因子、Ｒ_Ｉは干渉相関行列、そしてＲ_ｎは受信機のフィルタ処理の自動補正特性から生じる熱雑音相関行列である。ここで留意すべきは、Ｒ_Ｉは干渉共分散行列として構築され、Ｒ_ｎは雑音共分散行列として構築されてもよいことである。本明細書で使用する「共分散」及び「相関」という用語は、特定の文章の文脈によってこの両方の用語が明確に区別されるものでない限り、置き替え可能であると理解されるべきである。当業者であれば、もちろん、共分散は平均がゼロの相互相関の特殊なケースであることは理解できるであろう。

上記の式（１）を見る際に注目すべきは、一般に受信機にはＥ_ｔ／Ｅ_ｐ及びＮ_ｏが明確には分からないということである。本発明の１つ以上の例示的実施形態は、チャネル係数と受信機パルス波形情報を用いてモデルの阻害項（Ｒ_ＩとＲ_ｎ）を明確に決定することによって、この問題を未然に防ぐものである。当業者であれば、任意の受信機が、その受信機フィルタのパルス波形、例えばそのフィルタの自動補正関数についての知識を使って構成でき、パイロットシンボル、訓練データ、あるいは受信機には先験的に既知である他の信号を、その既知の信号の受信が伝播チャネルを特徴付けるのに使えるような形で受信することに基づいてチャネル係数推定値を維持できることは理解できるであろう。本明細書の中に、チャネル係数及びパルス波形情報に関してＲ_ＩとＲ_ｎを演算処理するための例示的な式が与えられている。このように、本発明は、例示的な実施形態において、第１のモデル調整パラメータによって大きさを調整された干渉項と、第２のモデル調整パラメータによって大きさを調整された雑音項を含む、阻害相関モデルを提供する。この方法を用いて、阻害相関Ｒは次式のようにモデル化できる。

であり、上式において、

（複素チャネルモデル、パイロットチャネル）であり、Ｒ_ｐ（ｔ）は、パルス波形自動補正関数であり、ＴＣはＣＤＭＡチップ周期であり、ｄ_ｋはｋ番目のＧ−ＲＡＫＥフィンガの遅延である。ここで留意すべきは、ｇの値はパイロットチャネルに対応するチャネル係数、すなわち、受信したパイロットチャネル信号から直接推定されたチャネル係数であることである。

上記の式に基づいた例示的なモデルベースの阻害推定法は、基本ステップを二、三含んでいる。第１に、阻害モデルは、連続的な時間的瞬間に行われた測定から推定された受信信号の阻害相関に基づいて適合される。その方法では、瞬間瞬間で調整パラメータα及びβの瞬間的な推定値が提供される。他方、第２のステップが、推定雑音を消去して受信機の性能を向上させるために推定値を平滑化してもよいし、しなくてもよい。

上記の情報による例示的な方法は、スロットのような、反復される複数の時間間隔の各々において実行され、以下を含む。
ａ．現在のスロットにおける受信信号の阻害相関を測定する。すなわち、行列 Ｒ＾（スロット）として表される阻害相関の大まかな推定値を決定する。
ｂ．スロット毎のモデル項Ｒ_Ｉ（スロット）とＲ_ｎ（スロット）とを算出する。
ｃ．次式の最小二乗調整の実行に基づいて、スロットについて瞬間的モデル調整パラメータα_ｉｎｓｔ及びβ_ｉｎｓｔを決定する。

ｄ．瞬間的調整パラメータに基づいてモデル調整パラメータａとｂ を更新する。例えば、α_ｉｎｓｔ及びβ_ｉｎｓｔを用いて、αとβのフィルタ処理された値を更新する。そして、
ｅ．次式を用いて、現在のスロットについてのＲＡＫＥ合成重みとＳＩＲ推定値を生成するのに用いる、モデル化された阻害相関 Ｒ^〜（スロット）を算出する。

ここで留意すべきは、Ｒ_ｎ（スロット）は単にＲ_ｎと表記されることがあるということである。なぜなら、熱雑音特性は通常、スロット毎に大きく変化することはなく、したがって、もっとゆっくり更新されてもよいからである。また、当業者には理解されるべきだが、本明細書においてスロットという用語は広義に解釈されており、例えば、無線通信信号において定期的に繰り返すフレーム時間のように、いかなる時間間隔を意味してもよい。さらに当業者には理解されるはずだが、パラメータの更新は不定期に行われてもよいし、あるいは、例えば、定義された閾値を下回った合成の後、ＳＮＲに応じて行うというように、必要に応じて行われてもよい。

上記の例示的な方法によると、モデルベースの阻害相関推定プロセスの第１ステップは、受信信号の測定に基づいて受信信号阻害相関の、大まかな ―例えば雑音が多い恐れがある― 推定値を生成することに基づいている。したがって、例示的な受信機は、短期ベースで（スロット毎に、スロットを１つおきに、等）阻害相関行列の測定結果を生成するように構成されている。この測定結果、チャネルの知識（係数ｇｌとｔｌ遅延）、及びＲＡＫＥフィンガ遅延ｄを所与とすれば、パラメータα_ｉｎｓｔとβ_ｉｎｓｔを除く式４のすべての量が分かる。Ｒ＾、Ｒ_Ｉ、Ｒ_ｎの列の積み重ね（ｓｔａｃｋｉｎｇ）に基づいて式４を同等の形式に書き換えることによって、これらの未知数を分離することができる。その結果、次式が得られる。

上式において、ｒ＾_ｉは阻害相関行列測定値Ｒ＾のｉ番目の列、ｒ_Ｉ，ｉは、干渉相関行列Ｒ_Ｉのｉ番目の列、ｒ_ｎ，ｉは、熱雑音相関行列Ｒ_ｎのｉ番目の列である。（平均がゼロの場合、相関行列は共分散行列であると理解してよい。）
上述のとおり、これらの式の組は、最小二乗法で解くことができる。例示的な最小二乗解は次式で与えられる。

上式において、

また上式において、

ここで留意すべきは、この最小二乗による調整は、阻害相関行列Ｒ＾の測定値のすべての要素に適用される必要はないということである。例えば、対角要素と第１の非対角要素だけを使って調整動作を行ってもよい。一般に、阻害相関行列はエルミート対称であるので、対角線と、上部又は下部の三角形とのうちの１つだけが使われることになる。この性質は全体にわたって使用できる。したがって、例示的な受信機は一意の行列要素だけを演算処理して記憶する必要がある。また、結果として生じる瞬間的モデル調整パラメータ推定値を制限することも望ましいかもしれない。例えば、ゼロを下回る推定値はゼロにリセットし、受信機がその後、他の推定値について解くように構成することもできる。

瞬間的調整パラメータ値を取得した後、例示的な受信機はそれらを使って長期的モデル調整パラメータを更新する。例示的な受信機は、本質的にいかなるローパス・フィルタで構成され、瞬間的調整パラメータ推定値を平滑化してもよい。効率の良いフィルタが次式で与えられる。

上式において、ｎは現在のスロットを表し、０＜λ≦１である。

図２は、適切にプログラムされたＤＳＰ、マイクロプロセッサのようなものを用いて受信機に実装できる例示的な処理論理における、上記の方法の動作について説明した図である。図示された論理（ロジック）は、受信機が、すべてのスロットに対して、例えば、ＷＣＤＭＡシステムにおけるすべてのトラヒックチャネルスロットに対して、一組の合成重みを提供するように構成されていることを前提としている。ＷＣＤＭＡシステムでは、受信機は各スロットの間に、共通パイロットチャネル（Ｃ−ＰＩＣＨ）信号上で１０個のパイロットチャネルシンボルを受信する。

各スロットについて、受信機は望みの（逆拡散された）パイロット（ＣＰＩＣＨ）シンボル及びＲＡＫＥフィンガ遅延を取得し（ステップ１１０）、下記のように、ＣＰＩＣＨを用いてネットチャネル係数及び媒体チャネル係数を推定する（ステップ１１２）。第一に、パス（チャネル遅延）に対応するフィンガについてのみ、次式を演算処理する。

上式において、ｈ＾はネットチャネル係数を含み、ｘ（ｉ）はシンボル指標ｉのチャネル遅延に対応する逆拡散ＣＰＩＣＨシンボルのベクトルであり、ｓ（ｉ）はシンボル指標ｉの参照ＣＰＩＣＨシンボルである。一般に、組み込みパイロットシンボルやデータシンボル、決定フィードバックも使われることがある。

次に、例示的な受信機は、次式に基づいてチャネル遅延についての媒体係数を推定する。

それから、次式を介してすべてのＧ−ＲＡＫＥフィンガについてネットチャネル係数を推定する。

その後、例示的な受信機は、阻害相関行列測定値を次式のように演算処理する（ステップ１１４）。

そしてモデルの阻害相関項−干渉及び雑音−を次式に基づいて演算処理する（ステップ１１６）。

ここで留意すべきは、実際には、無限の総和は切り捨てられることがあるということである。例示的な受信機はそれから、上記の式７を用いてモデル調整パラメータα_ｉｎｓｔとβ_ｉｎｓｔの瞬時値を任意で算出する（ステップ１１８）。（理解されるべきだが、干渉阻害行列の大きさ調整因子と雑音阻害行列の大きさ調整因子のうちの一方、又は両方について、平滑化が省略されてもよい。）
上記の式１０を用いて受信機が瞬時値に基づいてモデル調整パラメータα及びβを更新する状態で、処理が続く（ステップ１２０）。受信機はその後、ＲＡＫＥ合成重みの生成に使われるモデル化された阻害相関行列 Ｒ^〜 （スロット）と現在のスロットについてのＳＩＲ推定値とを、上記のステップの結果を用いて演算処理する（ステップ１２２）。受信機はその後、異なる信号イメージの合成がそれらのイメージ間のモデル化された阻害相関を考慮して実行されるような形で、Ｇ−ＲＡＫＥ受信機回路で使用するＳＩＲ推定値とＲＡＫＥ合成重みとを演算処理することができる（ステップ１２４）。これらのステップは一般に、一連の連続スロットの各々について繰り返される（ステップ１２６）。

Ｇ−ＲＡＫＥ受信機は、Ｒ^〜（スロット）とｈ^〜とを用いて、基本的に次式を演算処理することによって合成重みを形成する。

行列を反転させるのではなく、反復法、例えばガウス−ザイデル法を用いることができる。ｙで表されるトラヒック逆拡散値を合成することによって、次式のように、決定変数又はシンボル推定値が得られる。

Ｇ−ＲＡＫＥ受信機はまた、基本的に次式を演算処理することによって、Ｒ^〜（スロット）とｈ^〜とを用いてＳＩＲ推定値を形成する。

上式において、上付き添え字Ｈはエルミート転置を表す。

阻害相関モデルの初期化については、その１つの方法はＲＡＫＥ解決法を用いて初期化することであろう。この方法は、αを０に設定し、βを正の値、例えば１や、従来型の手段で得られる雑音電力の推定値に設定することを含む。もちろん、他の形態の初期化も可能であり、必要や希望に応じて使用できる。

チャネル推定及びパラメータ調整の具体的な方法について触れたが、本発明はこれらの特定の手法に限定されない。下記に、第２の実施形態について説明する。これはチャネル推定及びパラメータ調整について別の方法を採用している。この実施形態では、内挿的手法に基づいてチャネル推定値を演算処理する例示的方法を提案している。下記の式における総和の制限は、１本の送信アンテナがトラヒックスロット当たり１０個のパイロットシンボルを送信するようなＷＣＤＭＡスロットを想定している。

第２の実施形態では、媒体係数はネット係数と等しくなるように設定される（ｇ＾＝ｈ^〜）。ネット係数は、すべてのフィンガについて、スロット内の時間の内挿的関数として補間演算処理される。具体的には、ステップ１１２は、次式を用いてネット係数と媒体係数を演算処理する。

２つの加算項は、チャネル測定値であるとみなしてよい。この時間変化する応答を使って、現在のスロットについての阻害相関行列（ステップ１１４）の測定値は、次式で与えられる。

上式において、ＳＦはトラヒックデータの拡散率である。ここでは、絶対的阻害レベルを得るのに２５６／ＳＦによる大きさの調整が用いられている。ここでは、この行列の対角要素のみが演算処理されている。

留意すべきは、上記のように挿入されるチャネル推定値を使用する結果として、所与の間隔、例えばＷＣＤＭＡスロット１個分について阻害相関を測定するためのチャネル推定値が、例えば、変化するフェージング条件を反映するように変化する可能性があるということである。この方法は、阻害相関（例えば、干渉共分散）が、スロット全体から取られた一連のサンプルのうちの各々と、スロット全体を通じて変化しないチャネル推定値との差として演算処理されるような代替的手法とは対照的である。

この実施形態では、阻害相関行列測定値を、それを用いて阻害相関モデルのためにパラメータ調整を行う前に、任意で平滑化してもよい。そのような平滑化は、指数フィルタリングを使って行うことができる。これについては、ステップ１１４の一部であると考えることもできる。一旦これが行われると、フィンガｆに対応する対角要素は ｒ＾（ｆ）と表される。平滑化が用いられる場合、基本的には阻害相関行列の平滑化測定を、阻害相関の平滑化モデルに対して適合させていることになる。次に、調整パラメータを演算処理する。ＬＳ共同調整方法を使うのではなく、単純に、１つのパラメータを決定し、その後他のパラメータを決定することによってモデルを調整（更新）する。

モデル調整パラメータを決定するこの方法は、項βは本質的に雑音電力であるという事実を利用している。雑音電力は、阻害相関行列測定値 Ｒ＾ の対角要素を用いて、下記の方法にしたがって得られることがある。そのような詳細は具体的な手順を提供しているけれども、大まかに理解するには、第１の比例量の中で雑音と干渉出力の両方を含む項の第１の和を求め、その後、雑音と干渉出力を第１の加算とは別の割合で含む項の第２の和を減算し、第１の和から第２の和を減算するとβの合理的な良い推定値が生じるようにすることであると考えれば最も分かりやすい。

これを行うために、Ｆと表されたフィンガの集合を２つの小集合、すなわち、ＰとＥに分割する。集合Ｐは、信号パス上に配置されたフィンガに対応する。集合Ｅは、信号パス遅延から離れたところに配置された「余分の」フィンガに対応する。また、これらの小集合の中のフィンガの数を表すのに、｜Ｐ｜及び｜Ｅ｜を用いる。次式を演算処理する。

この実施形態では、βを得るための平滑化は任意である。したがって、処理はβ_ｉｎｓｔを使ってもよいし、その平滑化バージョンを使ってもよい。

今、第２のパラメータαを得るため、次式を使う。

上式において、分子は、共分散行列測定値の中のフィンガｆに対応する要素と、βの関数によって重み付けされモデル化された雑音相関行列の中の対応する要素との間の差の関数である。ｑによって与えられる重み付けは、希望の分量だけ雑音を過大に強調し、問題解決に安定性の尺度を加える。重みが加われば加わるほど、解決策はＲＡＫＥ解へと一層傾く。また、分母はｕで与えられ、時間の経過と共に引数を任意で平滑化する関数である。理想的には、これはモデル化された相関を、阻害相関測定値が平滑化されるのと同じレベルに平滑化すべきである。

マッピング関数ｑは、例えば、次式で与えられる線形関数であってもよい。

ａは、 ［１，２］ の範囲内で選択され、ｂは ［０，０． １］の範囲内で選択されることが望ましい。例えば、ａ ＝ ２，ｂ ＝０などは良い選択である。任意で、α_ｉｎｓｔを平滑化して、αを得てもよい。

本発明の別の実施形態は、ＷＣＤＭＡの高速ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）の文脈において特に有利である可能性がある。このように、図３は、ステップ１４０から１５６までにおいて例示的処理論理を示す。これらはおおむね図２に示すステップに対応するが、但し例外として、そのような動作は一定の状態情報を考慮に入れる。例えばステップ１５０から１５４までは、下記のように、状態固有情報を基にしている。

ＨＳ−ＤＳＣＨでは、ＷＣＤＭＡの基地局はその出力の一部分を高速パケットデータアクセスに割り当てる。例えば、その出力の７０％を音声ユーザに割り当て、彼らに対して常に送信することがある。その出力の残りの３０％は、必要に応じてＨＳ−ＤＳＣＨに割り当てられることがある。すなわち、基地局は、ＨＳ−ＤＳＣＨ信号を、送信すべきパケットがあるときに限って送信する。したがって、基地局は、一般に、音声トラヒックとＨＳ−ＤＳＣＨトラヒックを送信している出力全開状態と、ＨＳ−ＤＳＣＨトラヒックを送信していない出力低下状態という２つの状態のうちの１つで動作する。

例示的な受信機は、状態依存の阻害相関モデル情報を使うように構成されてもよい。ＨＳ−ＤＳＣＨサービスを利用している移動端末は、通常は、基地局がどちらの状態にあるのかを端末に教える制御情報を監視する。したがって移動端末は、どちらの状態ベースの情報を使って阻害相関モデルを算出するかを決定することができる。

例示的実施形態において、阻害相関モデルは上記と同じ２つの阻害項、すなわち、干渉項と雑音項に基づくことができる。しかし、モデル調整パラメータαは、これらの２つの状態間で異なる。したがって、移動端末は２個の別個のパラメータ値、α_１とα_２を維持することができる。所与のスロット又は特定の送信時間間隔（ＴＴＩ）を復調するとき、移動端末は基地局の状態に対応するパラメータを使うことができる。

したがって、図３に関して、モデル調整パラメータが推定されるとき、システムの状態に対応する対応モデル調整パラメータ値を更新する（平滑化する）には、瞬時値が使われる。それから、ＲＡＫＥ合成重みの生成に使われるモデル Ｒ^〜 （スロット）を形成するのに、この更新された値が用いられる。当初、１個の値が推定され、その後第２のパラメータを初期化するのに使われてもよい。もちろん、他の形式の初期化も可能である。同様に、隣接基地局の異なる状態に対応するβの複数の値を維持することが、移動端末にとって望ましい可能性がある。例えば、別の基地局によってサービス提供されるべきかどうかを決定するため、移動端末が複数の基地局を監視する場合には、隣接基地局の状態情報を検討することは重要である。

ＨＳ−ＤＳＣＨサービスを利用していない移動端末には、利用できるいくつかの選択肢がある。１つは、図２の処理論理によって例示されているように、本発明の第１の実施形態を単純に利用することである。基地局の動作の２つの状態について、モデル調整パラメータ値の平均をとることができる。もう１つの選択肢は、そのような移動端末がＨＳ−ＤＳＣＨ制御情報を監視し、状態情報を用いて、例えば図３の論理にしたがって、状態依存のモデル調整パラメータを有することである。さらに別の選択肢は、移動端末が、基地局がどの状態にあるかを盲目的に推定し、複数のモデル調整パラメータ値をそれにしたがって維持することである。阻害出力を測定し、例えば、異なる状態を形成するようにその閾値を設定することによって、状態が推定できる。

上記の例示的実施形態を念頭において、図４は、送信機１０、例えば無線ネットワーク基地局、及び受信機１２、例えば移動端末又はその他の無線通信装置を大まかに示す図である。例示的な送信機１０は、拡散スペクトル変調を用いて、トラヒック信号とパイロット信号とを含む拡散スペクトル信号を送信する。信号は無線チャネルを通過し、受信機１２の１本以上のアンテナで受信される。したがって、受信機１２は送信された信号に加えて雑音と干渉を受信し、無線プロセッサ１４はその破損した受信信号から受信信号サンプルγを生成する。少なくとも一部の実施形態における無線プロセッサ１４の詳細について当業者は精通しているはずだが、例示的な無線プロセッサ１４は、受信信号がＧ−ＲＡＫＥプロセッサ１６に対する一連のデジタル化されたベースバンド信号サンプル入力によって表されるような形で、フィルタ処理回路及び変換回路、例えばＡＤコンバータを含む。次に、プロセッサ１６が受信信号サンプルを復調してソフト値又はビット推定値を生成する。これらの推定値は、１つ以上の追加処理回路１８に提供され、前方誤り訂正（ＦＥＣ）復号化、音声、テキスト、グラフィカルイメージへの変換のようなさらなる処理が行われる。当業者であれば、受信信号が搬送する特定の情報タイプと受信機１２によって適用される特定の処理ステップは、それが意図する使用法及びタイプの関数であるということを理解するであろう。プロセッサ１６は、また、同様にモデル化された阻害に基づくＳＩＲ推定値を生成することによって、受信信号品質も推定する。

図５は、相関回路２０、合成器回路２２、フィンガ配置回路２４、そして、合成重みとＳＩＲ推定値生成回路２６を含む、例示的なプロセッサ１６を示す図である。動作中は、受信したサンプルはフィンガ配置回路２４に提供される。フィンガ配置回路２４は、受信信号サンプルをトラヒック拡散シーケンスに相関させる際、どの遅延を使うかを決定する。これらの遅延は、相関回路２０の中で使われ、受信信号サンプルストリームか、又は相関回路２０の中の個々のＲＡＫＥフィンガに用いる拡散符号かどちらかを遅延させて、各種のフィンガ配置にしたがってトラヒック相関値を生成する。遅延はまた、合成重み及びＳＩＲ推定値生成回路２６にも提供される。この回路は、相関回路２０からのＲＡＫＥフィンガ出力信号を合成するのに用いられるＲＡＫＥ合成重みを演算処理する。これはさらに、ＳＩＲ推定値も演算処理する。相関回路２０からのフィンガ出力信号は、合成器２２の中の合成重みを用いて合成され、合成値又はソフトビット値（軟判定により得られたビット値）を生成する。

例示的相関回路２０は、本明細書内でＲＡＫＥフィンガと呼ばれることもある複数の相関ユニットを含む。各相関ユニットは、相関符号補正及び調整可能な遅延素子、例えばバッファを用いて、受信信号に関して希望の相対的時間補正位置に置かれることができる。例示的なＧ−ＲＡＫＥの動作においては、フィンガ配置回路２４は、１つ以上のＲＡＫＥフィンガが受信信号（パス上のフィンガ）の中の選択された信号イメージの相対的パス遅延と時間整合されるような形で、そして通常は、１つ以上のＲＡＫＥフィンガがパスから離れた位置に置かれるような形で、相関回路２０を制御する。プロセッサ１６は、パス上の、あるいはパスから離れたＲＡＫＥフィンガの整合性を動的に調整し、合成器回路２２からのＲＡＫＥ合成信号出力のＳＮＲを最大化するように構成されうる。

その点において、Ｇ−ＲＡＫＥプロセッサ１６は、ＲＡＫＥ合成重みの生成においてＲＡＫＥフィンガ間の受信信号阻害相関の効果を考慮することにより、少なくとも一部の受信条件下では従来のＲＡＫＥ受信機と比べて、性能が向上している。もちろん、本発明の文脈において、合成重みの生成は、モデル化された阻害相関の利用によって恩恵を受ける。それを受けて、図６は、モデルベースの信号阻害補正の１つ以上の例示的実施形態によるＲＡＫＥ合成重みを生成するように構成された、例示的合成重み及びＳＩＲ生成回路２６を示している。

図によれば、回路２６は、相関回路３０、チャネル追跡回路３２、ＳＩＲ算出器３３、合成重み算出回路３４、阻害相関推定回路３６、構造要素算出回路３８、モデル調整パラメータ算出回路４０、及び、モデル化された阻害の算出回路４２を含む。これらの後半の３つの要素は、ハードウェアやソフトウェアの中に実装されうる「阻害モデル化回路」として、機能的に協力している。

作動中は、受信したサンプルは相関回路３０に提供される。相関回路３０は、受信したサンプルをパイロット又はその他の参照信号拡散シーケンスに相関させ、シンボル変調を生成するパイロット相関値を除去する。チャネル追跡回路３２は、これらのパイロット相関を受信し、それらを使って受信信号のチャネル係数を推定するか、又はそれ以外の方法で追跡する。これらの係数は、推定回路３６に提供され、推定回路３６は、パイロット相関も受信する。回路３６は、パイロット相関からチャネル推定値を減算することによって、阻害サンプル、すなわち、受信信号についての阻害測定値を得るように構成されている。そしてさらに、阻害サンプルを相互に、そして、自分自身と相関することによって、阻害相関測定値を算出するように構成されている。

構造化要素算出回路３８は、チャネル推定値を受信し、それらを使用して阻害モデルの阻害項Ｒ_Ｉ及びＲ_ｎに対応する要素を構成する。それらは本明細書の中では、構造化要素と呼ばれる。阻害相関測定値、すなわち、行列 Ｒ＾ 、及び構造要素が、モデル調整パラメータ算出回路４０に提供される。モデル調整パラメータ算出回路４０は、それらを使ってモデル調整パラメータα及びβを形成する。調整パラメータと構造化要素はモデル化阻害算出回路４２に提供される。モデル化阻害算出回路４２は、モデル化阻害相関行列 Ｒ^〜 を生成する。チャネル推定値及びモデル化阻害相関行列は、重み算出回路３４に提供され、重み算出回路３４は合成重みを生成し、合成重みは、相関回路２０からのフィンガ出力信号をＲＡＫＥ合成する際に合成器回路２２によって使われる。チャネル推定値及びモデル化阻害相関行列は、ＳＩＲ算出器３３にも提供され、ＳＩＲ算出器３３は出力制御の目的でＳＩＲ推定値を生成する。

ある例示的実施形態において、受信信号処理に使われる受信信号阻害相関を決定する受信機回路は、阻害相関推定器３６、及び、１つ以上の阻害モデル化回路（例えば、回路３８、４０、４２）を含む。阻害相関推定器３６は、例示的構成において、注目する受信信号についての受信信号阻害相関を測定し、１つ以上の阻害モデル化回路（例えば、回路３８、４０、４２）は、例示的構成において、対応するモデル調整パラメータによって大きさを調整された１つ以上の阻害項を含む受信信号阻害相関のモデルを実装する。例示的な阻害モデル化回路はさらに、モデル調整パラメータの各々を、阻害相関推定器によって提供される受信信号阻害相関の繰り返し測定値に応じて適応させる。図示するとおり、そのような受信機回路はＲＡＫＥプロセッサ又はＳＩＲ推定器に含まれているか又は関連されていてもよい。ＲＡＫＥプロセッサ及びＳＩＲ推定器は両方とも、モデル化された受信信号阻害相関をその動作の中で使ってもよい。

上記の例示的な内容を念頭におけば、本発明は、通常は何らかの推定誤りがある受信信号阻害相関の測定値を、構造化された行列要素の大きさを調整された和である、構造化形式を含む阻害モデルに大枠で適合させることが、当業者なら理解できるであろう。ここまでは、１つは干渉項、もう１つは雑音項を表す、２つの構造化された行列の使用について示してきた。セルラー通信網で動作する移動受信機の文脈においては、干渉項は、自セル干渉を表すことがあり、雑音項は白色雑音及びその他の干渉を表すことがある。以下に示すとおり、そのモデルを拡張して、対応するモデル調整パラメータによって大きさを調整された他セルの干渉項を含むようにすることができる。

一般に、この方法を拡張して、とりわけ、他セル干渉に対応する構造化要素を含むことによって、追加のモデル項を含むようにすることができる。１つの追加基地局をモデル化する際、式（４）は次式のようになる。

上式において、Ｒ_０は、他セル干渉に対応する。他セル干渉の構造は、自セル干渉の構造とは少し異なっており、この形態の干渉には直交符号属性がない。結果的に、Ｒ_０の要素は次式で与えられる。

上式において、ｇ項の上にあるチルダは、それらが他セルの基地局から Ｌ〜 パスを有する受信機までのチャネルに対応する媒体チャネル係数であることを示す。例示的な受信機は、他セルの基地局のパイロット信号に相関させることによってこれらの項を推定するように構成されることができる。最後の和の中で、ｍ＝０は除外されていないことにも注意されたい。

上記の式（２５）では、他セル基地局から受信機までのチャネルに対応する媒体チャネル係数が推定されていることを前提としている。瞬時媒体チャネル係数が利用不可能な場合には、Ｒ_０（ｄ_１，ｄ_２）は下記の例示的な選択肢を含めて、いくつもの選択肢を通じて形成できる。

他セル基地局から受信機までのチャネルに対応する平均パス強度及び遅延が、探索器から利用できる場合、Ｒ_０（ｄ_１，ｄ_２）は次式のように定式化できる。

パス探索器が支配的なエコーに対応する遅延を提供するだけであれば、Ｒ_０（ｄ_１，ｄ_２）は次式のように定式化できる。

この場合、パス強度はγに含められる。

この方法を他セル干渉に拡張する別の手法は、送信パルス成形フィルタを通過した白色雑音として、他セル干渉をモデル化することである。この手法は、他の基地局のチャネル応答の推定を必要としない。結果として得られるＲ_０（ｄ_１，ｄ_２）は単純に次式のようである。

上式において、Ｒ_ｑ（ｔ）は、恐らくゼロ遅延要素が１個であるように正規化された、自分自身に畳み込まれたパルス波形の自動訂正関数である。

ここで留意すべきは、これらの異なる手法を組み合わせて使えるということである。この場合、他セル干渉の相関行列は式（２５）、（２５ａ）、（２５ｂ）、（２６）の中のＲ_０（ｄ_１，ｄ_２）の重み付けされた和として表現することができる。

例示的な受信機が２つ以上の基地局間のソフトハンドオフ状態にあるとき、注目する受信信号は２個以上ある。例えば、異なる無線領域又は異なる場所からネットワークによって受信機へと送信されるトラヒック信号などがそれに該当する。

そのような場合、受信機はそのＲＡＫＥフィンガのうちの１組を、信号を１個抽出するために割り当て、そして、そのＲＡＫＥフィンガのうちの別の１組を、別の信号を１個抽出するために割り当てる。このようなフィンガの組は、合成重みの演算処理に関する限り、別個に扱うことができる。したがって、本発明はフィンガの組の各々に対して別個に適用できる。

そのようなソフトハンドオフの場合、受信機は複数の基地局についてチャネル推定を行う。したがって、受信機を、他セル干渉をその阻害モデルの中に含むように、例えば、他セル干渉の効果をモデルの阻害相関行列の中に含むように構成することができる。第１の基地局信号について合成重みを演算処理するとき、受信機は第２の基地局信号を他セル干渉として扱うことになる。第２の基地局信号について重みを演算処理するとき、受信機は第１の基地局の信号を他セル干渉として扱うことになる。

ソフトハンドオフ以外に、受信機が複数の送信信号を受信する別の方法は、送信のダイバーシチが用いられるときである。ＷＣＤＭＡでは、送信のダイバーシチは基本的に２種類ある。１つの形態は開ループ又はＳＴＴＤであり、これは２本の送信アンテナ全体に及ぶ符号情報に対してＡｌａｍｏｕｔｉの方法を用いる。もう１つの方法は、閉ループであり、フィードバックに基づいて、２本のアンテナから送信された同じシンボルが受信機に同相で着信するようにする。いずれの場合でも、各送信アンテナについて、スロット内のパイロットシンボルは１０個ではなく事実上５個だけである。したがって、式１１において、和は０から４までであり、１／１０の代わりに１／５となる。式１９については、次式を用いることができる。

また、いずれの場合でも、阻害相関行列は、各送信アンテナについて項を含み、複数の基地局が存在する場合のようにモデル化される（式２４を参照）。しかし、式（２５）においては、ｍ＝０の項は、式（１５）の場合と同様、除外されるべきである。これらに関する追加の例示的な詳細内容及び関連する算出については、同時係属の同一出願人による「受信信号の品質推定のための方法及び装置」と題された、米国特許出願第１０／７９９，３２２号を参照されたい。その出願は本願と同じ日に出願されており、それ全体を参照により本願に援用する。

１つの方法は、（２４）の形式のＲ行列を１つだけにすることである。この行列をどう使うかの詳細は、以下に示す。ここで留意すべきは、特定の受信機が送信ダイバーシチを使用しているかどうかを問わず、このモデルを使えるということである。したがって、基地局が何かを２本のアンテナ上で送信している限り、そのような阻害相関行列の拡張モデルを使うべきである。ＳＴＴＤ手法については、データシンボルは、対にして送信される。送信アンテナ１では、シンボル１が第１のシンボル周期で送信され、他方、シンボル２が、第２のシンボル周期において送信される。送信アンテナ２では、シンボル２の負の共役が第１のシンボル周期において送信され、他方、シンボル１の共役が第２のシンボル周期において送信される。 ｈ^〜 _Ａ が送信アンテナＡからの応答で、 ｈ^〜 _Ｂ が送信アンテナＢからの応答であるとする。そうすると、次の２つの重みベクトルが次式のような形になる。

ｙ_１とｙ_２が、第１及び第２のシンボル周期の間のトラヒック逆拡散値のベクトルであるとする。そうすると、シンボル１及び２の決定変数が次式によって得られる。

このように、阻害相関行列を使って、２つの合成重みベクトルが形成される。ＳＩＲは次式を使って推定することができる。

このように、ＳＩＲは２つのＳＩＲ項の和である。閉ループ手法については、２つの送信アンテナからの同じ拡散符号を用いて、同じシンボルが送信される。１つの閉ループ手法では、２つの送信の相対的位相を適応させる。もう一方の閉ループ手法では、相対的振幅も変更される。単純化するため、これを、シンボルｓを１本のアンテナ上で送信し、シンボルｅｓを他方のアンテナ上で送信することであると考えてもよい。ここでｅは複素量である。受信機はｅを知っているはずであるし、それを送信から知ることもできるはずである。２つのパイロットチャネルから、受信機は ｈ^〜 _Ａ と ｈ^〜 _Ｂ の２とおりの応答を推定する。そうすると、合成重みは次式を用いて形成されるはずである。

ＳＩＲは次式を用いて推定される。

一般に、送信のダイバーシチのため、阻害相関の演算処理には複数の選択肢がある。概して、例示的な受信機はダイバーシチのシナリオに依存して１つ以上の方法で構成されてもよい。送信ダイバーシチ信号の各々について別個の（ＲＡＫＥ）フィンガ位置がある場合には、別個の調整を備えた別個の阻害相関モデルを使ってもよい。逆に、すべての送信ダイバーシチ信号についてフィンガ位置が同じ場合には、要素をベクトルや行列に加えることによって式（６）を「積み重ね」、すべての送信ダイバーシチ信号に相当させることができる。別の手法として、送信ダイバーシチ信号１．．ｎについて阻害相関測定値 Ｒ＾_１，Ｒ＾_２，．．．．，Ｒ＾_ｎ を事前合成する方法がある。中間的なケースとして、送信ダイバーシチ信号間の一部のフィンガ位置だけが同じ場合には、例示的な受信機は、各送信ダイバーシチ信号に用いられるフィンガに基づいて形成される阻害行列の部分集合を用いるように構成されてもよい。

別個のモデル化の場合は、例示的な受信機は、各送信アンテナについて阻害相関を別個にモデル化する。したがって、送信アンテナ１及び２を例にとると、受信機は阻害相関を次式のように決定することになる。
アンテナ１については、

アンテナ２については、

が成り立つ。

送信アンテナが物理的に互に離れている、アンテナ毎のモデルを使うと特に有利である。モデル調整に必要な阻害相関測定は、別々のアンテナから個々のパイロット信号を受信することに基づいて行われてもよい。

別々のアンテナ間のフィンガ位置の重なりがごく一部に限られている場合には、受信機は、阻害相関行列の部分集合に基づいて重みベクトルを形成してもよい。例えば、受信機のフィンガ位置０、１、２が送信アンテナ１に割り当てられ、フィンガ位置０、１、３が送信アンテナ２に割り当てられたと仮定すると、位置０と１が重なり合い、２と３はそうではないことが分かる。この場合、阻害相関行列Ｒは、４つの列（０、１、２、３）と４つの行（０、１、２、３）を含むけれども、その行列のうち対応する３×３の部分集合だけが使われ、合成重みとＳＩＲ推定値が生成される。

受信機が複数の受信アンテナを含む場合、そのＲＡＫＥフィンガの１つ以上を１つの受信アンテナ信号に割り当て、１つ以上の残りのフィンガを他の受信アンテナの各々に割り当てるように構成できる。言い換えると、例示的な受信機は、そのＲＡＫＥフィンガの部分集合を各受信アンテナに割り当てることができ、各アンテナについてチャネル推定を別個に行うように構成できる。その場合、阻害相関測定は、相関測定の一部が、別々の受信アンテナ間の阻害の相関に対応することを除き、以前と同様に進行してよい。

同様に、全般的なチャネル推定値は、別々の受信アンテナに対応するチャネル推定値の集合を含む。このように、仮にｈ１とｈ２はそれぞれ第１と第２の受信アンテナについてのネットチャネル応答を表すとする。さらに、Ｒ_ｉ，ｊは、アンテナｉ及びｊ分岐上のフィンガ間の阻害相関行列であるとする。すなわち、Ｒ_ｉ，ｊの（ｍ，ｎ）番目の要素は、ｉアンテナ分岐上のＲＡＫＥフィンガｍとｊアンテナ分岐上のフィンガｎの干渉相関であるとする。この場合、ＲＡＫＥ合成重みは、やはり次式のように定式化できる。

上式において、

そして、

である。ここで留意すべきは、

ということである。

同じアンテナ分岐（Ｒ_１１及びＲ_２２）からのフィンガ間の阻害相関は、これまで述べてきた方法を使って推定できる。異なるアンテナ分岐からのフィンガ間の阻害相関は、以下のように推定できる。

まず、Ｒ_１２の測定値は、阻害の実現から演算処理される。その測定値は、 Ｒ＾_１２ と表されることがある。これまでの情報から理解されるべきだが、Ｒ_１２は、自セル干渉要素Ｒ_１２，Ｉと他セル干渉要素Ｒ_１２，ｏの重み付けされた和として表すことができる。

重み係数αは、自セルの出力によって決まり、他方、γは他セルの干渉力によって決まり、場合によっては、アンテナ間の相関によって決まることもある。白色雑音は、アンテナ間では無相関であると想定できる。ここで留意すべきは、同じαとγが４つの部分行列すべてに現れるということである。アンテナ利得が異なるときには、Ｒ_１１及びＲ_２２のｂ値が異なるのは役に立つことがある。

Ｒ_１２，ＩとＲ_１２，ｏの（ｉ、ｊ）番目の要素は、ネット応答及びパルス自動相関から、次式のように演算処理できる。

上式において、ｇ_ｉ，ｌは，自セル基地局から受信機アンテナｉまでのｌ番目のパスに対応する媒体チャネル係数であり、 ｇ^〜 _ｉ，ｌ は、他セル基地局から受信機アンテナｉまでのｌ番目のパスに対応する媒体チャネル係数である。

ここで留意すべきことだが、式３７では、他セル基地局から受信機までのチャネルに対応する媒体チャネル係数が推定されていることを前提としている。瞬時媒体チャネル係数が利用できない場合には、Ｒ_１２，ｏ（ｄ_ｉ，ｄ_ｊ）は、他の方法、例えば、以下の選択肢のうちの１つで形成できる。

他セル基地局から受信機までのチャネルに対応するパス平均強度及び遅延が受信機の探索器回路から利用できる場合、Ｒ_１２，ｏ（ｄ_ｉ，ｄ_ｊ）は次式のように定式化できる。

この場合、アンテナ間の相関はγに畳み込まれる。

パス探索器が支配的なエコーに対応する遅延を提供するだけであれば、Ｒ_１２，ｏ（ｄ_ｉ，ｄ_ｊ）は次式のように定式化できる。

この場合、アンテナ間の相関及びパス強度は、両方ともγに畳み込まれる。

阻害モデルを拡張して他セル干渉から生じる阻害相関を含めるようにするもう１つの方法は、送信パルス成形フィルタを通過した白色雑音として他セル干渉をモデル化することである。この手法は、別の基地局のチャネル応答の推定を必要としていない。結果として得られるＲ_１２，ｏ（ｄ_ｉ，ｄ_ｊ）は単純に次式のようになる。

ここで留意すべきは、これらの異なる手法を組み合わせて使うことができるということである。そのような場合、他セル干渉の阻害行列は、式３７、３８、３９、４０の中のＲ_１２，ｏ（ｄ_ｉ，ｄ_ｊ）の重み付けされた和として表される。さらに、フィンガ遅延がチップの４分の３以上の間隔で離れている場合には、他セル干渉共分散の近似値をＲ_１２，ｏ＝Ｉとして求めることができる。 Ｒ＾_１２、Ｒ_１２，Ｉ、Ｒ_１２，ｏを使えば、未知の重み係数α及びγが最小２乗解を用いて求められる。できれば、α、β、γ、について解を求めるため、Ｒ＾_１１、Ｒ＾_１２、Ｒ＾_２２を一緒に用いることが望ましい。

もちろん、これらの複数の送信機と複数のアンテナを使った実施形態は、本発明にしたがって実施できる多くの変形例のうちのほんの一部をあらわしているにすぎない。当業者であれば、本発明の範囲内に入る追加の特徴や優位点が認識できるであろう。基本的に、本発明は、演算処理と性能の優位点を生じるモデルベースの手法を用いてＲＡＫＥ合成重み生成において受信信号の阻害相関が補正されることを特徴とする方法及び装置を含む。そのような優位点は、少なくとも部分的には、モデル調整パラメータによって大きさを調整された１つ以上の構造化要素としてモデルを形成することによって得られる。モデルは、阻害の測定値にしたがってパラメータを調整することに基づいて、１つ以上の連続的な時間的瞬間の各々において効率的に適応されることができる。

阻害モデルは、複数の干渉源、例えば、同一セル干渉や他セル干渉を考慮に入れるように構成されてもよい。また、セルラー無線環境における２つ以上の無線領域及び基地局からの複数の送信信号に関して動作するように構成されてもよい。あるいは、２本以上の受信アンテナから得られた複数の送信信号に関して動作するように構成されてもよい。図７は、無線通信ネットワーク５０の例示的な図解を提供する図である。無線通信ネットワーク５０は、ＷＣＤＭＡ無線セルラーネットワークとして、ＩＳ−９５／ＩＳ−２０００無線セルラーネットワークとして構成されてもよく、あるいは何か他の公開の又は独自仕様の通信標準にしたがって構成されてもよい。

分かりやすくするため１個の端末しか示していないが、ネットワーク５０は、１つ以上の無線サービスエリアで動作する複数の移動端末５２をサポートする。無線サービスエリアは、Ｃ１、Ｓ１、Ｃ２、Ｓ２等と表示されており、セル１、セクタ１、セル２、セクタ２等を表している。当業者なら理解するであろうが、本明細書で使われている「セル」や「セクタ」という用語は広義に解釈されるべきであり、一般にセクタという用語は、所与の搬送周波数において所与の無線通信範囲を示すものと解釈されるべきである。したがって、所与のセルは、複数の搬送周波数に対応する複数のオーバレイされた無線セクタを有することがある。

いずれの場合でも、ネットワーク５０は、移動端末５２を１つ以上の外部ネットワーク５４、例えば公衆電話交換網、インターネット、他の公衆データ網、ＩＳＤＮベースのネットワーク等と通信できるように連結する。そのような連結は無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）５６によってサポートされる。無線アクセスネットワーク５６は無線リンクを移動端末５２に提供し、１つ以上のコアネットワーク（ＣＮ）５８とインタフェースをとる。コアネットワーク５８は次に外部ネットワークに連結する。当業者であれば理解できるはずだが、採用された個別のネットワーク・アーキテクチャや使用された実体の命名法は、関連するネットワーク標準によってさまざまである。しかし、そのような差は本発明の理解や説明に密接な関係があるわけではない。加えて、理解されるべきことだが、図示されたネットワークは単純化されており、実際のネットワークにおける実装は多分、分かりやすくするため本明細書では図示されていない実体を別途含んでいるはずである。

とはいえ、例示的な無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）５６は、１つ以上の基地局システムを含む。システムの各々は通常、制御実体と１つ以上の分散型無線トランシーバ実体を含む。図の中で、そのような実体は１つの基地局制御器（ＢＳＣ）６０、及び複数の関連する無線基地局（ＲＢＳ）６２、例えば、６２−１、６２−２、６２−３として描かれている。図示された移動端末５２は、本明細書の前半で図示された例示的な受信機１２を含んでいる。端末は例示的な受信機１２を、Ａ／Ｄコンバータ、フィルタ、ＤＳＰ又は他のデジタルプロセッサ、メモリ等を含む各種の処理回路を用いて、実装してもよい。少なくとも１つの例示的実施形態において、移動端末５２は、１つ以上のＤＳＰやＡＳＩＣ、その他のプログラマブル・デバイスを含んでおり、図４、図５、図６に例として示したとおり、Ｇ−ＲＡＫＥプロセッサ１６を含めて受信機１２を実装する。理解すべきことだが、本発明の少なくとも一部の機能性はこのように、マイクロコード、ファームウェア、ソフトウェア等の形で記憶されたコンピュータ命令として実施されうる。

もっと一般的には、本発明は、ハードウェア、ソフトウェア、又は本質的にそのいかなる組み合わせでも特定の設計の必要に応じて実装できる。実際、本発明は、前述の議論や添付する図面などによって限定されない。そうではなく、本発明は、請求項やその合理的な同等物によってのみ限定される。

図１は、本発明によって受信信号の阻害相関をモデル化する例示的な方法の図である。 図２は、本発明によって受信信号の阻害相関をモデル化する例示的な方法のより詳細な図である。 図３は、受信信号の阻害相関をモデル化する別の例示的な実施形態である。 図４は、単純化した送信機と受信機の図であり、受信機は、本発明の１つ以上の実施形態による汎用ＲＡＫＥ受信機回路を含む。 図５は、図４の汎用ＲＡＫＥ受信機回路の図である。 図６は、図５の回路に含まれる例示的な合成重み生成器とＳＩＲ生成器の図である。 図７は、例示的な無線通信ネットワークの図であり、その中では移動端末が本発明によって構成される受信機回路を含む。

Claims (59)

1. 受信信号の処理過程で使用される受信信号の阻害相関を決定する方法であって、
   モデルを調整するためのモデル調整パラメータによって大きさを調整された１つ以上の阻害項を含む受信信号の阻害相関についてのモデルを作成する作成ステップと、
   前記受信信号の阻害相関について繰り返し測定された測定値に応じて各モデル調整パラメータを適合させる適合ステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記作成ステップは、
   第１モデル調整パラメータによって大きさを調整された干渉阻害項と、第２モデル調整パラメータによって大きさを調整された雑音阻害項とを含むモデルを作成するステップを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記適合ステップは、
   １つ以上の連続した時間的瞬間において受信信号の阻害相関を測定するステップと、
   前記第１及び前記第２モデル調整パラメータの各値を適合させることによって、測定された前記受信信号の阻害相関に対して前記モデルを適応させるステップと
   を含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記適合ステップは、
   前記モデルを適応させるために、前記第１及び前記第２モデル調整パラメータを、瞬時の適応値として又は連続的に決定された瞬時の適応値から取得されたフィルタリングされた値として、決定するステップを含む
   ことを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 処理対象の受信信号は、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）信号を含み、
   前記第１及び前記第２モデル調整パラメータは、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）信号のタイムスロットに対応する連続した各時間的瞬間ごとに適合される
   ことを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記第１モデル調整パラメータをゼロに設定し、かつ、前記第２モデル調整パラメータを正の値に設定することによって、前記モデルを初期化する初期化ステップをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
7. 前記作成ステップは、
   ２つ以上の注目受信信号についての阻害相関を組み合わせて得られた組み合わせモデルを作成するステップ、又は、２つ以上の注目受信信号についての各阻害相関のモデルを作成するステップ
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 処理対象の受信信号は無線通信ネットワークの信号を含み、
   前記作成ステップは、第１モデル調整パラメータによって大きさを調整された２つ以上の同一セル干渉阻害項と、第２モデル調整パラメータによって大きさを調整された雑音阻害項と、第３モデル調整パラメータによって大きさを調整された他セル干渉阻害項とを含むモデルを作成するステップを含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記作成ステップは、
   第１モデル調整パラメータによって大きさを調整された干渉相関行列と、第２モデル調整パラメータによって大きさを調整された雑音相関行列とを作成するステップを含み、
   前記モデルにおける各相関行列の行列要素は、１つ以上の注目受信信号に対応するチャネル推定値から決定されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 前記適合ステップは、
    繰り返されるタイムスロットのそれぞれについてのチャネル推定値を算出する算出ステップと、
    前記チャネル推定値から阻害相関を測定する測定ステップと、
    測定された前記阻害相関に基づき、各タイムスロットについて更新されたモデル調整パラメータを計算する計算ステップと
    を含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記測定ステップは、
    前記タイムスロットにわたる前記阻害相関の測定値がフェージング環境の変化を反映したものとなるように、各タイムスロットにわたるチャネル推定値を変更する変更ステップを含む
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
12. 前記変更ステップは、
    チャネル推定値が、タイムスロット内に内挿された関数となるように、前記タイムスロットにわたってチャネル推定値を補間する補間ステップを
    ことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）の受信信号を処理するに際して、前記補間ステップは、送信ダイバーシチが適用されていない各タイムスロットから受信された第１の数のパイロットシンボルと、送信ダイバーシチが適用されている各タイムスロットから受信された第２の数のパイロットシンボルとに基づいて、補間を実行するステップであることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 各タイムスロットについて前記第２モデル調整パラメータを計算するステップは、
    受信信号について阻害相関を測定することによって取得された阻害相関行列に含まれる対角要素のうち選択されたものを加算する加算ステップと、
    雑音電力の推定値を取得するために、前記対角要素の加算により得られた和から成分を減算する減算ステップと
    を含むことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
15. 前記加算ステップは、
    遅延パスに割り当てられたＲＡＫＥフィンガに対応する主対角要素を加算するステップを含み、
    前記減算ステップは、
    遅延パスに割り当てられていないＲＡＫＥフィンガに対応する主対角要素を加算することによって決定された第２の値を減算するステップを含む
    ことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
16. 各タイムスロットについて前記第１モデル調整パラメータを計算するステップは、
    前記第２モデル調整パラメータの関数によって大きさを調整されてモデル化された阻害相関と、測定された前記阻害相関との差を加算してゆくステップを含む
    ことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
17. 前記差を加算してゆくステップは、
    測定された阻害相関行列の対角要素と、前記モデルに含まれるモデル化された阻害相関行列の対角要素との差を加算してゆくステップを含む
    ことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
18. モデル化された雑音成分を強調するために、前記第２モデル調整パラメータの大きさ調整処理を設定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１６に記載の方法。
19. 前記更新されたモデル調整パラメータを計算する計算ステップは、
    モデル化された干渉相関行列と雑音相関行列との重み付けられた和を前記測定された阻害相関へ実質的に整合させるために、前記モデル調整パラメータについて最小二乗計算を実行するステップを含む
    ことを特徴とする請求項１０に記載の方法。
20. 対応する阻害項の大きさ調整が状態に無依存となるよう、１つ以上の前記モデル調整パラメータについての異なる状態値を保持する保持ステップをさらに含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
21. 前記モデルは、第１モデル調整パラメータによって大きさを調整された干渉阻害項を含み、
    処理対象の前記受信信号は、ＷＣＤＭＡ基地局から送信された帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）の信号を含み、
    前記ＷＣＤＭＡ基地局は、高速ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）の信号をアクティブに送信するアクティブ状態と、前記高速ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）の信号をアクティブに送信しない非アクティブ状態をとり、
    前記保持ステップは、前記高速ダウンリンク共有チャネル（ＨＳ−ＤＳＣＨ）の信号のアクティブ状態と非アクティブ状態とに対応する前記第１モデル調整パラメータについて、第１状態値と第２状態値とを保持するステップを含む
    ことを特徴とする請求項２０に記載の方法。
22. 前記ＷＣＤＭＡ基地局から送信された制御情報の１つ又は前記ＷＣＤＭＡ基地局について盲目的に推定された状態に基づいて、前記第１モデル調整パラメータについての状態値の１つを選択する選択ステップをさらに含む
    ことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
23. 前記作成ステップは、
    第１モデル調整パラメータによって大きさを調整された第１干渉共分散行列と、第２モデル調整パラメータによって大きさを調整された第２干渉共分散行列と、第３モデル調整パラメータによって大きさを調整された雑音共分散行列として、前記受信信号の阻害相関をモデル化するモデル化ステップを含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
24. 前記作成ステップは、
    第１注目受信信号についての第１モデルを作成するステップと、
    第２注目受信信号についての第２モデルを作成するステップと
    を含み、
    前記第１注目受信信号及び前記第２注目受信信号は、第１基地局送信機と第２基地局送信機とからそれぞれ送信されたソフトハンドオフのためのトラフィック信号を含み、
    前記作成ステップは、
    前記第２モデルにおける第２モデル調整パラメータ及び第１モデル調整パラメータとして、前記第１モデルからの前記第１モデル調整パラメータ及び前記第２モデル調整パラメータをそれぞれ使用する使用ステップをさらに含む
    ことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
25. 前記作成ステップは、
    ２つ以上の注目受信信号について組み合わされた組み合わせモデルを保持するステップ又は前記２つ以上の注目受信信号について個別のモデルを保持するステップを含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
26. 前記モデルに対応する逆拡散値をＲＡＫＥ合成するためのＲＡＫＥ合成重みを生成すべく、前記モデルからのモデル化された阻害相関を使用するステップ又は前記受信信号についての信号品質推定値を生成するステップをさらに含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
27. 前記受信信号の阻害相関についての繰り返しの測定には、
    補間により得られたチャネル推定値に基づいて時間軸上での連続した瞬時において前記受信信号の阻害相関を推定し、
    受信されたパイロット信号と１つ以上の注目受信信号との間の拡散率の差についてモデル化された阻害相関を調整することが含まれる
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
28. 前記作成ステップは、
    注目信号として受信された２つ以上の送信ダイバーシチ信号に関係付けられた阻害相関に対応する組み合わせモデルを作成するステップを含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
29. 前記組み合わせモデルを作成するステップは、
    組み合わせられた阻害相関行列へ、注目受信信号のそれぞれについての阻害相関の測定値を組み入れるステップと、
    前記注目信号のそれぞれに関係付けられたモデル調整パラメータについて解くステップと
    を含むことを特徴とする請求項２８に記載の方法。
30. 前記適応ステップは、
    注目受信信号についての現在のチャネル推定値とパス遅延とに基づいて、連続した各時間的瞬間において前記モデルの前記阻害項を更新するステップと、
    前記更新された阻害項を現在の測定された受信信号の阻害相関に合わせるために、更新されたモデル調整パラメータを算出するステップと
    を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
31. 前記モデルは、
    現在のチャネル推定値に基づいて、各時間的瞬間において更新される干渉共分散行列、現在のＲＡＫＥフィンガへの遅延の割り当て、及び、現在の受信信号のパス遅延を有する干渉阻害項を含む
    ことを特徴とする請求項３０に記載の方法。
32. 前記モデルは、
    受信信号のフィルタパルスの自己相関関数と、現在のＲＡＫＥフィンガへの遅延の割り当てとに基づいて、１つ以上の時間的瞬間にわたって更新される雑音共分散行列を有する雑音阻害項を含む
    ことを特徴とする請求項３１に記載の方法。
33. 前記作成ステップは、
    １つ以上の注目受信信号のそれぞれについてのモデル項を保持するステップを含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
34. 前記作成ステップは、
    アンテナ値に基づいて１つ以上の阻害項の少なくとも１つを算出するステップを含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
35. 受信信号の処理過程で使用される受信信号の阻害相関を決定するためのコンピュータプログラムを記憶したコンピュータ可読記憶媒体であって、
    モデルを調整するためのモデル調整パラメータによって大きさを調整された１つ以上の阻害項を含む受信信号の阻害相関についてのモデルを実現するためのプログラムインストラクションと、
    前記受信信号の阻害相関について繰り返し測定された測定値に応じて各モデル調整パラメータを適合させるプログラムインストラクションと
    を含むことを特徴とするコンピュータ可読記憶媒体。
36. 受信信号の処理過程で使用される受信信号の阻害相関を決定する受信機回路であって、
    注目受信信号について受信信号の阻害相関を測定するように構成された阻害相関推定部と、
    モデルを調整するためのモデル調整パラメータによって大きさを調整された１つ以上の阻害項を含む受信信号の阻害相関についてのモデルを実現し、前記受信信号の阻害相関について繰り返し測定された測定値に応じて各モデル調整パラメータを適合させるように構成された１つ以上の阻害モデル化回路と
    を含むことを特徴とする受信機回路。
37. 前記受信信号の阻害相関のモデルの少なくとも一部に基づいて、前記注目信号の逆拡散値をＲＡＫＥ合成するためのＲＡＫＥ合成重みを生成するように構成されたＲＡＫＥ合成重み生成部をさらに含む
    ことを特徴とする請求項３６に記載の受信機回路。
38. 前記受信信号の阻害相関のモデルの少なくとも一部に基づいて、前記注目受信信号の信号対干渉比（ＳＩＲ）を推定するように構成されたＳＩＲ推定部をさらい含む
    ことを特徴とする請求項３６に記載の受信機回路。
39. 無線通信ネットワークにおいて使用される無線端末であって、
    １つ以上のアンテナ受信信号に対応する１つ以上の注目受信信号を作成するように構成された無線フロントエンド回路と、
    前記１つ以上の注目受信信号をＲＡＫＥ処理して１つ以上のＲＡＫＥ合成信号を生成するように構成された受信機回路と
    を含み、
    前記受信機回路は、
    第１モデル調整パラメータによって大きさを調整された干渉阻害項と、第２モデル調整パラメータによって大きさを調整された雑音阻害項とを含むモデルを作成し、
    １つ以上の連続した時間的瞬間において受信信号の阻害相関を測定し、前記第１及び前記第２モデル調整パラメータの各値を適合させることによって、測定された前記受信信号の阻害相関に対して前記モデルを適応させる
    ことで、ＲＡＫＥ合成重みを算出するように構成されていることを特徴とする無線端末。
40. 前記受信機回路は、現在の干渉阻害項と雑音阻害項とが前記受信信号の阻害相関と見合うように、前記第１モデル調整パラメータの瞬時値と前記第２モデル調整パラメータの瞬時値とを算出すべく、注目受信信号についての現在のチャネル推定値とパス遅延とに基づいて、連続した各時間的瞬間において前記モデルを更新するよう構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
41. 前記受信機回路は、最小二乗法による推定（ＬＳＥ）処理を使用して、前記現在の干渉阻害項と雑音阻害項とが前記受信信号の阻害相関と見合うようにすることを特徴とする請求項４０に記載の無線端末。
42. 前記干渉阻害項は、
    現在のチャネル推定値に基づいて、各時間的瞬間において更新される干渉共分散行列、現在のＲＡＫＥフィンガへの遅延の割り当て、及び、現在の受信信号のパス遅延を有する
    ことを特徴とする請求項４０に記載の無線端末。
43. 前記雑音阻害項は、
    受信信号のフィルタパルスの自己相関関数と、現在のＲＡＫＥフィンガへの遅延の割り当てとに基づいて、１つ以上の時間的瞬間にわたって更新される雑音共分散行列を有する
    ことを特徴とする請求項４０に記載の無線端末。
44. 前記受信機回路は、前記第１モデル調整パラメータによって大きさを調整された第１干渉共分散行列と、前記第２モデル調整パラメータによって大きさを調整された第２干渉共分散行列として、前記受信信号の阻害相関をモデル化するように構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
45. 前記受信機回路は、
    前記第１モデル調整パラメータをゼロに設定し、かつ、前記第２モデル調整パラメータを正の値に設定することによって、前記モデルを初期化するように構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
46. 前記受信機回路は、
    前記正の値を、受信した雑音電力の推定値に設定することによって、前記第２モデル調整パラメータを前記正の値に設定する
    ことを特徴とする請求項４５に記載の無線端末。
47. 前記受信機回路は、
    １つ以上の各注目送信信号についてモデルを作成する
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
48. ２つ以上ある送信アンテナのそれぞれに対応して逆拡散値が取得され、
    前記受信機回路は、
    各送信アンテナに対応する逆拡散値の集合についてモデル項を生成するように構成されている
    ことを特徴とする請求項４７に記載の無線端末。
49. 前記無線端末は、ＷＣＤＭＡ基地局から信号を受信するように構成されたＷＣＤＭＡ端末を含み、
    前記受信機回路は、
    前記ＷＣＤＭＡ基地局によって送信される共有ダウンリンクチャネルのアクティブ状態に対応する前記第１モデル調整パラメータの第１の値と、前記ＷＣＤＭＡ基地局によって送信される共有ダウンリンクチャネルの非アクティブ状態に対応する前記第１モデル調整パラメータの第２の値を保持するように構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
50. 前記受信機回路は、
    前記第１モデル調整パラメータ及び前記第２モデル調整パラメータの少なくとも一方について、前記無線端末によって受信された信号を送信した１つ以上の無線基地局における異なる送信状態に対応する複数の値を保持するように構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
51. 前記受信機回路は、
    前記モデルに基づいて、信号対干渉比（ＳＩＲ）を算出するように構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
52. 前記受信機回路は
    雑音電力値として前記第２モデル調整パラメータを推定することに基づいて、前記受信信号の阻害相関へ前記モデルを適応させるために、前記第１モデル調整パラメータと前記第２モデル調整パラメータの各値を適合させ、
    前記第２モデル調整パラメータの関数として、前記受信信号の阻害相関から雑音項を除去することに基づいて、前記第１モデル調整パラメータを算出するように構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
53. 前記受信信号の阻害相関から雑音項の除去は、
    前記雑音電力に所望の重みを付与するために、前記第２モデル調整パラメータにマッピング関数を適用し、前記重みを付与された雑音電力を前記受信信号の阻害相関から減算することで達成される
    ことを特徴とする請求項５２に記載の無線端末。
54. 連続した各時間的瞬間には、定義されたタイムスロットを含み、
    前記受信機回路は、
    フェージング環境の変化を反映させるために、前記タイムスロットにわたり生成された複数の逆拡散値のそれぞれと、前記タイムスロットにわたり変化するチャネル推定値との間の差を決定することに基づいて、各タイムスロットについての受信信号の阻害相関を測定するように構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
55. 前記受信機回路は、
    前記受信信号の阻害相関に対して前記モデルを最小二乗法により適応させることに基づいて、前記モデルが前記受信信号の阻害相関に適応することとなるよう、前記第１モデル調整パラメータと前記第２モデル調整パラメータの各値を適合させるよう構成されている
    ことを特徴とする請求項３９に記載の無線端末。
56. 受信信号を処理する方法であって、
    連続したタイムスロットのそれぞれにおいて、１つ以上の注目信号を受信するステップと、
    各タイムスロットにわたりチャネル推定値を生成するステップと、
    前記チャネル推定値に基づいて、前記１つ以上の注目信号についての阻害相関を測定するステップと、
    測定された前記阻害相関に基づいて阻害相関モデルに含まれる各項を更新するステップと、
    各タイムスロットにおいて、前記１つ以上の注目信号についての逆拡散値を合成するための少なくとも１つのＲＡＫＥ合成重みと、前記１つ以上の注目信号についての信号品質測定値とを生成するステップと
    を含むことを特徴とする方法。
57. 前記各項を更新するステップは、
    対応する第１スケーリングファクタを更新することで、モデル化された干渉相関行列を更新するステップと、
    対応する第２スケーリングファクタを更新することで、モデル化された雑音相関行列を更新するステップと
    ことを特徴とする請求項５６に記載の方法。
58. 前記干渉相関行列を更新するステップ及び雑音相関行列を更新するステップは、
    雑音電力を推定することによって前記第２スケーリングファクタを算出するステップと、
    前記測定された阻害相関を表す阻害相関行列に含まれている行列要素から前記第２スケーリングファクタを使用している値を除去することによって、前記第１スケーリングファクタを算出するステップと
    を含むことを特徴とする請求項５７に記載の方法。
59. 前記第１スケーリングファクタを算出するステップは、
    雑音電力を共用するための所望の重みに基づいて前記第２のスケーリングファクタから前記値を生成するステップを含む
    ことを特徴とする請求項５８に記載の方法。

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