JP4484911B2 - 広帯域無線接続システムにおける受信装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、広帯域無線接続システムにおける受信装置及び方法に関し、特に、多重セル基盤の広帯域無線接続システムにおける受信機の復調性能を向上させるための装置及び方法に関する。

一般に知られているように、通信システムは、音声通信サービスのために主として発展してきているが、音声だけでなく、さらに、データサービス及び様々なマルチメディアサービスも可能なシステムへと発展しつつある。しかしながら、音声を主とする従来の通信システムは、伝送帯域幅が比較的に狭く、使用料が高いことから、ユーザのサービスニーズを充足させることができなかった。さらに、通信産業の発達とインターネットサービスに対するユーザのニーズ増加に伴って、インターネットサービスを効率良く提供できる通信システムの必要性が増大している。このような傾向により、急増するユーザのニーズを充足させる程度の広帯域を有し、効率良くインターネットサービスを提供するための広帯域無線接続システムが導入された。

この広帯域無線接続システムは、音声だけでなく、低速及び高速の様々なデータサービス、高画質動画像などのマルチメディア応用サービスを統合支援するためのシステムである。かかる広帯域無線接続システムは、２ＧＨｚ、５ＧＨｚ、２６ＧＨｚ及び６０ＧＨｚなどの広帯域を用いる無線媒体に基づいて、移動または固定環境で、ＰＳＴＮ（Ｐｕｂｌｉｃ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ）網、ＰＳＤＮ（Ｐｕｂｌｉｃ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｄａｔａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）網、インターネット網、ＩＭＴ２０００（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ−２０００）網、ＡＴＭ（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｍｏｄｅ）網などに接続することができ、２Ｍｂｐｓ級以上のチャネル伝送率を支援することができる。広帯域無線接続システムは、端末の移動性（固定または移動）、通信環境（室内または室外）及びチャネル伝送率によって、広帯域無線加入者網、広帯域移動アクセス網、及び高速無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）に分類することができる。

広帯域無線接続システムの無線接続方式は、国際標準化機構の一つである電気電子工学者協会（Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）のＩＥＥＥ８０２．１６標準化グループで標準化されている。

ＩＥＥＥ８０２．１６標準は、従来の音声サービスのための無線技術に比べてデータの帯域幅が広く、これにより、短時間に多量のデータを伝送でき、また、全てのユーザがチャネル（または資源）を共有して、チャネルを効率良く使用することが可能である。また、サービス品質（ＱｏＳ：Ｑｕａｌｉｔｙ ｏｆ Ｓｅｒｖｉｃｅ）が保証されるので、ユーザは、サービスの特性によって異なる品質のサービスを提供されることができる。

ＩＥＥＥ８０２．１６通信システムは、物理チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ）のために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）／直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭＡ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式を使用している。すなわち、広帯域無線接続システムは、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡ方式を使用し、多数の副搬送波（ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ）を使用して物理チャネル信号を送信することで、高速データ送信を可能にする。

また、広帯域無線接続システムは、多重セル（ｍｕｌｔｉ−ｃｅｌｌ）構造により移動端末（ＭＳ）の移動性を支援し、周波数使用の効率性（スペクトルの効率性）のために、全てのセルが同一の周波数を使用する。このような多重セル基盤のシステムでは、隣接セル干渉が性能に大きな影響を与える。

図１は、多重セル基盤の広帯域無線接続システムを概略的に示す図面である。

図１に示すように、周波数再使用率を１とする多重セル環境で、セル重畳地域に位置するユーザ端末１１０は、隣接セル１２０に干渉信号を伝送する。こうして発生した隣接セルの干渉信号は、当該セル１２０内の他のユーザ端末１１２の信号に影響を与えて、復調性能を低下させる。したがって、このような多重セル基盤のシステムでは、隣接セル干渉技法を適用する必要がある。

図２は、多重セル基盤の広帯域無線接続システムにおける隣接セル干渉を周波数軸に示す図面である。図２に示すように、隣接セル干渉は、周波数帯域で不連続的な狭帯域信号としてモデリングされる。

一方、通信システムでは、チャネル復号器（ｄｅｃｏｄｅｒ）に、復号化されたビット（ｂｉｔ）の硬判定（ｈａｒｄ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）値を伝達する代わりに、軟判定（ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）値を伝達して復号することが、性能面で優れていると知られている。ここで、前記復号器の入力軟判定（ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）値は、チャネル上に伝送された変調シンボルの推定値であって、対数尤度比（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ：以下、ＬＬＲと称する。）値が使用される。一方、このＬＬＲ値を計算するためには、対応する周波数帯域の雑音値が必要である。

従来技術によれば、全体帯域の平均雑音値を用いてＬＬＲ値を計算するが、これは図２に示すように、狭帯域／不連続特性を有する隣接セル干渉を考慮できないので、受信機での復調性能が劣化される問題があった。典型的には、従来は、隣接するパイロット信号（またはシンボル）間の減算などを用いて雑音を推定していた。また、全体帯域に対して平均を取ることで、推定の精度を上げていた。しかしながら、このような全体帯域の雑音推定値は、干渉が狭帯域で表れるＯＦＤＭ基盤の広帯域無線接続システムには適合しない。したがって、狭帯域／不連続雑音特性を正確に反映できる雑音推定器が要求される。

前述したように、広帯域無線接続システムにおける受信機の復調性能を向上させるためには、多重セル干渉の除去と正確な雑音推定が必要となる。
韓国特許公開公報第２００５−０１２８４７１号明細書

本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、広帯域無線接続システムにおける受信機の復調性能を向上させるための装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、広帯域無線接続システムにおける多重セル干渉を除去するための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおけるＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）基盤の干渉除去器の演算の複雑度を低減させるための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおける目的とする信号が除去される受信信号の相関行列を用いて、フィルタ係数を得るための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおける狭帯域雑音を推定するための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおけるＬＬＲ推定性能を向上させるための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおける雑音推定器の演算の複雑度を低減させるための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおけるＭＭＳＥ基盤の干渉除去器で計算されたパラメータを用いて雑音を計算するための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおけるアップリンク信号から多重セル干渉を除去するための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおけるダウンリンク信号から多重セル干渉を除去するための装置及び方法を提供することにある。

本発明のまた他の目的は、広帯域無線接続システムにおける受信された制御チャネル信号から多重セル干渉を除去するための装置及び方法を提供することにある。

上記目的を達成すべく、本発明の一側面による広帯域無線通信システムにおける受信装置は、目的とする信号（ｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ）を推定する推定器と、受信信号から前記推定された目的とする信号を除去し、該除去の済んだ信号の相関行列を算出する第１演算器と、前記相関行列を用いて干渉除去を行う第２演算器と、を含み、前記第２演算器は、前記相関行列と前記目的とする信号のチャネル係数を用いて、フィルタ係数を算出するフィルタ係数演算器と、前記フィルタ係数を用いて、データトーン受信信号から干渉信号を除去する干渉除去フィルタと、を含み、前記相関行列（Ｒ）と前記フィルタ係数（Ｗ）のうち少なくとも一つを用いて、狭帯域雑音を推定する雑音推定器をさらに含むことを特徴とする。

本発明の他の側面による広帯域無線通信システムにおける受信装置は、プリアンブル信号のチャネル係数を推定する第１チャネル推定器と、データ領域から受信されるパイロット信号のチャネル係数を推定する第２チャネル推定器と、特定トーンの受信信号から前記プリアンブルチャネル係数または前記パイロット信号のチャネル係数を減算した信号を自己相関して、相関行列を算出し、データトーンの受信信号に対して前記相関行列を用いて、ＭＭＳＥ基盤の干渉除去を行う干渉除去器と、前記干渉除去器のフィルタ係数を用いて、狭帯域雑音を推定する雑音推定器と、前記干渉除去器からの干渉除去の済んだ信号を、前記狭帯域雑音を用いて復調して、ＬＬＲを生成するＬＬＲ演算器と、を含むことを特徴とする。

本発明のまた他の側面による広帯域無線通信システムにおける受信方法は、目的とする信号（ｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ）を推定する過程と、受信信号から前記推定された目的とする信号を除去し、該除去の済んだ信号の相関行列を算出する過程と、前記相関行列を用いて干渉除去を行う過程と、を含み、前記干渉除去は、前記相関行列と前記目的とする信号のチャネル係数を用いて、フィルタ係数を算出する過程と、前記フィルタ係数を用いて、データトーン受信信号から干渉信号を除去する過程と、を含み、前記相関行列（Ｒ）と前記フィルタ係数（Ｗ）のうち少なくとも一つを用いて、狭帯域雑音を推定する過程をさらに含むことを特徴とする。

本発明のまた他の側面による広帯域無線通信システムにおける受信方法は、プリアンブル信号のチャネル係数を推定する過程と、データ領域から受信されるパイロット信号のチャネル係数を推定する過程と、特定トーンの受信信号から前記プリアンブルチャネル係数または前記パイロット信号のチャネル係数を減算した信号を自己相関して、相関行列を算出する過程と、データトーンの受信信号に対して、前記相関行列を用いてＭＭＳＥ基盤の干渉除去を行う過程と、前記ＭＭＳＥ基盤の干渉除去フィルタの係数を用いて、狭帯域雑音を推定する過程と、前記干渉除去の済んだ前記狭帯域雑音を用いて復調して、ＬＬＲを生成する過程と、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、干渉除去技法を適用する際に、干渉信号のチャネルを推定する必要がないので、演算の複雑度を著しく低減することができる。また、他のセルのパイロット構造を知る必要がなく、一番大きい干渉及び干渉の個数を決定するための別途のアルゴリズムも必要ない。さらに、干渉がない場合に対しては、ＭＲＣ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）方法と同一なので、干渉の有無によって復調アルゴリズムをスイッチングする必要がない。また、狭帯域剰余干渉の量をＬＬＲ演算時に効果的に反映できるので、復調性能を向上させることができる。特に、ＭＡＰのような重要な制御情報の性能を向上させることができるので、システムとの接続が絶たれる現象を減らすことができる。このような効果から、結局システム容量を増大させることができる。

以下、添付の図面を参照して、本発明の動作原理を詳細に説明する。本発明を説明するにあたって、関連した公知技術あるいは構成についての具体的な説明が本発明の要旨を逸脱すると判断された場合、その詳細な説明を省略する。そして、後述される用語は、本発明の機能を考慮して定義された用語であって、それは使用者、運用者の意図または慣例などによって変わり得る。したがって、その定義は、本明細書の全般にわたる内容に基づいて理解されるべきである。

以下、本発明に従う広帯域無線接続システムにおける多重セル干渉を除去するための技術について説明する。また、本発明に従う干渉除去器で計算されたパラメータを用いて、狭帯域雑音を推定するための方案について説明する。

以下の説明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）基盤の広帯域無線接続通信システムを例として説明するが、本発明は、いかなる多重セル基盤の通信システムにも同様に適用することができる。

本発明の説明の前に、まず一般的なＭＭＳＥ基盤の干渉除去方式を説明する。

このＭＭＳＥ方式は、下記の数式１のように表すことができる。

ここで、Ｙは受信信号を示し、受信アンテナの個数がＮＲであるとき、

の列ベクトルである。Ｗは、ＭＭＳＥフィルタの係数を示し、復調しようとする信号が一つであるとき、

の行ベクトルである。

は、ＭＭＳＥフィルタにより推定された送信信号を示す。Ｈ_Ｄは、復調しようとする信号の無線チャネル特性を示し、

の列ベクトルである。そして、Ｒは受信信号の相関度を示し、

の行列である。そして、上添え字−１は逆行列を示し、上添え字Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示す。

前記数式１における相関行列Ｒは、下記の数式２のように表すことができる。

ここで、Ｘは全てのユーザの送信信号ベクトルであり、ユーザの数がＮ_Ｕであるとき、Ｎ_Ｕ×１の列ベクトルである。Ｈは全てのユーザの受信アンテナ間の無線チャネルを示し、Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｕの行列である。Ｎは受信アンテナの雑音を示し、Ｎ_Ｒ×１の列ベクトルである。そして、

は雑音電力を示し、ＩはＮ_Ｒ×Ｎ_Ｒの単位行列（Ｉｄｅｎｔｉｔｙ Ｍａｔｒｉｘ）を示す。

上記のような一般のＭＭＳＥ方式は、数式２でチャネル行列Ｈを構成するために、復調しようとする（ｄｅｓｉｒｅｄ）ユーザのチャネル応答（またはチャネル係数）だけでなく、干渉を与える他のユーザのチャネル応答も全て推定（ｅｓｔｉｍａｔｅ）する必要がある。

従って、本発明は、前述した方式とは異なった、干渉するユーザ端末のチャネル推定を必要としないＭＭＳＥ干渉除去器を提供するように意図される。

以下、添付図面を参照して、具体的な実施例を詳細に説明する。

図３は、本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の構成を示す図面である。ここで、受信機は、アップリンクである場合、基地局となり、ダウンリンクの場合、端末となり得る。

図３に示すように、受信機は、ＲＦ処理機（ＲＦ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）３００、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器３０２、ＦＦＴ演算器３０４、サブチャネル抽出機３０６、チャネル推定器３０８、干渉除去器３１０、ＣＩＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）推定器３１２、ＬＬＲ演算器３１４及びチャネル復号器３１５を含んで構成される。図３は、受信機の構成を簡略に示しており、詳細に図示してはいないが、本発明の実施例では、受信機が多重アンテナを備えると仮定して説明する。

図３を参照すると、ＲＦ処理機３００は、前処理機（ｆｒｏｎｔ ｅｎｄ ｕｎｉｔ）及びフィルタ（ｆｉｌｔｅｒ）などの構成を含み、無線チャネルを通過した高周波帯域の信号を基底帯域信号に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器３０２は、ＲＦ処理機３００からのアナログ基底帯域信号をデジタル信号に変換して出力する。

ＦＦＴ演算器３０４は、Ａ／Ｄ変換器３０２からのサンプルデータを高速フーリエ変換して、周波数領域のデータを出力する。サブチャネル抽出機３０６は、使用されたサブチャネル構造に従って、ＦＦＴ演算器３０４から受信した周波数領域のデータから、データ信号とパイロット信号を区分して抽出する。ここで、図５のようなサブチャネル構造を仮定する場合、サブチャネル抽出機３０６は、所定単位（２ｂｉｎ×９シンボル）基準に、１８のパイロットの信号を抽出してチャネル推定器３０８に供給する。また、サブチャネル抽出機３０６は、抽出されたデータ信号とパイロット信号を区分して、干渉除去器３１０に供給する。

チャネル推定器３０８は、サブチャネル抽出機３０６からのパイロット信号を用いて、復調しようとする（ｄｅｓｉｒｅｄ）信号のチャネル係数を推定して出力する。ここで、様々なチャネル推定方法を用いることが可能である。例えば、干渉の影響を最小化できる方法は、パイロットトーンを平均することである。ここで、周波数軸には、無線チャネルの周波数選択度（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ）を考慮して、ビン（ｂｉｎ）ごとに別途に平均を求めることができる。ここで、各ビンに対して推定されたチャネルは、下記の式３のように表すことができる。下記の式３は、図５のようなサブチャネル構造を仮定したものである。

ここで、
はＮ_Ｒ×１の列ベクトル（ｃｏｌｕｍｎ ｖｅｃｔｏｒ）である。このように、パイロット信号を用いる方法の他にも、サウンディング信号を用いたり、他の様々な方式を使用することができる。

干渉除去器３１０は、チャネル推定器３０８からのチャネル係数とサブチャネル抽出機３０６からのパイロットトーンの受信信号を用いて、相関行列（Ｒ）を計算し、かかる相関行列と前記チャネル係数を用いて、干渉除去フィルタの係数（Ｗ）を計算する。ここで、前記相関行列は、受診信号（パイロットトーンの受信信号）から目的とする信号（チャネル係数）を減算した信号を相関して求められる。そして、干渉除去器３１０は、前記計算された係数を前記干渉除去フィルタに設定し、サブチャネル抽出機３０６からのデータ信号を前記干渉除去フィルタでフィルタリングすることにより、干渉除去の済んだ信号を出力する。干渉除去器３１０の詳細構成については、後に、図６を参照して詳細に説明する。

ＣＩＮＲ推定器３１２は、干渉除去器３１０から前記相関行列（Ｒ）とフィルタ係数（Ｗ）を提供され、該受信された相関行列（Ｒ）とフィルタ係数（Ｗ）を用いて、ＣＩＮＲ（または狭帯域雑音）を計算して出力する。他の例として、ＣＩＮＲ推定器３１２は、干渉除去器３１０からのフィルタ係数（Ｗ）と、チャネル推定器３０８からのチャネル係数（Ｈ）とを用いて、狭帯域雑音を計算することができる。ここで、「狭帯域」という用語は、前記計算された雑音（ＣＩＮＲ）が全体帯域に該当するのではなく、特定帯域（例えば、ビン（ｂｉｎ））に該当することを示すために用いられるものである。このように計算されたＣＩＮＲ値は、ＬＬＲ演算時に復調信号に信頼度を適用するための加重値として使用される。ＣＩＮＲ推定器３１２の動作については、この後、数式を参照して詳細に説明する。

ＬＬＲ演算器３１４は、干渉除去器３１０からの干渉除去済みの信号を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）して、ＬＬＲ値を生成し、該ＬＬＲ値に、前記ＣＩＮＲ値による加重値（信頼度）を適用して出力する。すなわち、ＬＬＲ演算器３１４は、前記干渉除去の済んだ信号を、ＣＩＮＲ推定器３１２からの狭帯域雑音を用いて復調して、ＬＬＲ値を生成する。チャネル復号器３１５は、ＬＬＲ演算器３１４からのＬＬＲを、軟判定復号（ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）して、送信機から送信された情報ビット列を復元する。

図４は、広帯域無線接続システムにおけるＢ−ＡＭＣ（Ｂａｎｄ−Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ）サブチャネル構造を示す図面である。

図４に示すように、一つのサブチャネルは、総５４（１８トーン×３シンボル）のトーン（副搬送波）で構成される。この５４のトーンは、４８のデータトーンと、６つのパイロットトーンと、を含んでいる。パイロットトーンは、基地局と端末との間で予め定められた既定の信号（パイロット信号）を伝送するトーンであって、その位置が予め定義されている。説明の便宜のために、パイロット信号は「１」の値を有する信号と仮定する。一つのサブチャネルは、周波数軸上に１８個のトーンで構成され、時間軸上に３つのシンボルで構成される。ここで、周波数軸における９つのトーンは、ビン（ｂｉｎ）と定義される。そして、時間軸における３つのシンボルの大きさがスロットと定義される。

もし、３スロットの大きさで構成されたフレーム構造を考慮すれば、図５に示すように、サブチャネルは時間軸に３スロットの間連続して表れる。すなわち、３スロットＢ−ＡＭＣフレームを仮定する場合、サブチャネル抽出機で抽出されたトーン値は、図５のような形態で２次元で格納される。ここで、各トーンに対する受信信号Ｙは、多重受信アンテナを考慮する場合、Ｎ_Ｒ×１の列ベクトルである。

以下、図５のようなサブチャネル構造を使用するシステムにおいて、他信号干渉を除去するための干渉除去器について説明する。

図６は、本発明の実施例によるＭＭＳＥ干渉除去器３１０の構成を示す図面である。

図６に示すように、ＭＭＳＥ干渉除去器３１０は、相関行列演算器６００、フィルタ係数演算器６０２、及び干渉除去フィルタ６０４を含んで構成される。

図６を参照すると、相関行列演算器６００は、チャネル推定器３０８からのチャネル係数（
）とサブチャネル抽出機３０６からのパイロットトーン受信信号（Ｙ_{ｂ、ｓ、ｐ}）を用いて、下記の数式４の通りに、相関行列（Ｒ）を演算する。

ここで、インデックスｂ、ｓ、ｐは、数式３で定義された通りである。

この数式４で、一般のＭＭＳＥ方式と異なるところは、受信信号から求める信号（ｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ）の値を減算することにある。受信信号から求める信号を減算することで、雑音及び干渉だけを残すことができる。すなわち、雑音及び干渉信号の相関度平均を求めることで、フィルタの収斂速度を増加させることができる。

フィルタ係数演算器６０２は、相関行列演算器６００からの相関行列（Ｒ）とチャネル推定器３０８からのチャネル係数（
）を用いて、フィルタ係数を演算する。ここで、反映されるフィルタ係数の周期によって、演算回数は変動し得る。図５において、一つのスロット、各ビンごとにフィルタ係数を反映するなら、総六つのフィルタ係数を演算し、３スロット、各ビンごとにフィルタ係数を反映するなら、総二つのフィルタ係数を演算する必要がある。本発明の実施例では、ハードウェア演算複雑度、チャネルの時変率、周波数選択度などを考慮して、後者の方法でフィルタ係数を演算すると仮定する。したがって、フィルタ係数（Ｗ_ｂ）は、下記の数式５の通りに演算することができる。

ここで、ｂはビンインデックスである。そして、二番目の式は、フィルタ係数を正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）したものである。

干渉除去フィルタ６０４は、フィルタ係数演算器６０２からのフィルタ係数（Ｗ_ｂ）を用いて、該当ビンの受信信号から干渉信号を除去して出力する。これを数式で表すと、下記の数式６のように表すことができる。

以下、ＣＩＮＲ推定器３１２について、より詳細に説明する。

前述したように、ＣＩＮＲ推定器３１２は、干渉除去器３１０から相関行列（Ｒ）とフィルタ係数（Ｗ）を提供され、かかる相関行列（Ｒ）とフィルタ係数（Ｗ）を用いて、ＣＩＮＲ（または雑音電力）を計算する。あるいは、ＣＩＮＲ推定器３１２は、フィルタ係数（Ｗ）とチャネル係数（Ｈ）を用いて雑音電力を推定する。そして、当該推定された雑音電力は、以降ＬＬＲ演算のために使用される。

前記数式６で干渉除去の済んだ信号
は、下記の数式７のように表すことができる。

一方、この数式７から、信号（Ｃ）の大きさ（ｐｏｗｅｒ）は、下記の数式８のように表すことができる。

ここで、信号の大きさが「１」となる理由は、前記数式５で正規化したからである。

また、前記数式７から、干渉（Ｉ）及び雑音（Ｎ）の大きさ（ｐｏｗｅｒ）は、下記の数式９のように表すことができる。

ここで、Ｒは相関行列演算器６００によって算出された相関行列を示し、Ｗはフィルタ係数演算器６２０によって算出されたフィルタ係数を示す。

よって、数式８と数式９から、ＣＩＮＲは下記の数式１０のように簡明に表すことができる。

また、前記数式５でフィルタ係数が正規化されない場合、ＣＩＮＲは下記の数式１１のように表すことができる。

数式１０と数式１１で表されるように、ＣＩＮＲ値は、ＭＭＳＥ干渉除去器により算出されたパラメータ（Ｗ、Ｒ）及びチャネル係数（Ｈ）を用いて、簡単に演算されることが分かる。

また、一般的なＭＭＳＥ干渉除去器の場合も同様に、数式１０と数式１１を使用してＣＩＮＲ値を計算することができる。この場合、受信しようとするユーザのチャネルＨ_ｄの他にも、干渉信号のチャネルを推定する必要がある。ここで、推定された干渉信号のチャネルをＨ_Ｉとする。前記受信アンテナの個数がＮ_Ｒであり、干渉信号の個数がＮ_ＩＣＩとするとき、前記干渉信号のチャネルＨ_Ｉは、Ｎ_Ｒ×Ｎ_ＩＣＩの大きさを有する。
よって、一般のＭＭＳＥ干渉除去器を使用する場合、前記数式１０による相関行列Ｒは、下記の数式１２の通りに算出される。

ここで、
は受信機の熱雑音（ｔｈｅｒｍａｌ ｎｏｉｓｅ）を示し、ＩはＮ_Ｒ×Ｎ_Ｒの大きさを有する単位行列（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）を示す。

前述したように、本発明は、受信機にＭＭＳＥ基盤の干渉除去器を使用する場合、ＭＭＳＥ基盤の干渉除去器で求めたパラメータを用いて、信号対雑音比（ＣＩＮＲ）を簡単に演算することができる。ここで、フィルタ係数の正規化の有無によって、数式１０または数式１１を用いてＣＩＮＲを求めることができる。

図１４は、本発明に従って狭帯域雑音（ＣＩＮＲ）が使用される際に、獲得される性能利得を示すグラフである。

グラフにおいて、横軸はＣＩＮＲを示し、縦軸はパケットエラー率（ＰＥＲ：Ｐａｃｋｅｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を示す。図１４に示すように、同一な受信強度（ＣＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を基準に、平均雑音を使用してＬＬＲを演算するより、本発明による狭帯域雑音を使用してＬＬＲを計算するとき、ＰＥＲを低下させることができる。

図７は、本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の全般的な動作手順を示す図面である。ここで、受信機は、アップリング伝送の場合には基地局となり、ダウンリンク伝送の場合には端末となり得る。

図７に示すように、まず受信機は、ステップ７０１で、少なくとも一つの受信アンテナを用いて信号を受信する。このとき、アンテナを介して受信される信号は、復調しようとする（ｄｅｓｉｒｅｄ）信号に干渉及び雑音が加算された形態である。

アンテナを介して信号が受信されると、受信機は、ステップ７０３で、受信されたＲＦ帯域の信号を基底帯域の信号に変換し、該基底帯域信号をＯＦＤＭ復調して、周波数領域のデータを生成する。その後、受信機は、ステップ７０５で、使用されたサブチャネル構造によって、前記周波数領域のデータからデータ信号とパイロット信号を区分して抽出する。

そして、受信機は、ステップ７０７で、前記抽出されたパイロット信号（またはサウンディング信号）を用いて、復調しようとする信号のチャネル係数（
）を推定する。かかるチャネル係数の推定の後、受信機は、ステップ７０９で、パイロットトーン受信信号から当該チャネル係数を減算し、該減算された信号を自己相関して、相関行列（Ｒ）を計算する。そして、受信機は、ステップ７１１で、前記相関行列（Ｒ）と前記チャネル係数（
）を用いて、干渉除去フィルタの係数（Ｗ）を算出する。その後、受信機は、ステップ７１３で、前記算出されたフィルタ係数（Ｗ）を用いて、受信信号から干渉信号を除去する。

そして、受信機は、ステップ７１５で、干渉除去のために計算された相関行列（Ｒ）とフィルタ係数（Ｗ）を獲得する。そして、受信機は、かかる相関行列（Ｒ）とフィルタ係数（Ｗ）を用いて、狭帯域雑音（ＣＩＮＲ）を推定する。ここで、ＣＩＮＲ値は、フィルタ係数の正規化の有無によって、数式１０または数式１１を用いて求めることができる。

このようにＣＩＮＲを推定した後、受信機は、ステップ７１７で、干渉信号の除去が済んだ信号を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してＬＬＲ値を生成し、該ＬＬＲ値に、前記ＣＩＮＲ値による加重値（または信頼度）を適用する。そして、受信機は、ステップ７１９で、前記ＬＬＲ値を軟判定復号（ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）して、送信機から送信した情報ビット列を復元する。

一般に、広帯域無線接続システムで、ダウンリンクフレームの場合、最初に端末同期のためのプリアンブル信号が位置し、その次にＤＬ／ＵＬ ＭＡＰが位置する。かかるＭＡＰの情報は、アップ／ダウンリンクの資源割当を表す情報（データバーストの位置、変調レベルなど）であって、端末機が隣接セル干渉などによりこれを復調できなかったら、システムとの接続が絶たれるという深刻な問題が発生しかねない。

図８は、本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおけるダウンリンクフレーム構造を示す図である。図８において、横軸は時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）であり、縦軸は周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）である。

図８に示すように、ダウンリンク（ＤＬ：Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）フレームは、プリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）、ＦＣＨ（Ｆｒａｍｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｈｅａｄｅｒ）、ＤＬ（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）ＭＡＰ、ＵＬ（ｕｐｌｉｎｋ）ＭＡＰ及びダウンリンクデータ領域で構成される。ここで、ダウンリンクプリアンブルは、端末の初期同期獲得及びセル探索に用いられ、ＦＣＨは、フレームの基本構成を表す情報を含む。ＤＬ ＭＡＰは、ダウンリンクデータバーストの領域を示す情報を含み、ＵＬ ＭＡＰは、アップリンクフレームの構造を示す情報を含む。

端末は、実際のトラフィックがかかるデータバースト（ｄａｔａ ｂｕｒｓｔ）の位置（または資源）を検知するために、ダウンリンクフレームの前半部に位置するＭＡＰ情報を必ず復調しなければならない。したがって、多重セル干渉が存在する環境で、ＭＡＰ情報をエラーなく受信するためには、必ず干渉除去技術を必要とする。

前述したように、干渉除去フィルタの係数（Ｗ）を決定するためには、チャネル情報（またはチャネル係数）を必要とするが、以下、干渉除去技法を適用する情報の位置によって、プリアンブル信号のチャネル情報及びパイロット信号のチャネル情報を適切にスイッチングして使用する本発明の方案について説明する。

図９は、本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の構成を示す図面である。ここで、受信機は、端末の受信機と仮定する。

図９に示すように、受信機は、ＲＦ処理機９００、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器９０２、ＦＦＴ演算器９０４、サブチャネル抽出機９０６、プリアンブルチャネル推定器９０８、パイロットチャネル推定器９１０、干渉除去器９１２、雑音推定器９１４、ＬＬＲ演算器９１６及びチャネル復号器９１８を含んで構成される。詳しく図示されてはいないが、受信機が多重アンテナを備えると仮定して説明する。

図９を参照すると、ＲＦ処理機９００は、前処理機（ｆｒｏｎｔ ｅｎｄ ｕｎｉｔ）とフィルタ（ｆｉｌｔｅｒ）などの構成を含み、無線チャネルを通過した高周波帯域の信号を基底帯域信号に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器９０２は、ＲＦ処理機９００からのアナログ基底帯域信号をデジタル信号に変換して出力する。

ＦＦＴ演算器９０４は、Ａ／Ｄ変換器９０２からのサンプルデータを高速フーリエ変換して、周波数領域のデータを出力する。サブチャネル抽出機９０６は、プリアンブル受信区間である場合、一定のトーン（または副搬送波）間隔でマッピングされているプリアンブル信号を抽出し、該抽出されたプリアンブル信号をプリアンブルチャネル推定器９０８に供給する。もし、データ受信区間であれば、サブチャネル抽出機９０６は、使用されたサブチャネル構造によって、ＦＦＴ演算器９０４から受信された周波数領域のデータから、データ信号とパイロット信号を区分して抽出する。ここで、図１１のサブチャネル構造を仮定する場合、サブチャネル抽出機９０６は、所定単位（１４トーン×２シンボル）を基準に四つのパイロット信号を抽出して、該信号をパイロットチャネル推定器９１０に供給する。同時に、サブチャネル抽出機９０６は、抽出されたデータ信号とパイロット信号を区分して干渉除去器９１２に供給する。

プリアンブルチャネル推定器９０８は、サブチャネル抽出機９０６からのプリアンブル信号を用いて、サービング基地局のチャネル係数を推定して出力する。一般に、プリアンブル信号は、一つのＯＦＤＭシンボルからなり、図１０に示すように、周波数軸に三つの副搬送波間隔で信号が存在する。三つの副搬送波間隔でマッピングされる信号は、基地局と端末間で既定されている信号であって、端末でチャネル推定に使用されることができる。

このようなプリアンブル信号を用いるチャネル推定方式には様々なものがあるが、本発明の実施例では、簡単な線形補間技法を用いると仮定する。プリアンブル信号が存在する副搬送波（ｉ＝．．．ｋ−９、ｋ−６、ｋ−３、ｋ、ｋ＋３、ｋ＋６．．．）に該当する無線チャネル応答（チャネル係数）は、下記の数式１３のように、既定の信号値（Ｐ_ｉ）で割ることで獲得できる。

ここで、Ｙ_ＰＡは、Ｎ_ａｎｔ×１の大きさを有するベクトルである。

そして、プリアンブル信号が存在しない副搬送波に対するチャネル係数は、線形補間（ｌｉｎｅａｒ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）法を用いて推定する。例えば、（ｋ＋１）、（ｋ＋２）番目のインデックスに対するチャネル係数は、下記の数式１４の通りに計算することで獲得できる。

このように、全ての副搬送波に対するチャネル係数を推定した後、プリアンブルチャネル推定器９０８は、当該推定されたこれらチャネル係数を平均し、その平均値（
）を干渉除去器９１２に提供する。このように推定されたプリアンブル信号のチャネル係数は、以降ＭＡＰ信号から干渉を除去するとき、干渉除去フィルタの係数算出に用いられる。すなわち、ＭＡＰ情報はプリアンブルと隣接するので、無線チャネル応答が大きく変更されないと仮定した上で、チャネル推定が正確なプリアンブルのチャネル係数を用いて干渉除去フィルタの係数を算出する。もちろん、ＭＡＰ区間内パイロット信号のチャネル係数を用いて、フィルタの係数を算出することもできる。

パイロットチャネル推定器９１０は、サブチャネル抽出機９０６からのパイロット信号を用いて、サービング基地局のチャネル係数を推定して出力する。パイロット信号を用いるチャネル推定方式は色々あるが、本発明の実施例では、簡単な線形補間技法を用いると仮定する。パイロットトーンの受信信号をＹ_ｄとするとき、Ｙ_ｄは、Ｎ_ａｎｔ×１の大きさを有するベクトルである。ここで、図１１のようなサブチャネル構造を仮定するとき、パイロット信号が存在する副搬送波に対する無線チャネル応答は、下記の数式１５の通りに、既定の信号値（Ｐ_ｉ）で割ることで獲得できる。

ここで、ｉは周波数軸のインデックスを表す。

そして、プリアンブルと同様に、パイロット信号が存在しない副搬送波に対するチャネル係数は、線形補間（ｌｉｎｅａｒ ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）法を用いて推定する。

このように、全ての副搬送波に対するチャネル係数を推定した後、パイロットチャネル推定器９１０は、これらの推定されたチャネル係数をスロット単位で平均し、スロット当たりの平均値（
）を干渉除去器９１２に提供する。このように推定されたパイロット信号のチャネル係数は、該当データ信号から干渉を除去するとき、干渉除去フィルタの係数算出に用いられる。

干渉除去器９１２は、プリアンブルチャネル推定器９０８またはパイロットチャネル推定器９１０からのチャネル係数（
）とサブチャネル抽出機９０６からのパイロットトーンの受信信号を用いて相関行列（Ｒ）を計算し、かかる相関行列と前記チャネル係数を用いて、干渉除去フィルタの係数（Ｗ）を計算する。そして、干渉除去器９１２は、該算出された係数を前記干渉除去フィルタに設定し、サブチャネル抽出機９０６からのデータ信号を当該干渉除去フィルタでフィルタリングすることによって、干渉が除去された信号を出力する。干渉除去器９１２の詳細な構成は、図６と同一である。

雑音推定器９１４は、前述したように、フィルタ係数（Ｗ）とチャネル係数を用いてＣＩＮＲを計算するか、或いは、フィルタ係数（Ｗ）と相関行列（Ｒ）を用いてＣＩＮＲを計算する。算出されたＣＩＮＲ値は、ＬＬＲ演算時に復調信号に信頼度を適用するための加重値として使用される。

ＬＬＲ演算器９１６は、干渉除去器９１２からの干渉除去済みの信号を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）してＬＬＲ値を生成し、該ＬＬＲ値に、前記ＣＩＮＲ値による加重値（信頼度）を適用して出力する。チャネル復号器９１８は、ＬＬＲ演算器９１６からのＬＬＲを軟判定復号（ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）して、送信機から送信された情報ビット列を復元する。

図１１は、本発明による広帯域無線接続システムにおけるＰＵＳＣ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｕｓａｇｅ ｏｆ Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）サブチャネル構造を示す図面である。

図１１に示すように、一つのサブチャネルは、合計２８（１４トーン×２シンボル）個のトーン（副搬送波）で構成される。この２８個のトーンのうち、２４個はデータトーンであり、４個はパイロットトーンである。パイロットトーンは、基地局と端末との間で既め定められた既定の信号（パイロット信号）を伝送するトーンであり、その位置は予め定義されている。説明の便宜のために、パイロット信号は、「１」値を有する信号と仮定する。一つのクラスタは、周波数軸上に１４個のトーンで構成され、時間軸上に２つのシンボルで構成される。ここで、２つのシンボルの大きさはスロットとして定義される。

もし、２スロットまたは３スロットの大きさで構成されたフレーム構造を考慮すれば、図１２（Ａ）または（Ｂ）に示すように、サブチャネルは時間軸に２スロットまたは３スロットの間連続して表れる。すなわち、２スロット‐ＰＵＳＣフレームを仮定する場合、サブチャネル抽出機で抽出されたトーン値は、図１２（Ａ）に示すような２次元の形態で格納される。このとき、各トーンに対する受信信号Ｙは、前述したようにＮ_ａｎｔ×１の列ベクトルである。ここで、Ｎ_ａｎｔは、受信アンテナの個数を表す。
上述の図１１のようなサブチャネル構造を使用するシステムで、隣接セル干渉を除去するための干渉除去器（図６）について説明する。

図６を参照すると、相関行列演算器６００は、プリアンブルチャネル推定器９０８またはパイロットチャネル推定器９１０からのチャネル係数（
）とサブチャネル抽出機９０６からのパイロットトーン受信信号（Ｙ）を用いて、下記の数式１６及び数式１７の通りに相関行列（Ｒ）を演算する。ここで、ＭＡＰ信号から干渉を除去する場合、前記チャネル係数はプリアンブルチャネル係数（

）となり、一方、データ領域のデータ信号から干渉を除去する場合には、前記チャネル係数は、パイロットチャネル係数（
）となる。

ここで、Ｎは、ＭＡＰ信号内に存在するパイロットトーンの個数を表す。

ここで、ｓはＰＵＳＣスロットインデックスを示し、ｐはクラスタ内パイロットインデックスを示す。

上記の数式１６と数式１７で、一般のＭＭＳＥ方式と異なるところは、受信信号から、復調しようとする信号の値（平均チャネル値）を減算することである。受信信号から求める信号を減算することで、雑音及び干渉だけを残すことができる。すなわち、雑音及び干渉信号の相関度平均を求めることで、フィルタの収斂速度を増加させることができる。

フィルタ係数演算器６０２は、プリアンブルチャネル推定器９０８またはパイロットチャネル推定器９１０で推定されたチャネル係数（
）と相関行列演算器６００からの相関行列（Ｒ）を用いて、フィルタ係数を演算する。ここで、プリアンブルチャネル係数を用いるときは、フィルタ係数を一回だけ演算すればよいが、データ領域のパイロットのチャネル係数を用いるときは、反映されるフィルタ係数の周期によって、演算回数は変動し得る。図１２（Ｂ）で、スロットごとにフィルタ係数を反映するのであれば、総３個のフィルタ係数を演算する必要がある。フィルタ係数は、下記の数式１８の通りに演算される。

干渉除去フィルタ６０４は、フィルタ係数演算器６０２からのフィルタ係数（Ｗ）を用いて、受信信号から干渉信号を除去して出力する。これを式で表すと下記の数式１９のように表すことができる。

図１３は、本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の全般的な動作手順を示す図面である。ここで、受信機は、端末の受信機と仮定する。

図１３に示すように、まず受信機は、ステップ１３０１で、受信信号からフレームの開始を検出する。フレームの開始が検出されると、受信機は、ステップ１３０３で、フレームの前部分で受信されるプリアンブル信号を用いてチャネルを推定する。例えば、受信機は、プリアンブル信号が存在する副搬送波（パイロットトーン）に対して無線チャネル応答を求め、周波数軸に線形補間して全体周波数帯域に対する無線チャネル応答を求める。そして、受信機は、前記全体周波数帯域に対する無線チャネル応答を平均して、プリアンブルチャネル係数（
）を獲得する。

その後、受信機は、ステップ１３０５で、前記プリアンブルの次に位置するＭＡＰ信号を受信信号から抽出する。すなわち、受信機は、受信信号をＯＦＤＭ復調した周波数領域のデータから、ＭＡＰ信号を抽出する。そして、受信機は、ステップ１３０７で、前記プリアンブルチャネル係数と予め定められたトーン（パイロットトーン）の受信信号を用いて、相関行列（Ｒ）を計算し、該相関行列（Ｒ）と前記プリアンブルチャネル係数を用いて、ＭＭＳＥフィルタ係数を計算する。ここで、相関行列（Ｒ）は、前記数式１６の通りに計算されることができ、また、ＭＭＳＥフィルタ係数（Ｗ）は前記数式１８の通りに計算されることができる。

このように、ＭＭＳＥフィルタ係数を算出した後、受信機は、ステップ１３０９で、当該フィルタ係数が設定されたＭＭＳＥフィルタを用いて、ＭＡＰ信号から干渉信号を除去する。そして、受信機は、ステップ１３１１で、当該干渉除去済みＭＡＰ信号を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及び復号（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）して、ＭＡＰ情報を復元する。ここで、ＭＡＰ情報は、ダウンリンク及びアップリンクに対する資源割当情報を含んでいる。

ＭＡＰ情報を復元した後、受信機は、ステップ１３１３で、受信信号（データ領域の受信信号）から、パイロット信号とデータ信号を区分して抽出する。ここで抽出されるパイロット信号とデータ信号は、ＭＡＰ情報が指定する領域（または資源）の信号である。その後、受信機は、ステップ１３１５で、当該抽出されたパイロット信号を用いてチャネルを推定する。例えば、受信機は、抽出されたパイロット信号に対するチャネル応答を求め、周波数軸上に線形補間して、パイロット信号がマッピングされない副搬送波（データトーン）に対するチャネル応答を求める。そして、所定時間区間単位（例えば、スロット単位）で平均して、パイロットチャネル係数を獲得する。

その後、受信機は、ステップ１３１７で、前記パイロットチャネル係数と予め定められたトーン（パイロットトーン）の受信信号を用いて、相関行列（Ｒ）を計算し、さらに、当該相関行列（Ｒ）と前記パイロットチャネル係数を用いて、ＭＭＳＥフィルタ係数（Ｗ）を計算する。ここで、相関行列（Ｒ）は、前記数式１７の通りに計算され、ＭＭＳＥフィルタ係数（Ｗ）は前記数式１８の通りに計算されることができる。

このように、ＭＭＳＥフィルタ係数を算出した後、受信機は、ステップ１３１９で、当該フィルタ係数が設定されたＭＭＳＥフィルタを用いて、データ信号から干渉信号を除去する。そして、受信機は、ステップ１３２１で、干渉が除去されたデータ信号を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及び復号（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）して、ユーザ情報を復元する。

以上、本発明の詳細な説明では、具体的な実施例について説明したが、本発明の範囲から逸脱しない限度内で、様々な変形が可能であることは明白である。例えば、前述した実施例では、特定サブチャネル構造について説明したが、本発明は、Ｂ−ＡＭＣサブチャネル及びＰＵＳＣサブチャネル構造以外に、他のサブチャネル構造にも同様に適用されることができる。また、ＣＩＮＲ、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）、ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）は類似する概念の用語であって、狭帯域雑音推定のためにＣＩＮＲの他に、ＳＮＲ、ＳＩＮＲなどが計算されることができる。したがって、本発明の範囲は、説明された実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲、及び特許請求の範囲と均等なものにより定められるべきである。

多重セル基盤の広帯域無線接続システムを概略的に示す図面である。 多重セル基盤の広帯域無線接続システムにおける隣接セル干渉を周波数軸に示す図面である。 本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の構成を示す図面である。 広帯域無線接続システムにおけるＢ−ＡＭＣサブチャネル構造を示す図面である。 広帯域無線接続システムにおける３スロットＢ−ＡＭＣサブチャネル構造を示す図面である。 本発明の実施例によるＭＭＳＥ干渉除去器の構成を示す図面である。 本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の動作手順を示す図面である。 本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおけるダウンリンクフレーム構造を示す図面である。 本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の構成を示す図面である。 プリアンブルの周波数軸特性を示す図面である。 本発明による広帯域無線接続システムにおけるＰＵＳＣサブチャネル構造を示す図面である。 本発明による広帯域無線接続システムにおける２スロットＰＵＳＣサブチャネル及び３スロットＰＵＳＣサブチャネル構造を示す図面である。 本発明の実施例による広帯域無線接続システムにおける受信機の全般的な動作手順を示す図面である。 本発明に従って狭帯域雑音（ＣＩＮＲ）が使用される際に、獲得される性能利得を示すグラフである。

Claims (42)

1. 無線通信システムにおける受信装置であって、
   目的とする信号（ｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ）を推定する推定器と、
   受信信号から前記推定された目的とする信号を除去し、該除去の済んだ信号の相関行列を算出する第１演算器と、
   前記相関行列を用いて干渉除去を行う第２演算器と、を含み、
   前記第２演算器は、前記相関行列と前記目的とする信号のチャネル係数を用いて、フィルタ係数を算出するフィルタ係数演算器と、前記フィルタ係数を用いて、データトーン受信信号から干渉信号を除去する干渉除去フィルタと、を含み、
   前記相関行列（Ｒ）と前記フィルタ係数（Ｗ）のうち少なくとも一つを用いて、狭帯域雑音を推定する雑音推定器をさらに含むことを特徴とする受信装置。
2. 前記第２演算器は、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）基盤の干渉除去を行うことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記推定器は、前記目的とする信号の平均チャネル係数を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記受信信号は、パイロットトーン信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
5. 前記相関行列（Ｒ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
   
   ここで、Ｎは、伝送単位内に存在するパイロットトーンの個数を示し、Ｙｎは、ｎ番目のパイロットトーンの受信信号を示し、上添え字Ｈは、エルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、
   は、前記伝送単位に対する平均チャネル係数を示す。
6. 前記伝送単位は、少なくとも一つのトーンと少なくとも一つのＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルで構成されることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記フィルタ係数（Ｗ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
   
   ここで、
   は目的とする信号のチャネル係数を示し、上添え字Ｈは、エルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、Ｒは相関行列を示す。
8. 前記第２演算器からの干渉除去の済んだ信号を前記狭帯域雑音を用いて復調して、ＬＬＲを生成するＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｒａｔｉｏ）演算器と、
   前記ＬＬＲ演算器からのＬＬＲを復号化して、情報ビット列を復元する復号器と、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
9. 前記雑音推定器は、次の数式の通りに狭帯域雑音（ＣＩＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
   
   ここで、Ｗはフィルタ係数を示し、Ｒは相関行列を示し、Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、Ｃは信号の大きさを示し、Ｉは干渉の大きさを示し、Ｎは雑音の大きさを示す。
10. 前記雑音推定器は、次の数式の通りに狭帯域雑音（ＣＩＮＲ）を推定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
    
    ここで、Ｗはフィルタ係数を示し、Ｈは目的とする信号のチャネル係数を示し、Ｃは信号の大きさを示し、Ｉは干渉の大きさを示し、Ｎは雑音の大きさを示す。
11. プリアンブル信号のチャネル係数を推定するプリアンブルチャネル推定器と、
    受信信号から制御チャネル信号を抽出する抽出機と、
    前記制御チャネル内特定受信信号から前記プリアンブル信号のチャネル係数を減算し、前記減算された信号の相関行列を算出する第３演算器と、
    前記第３演算器からの相関行列を用いて、前記制御チャネル信号に対してＭＭＳＥ基盤の干渉除去を行う第４演算器と、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
12. 前記プリアンブルチャネル推定器は、プリアンブル信号が存在するトーンの平均チャネル係数を算出することを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
13. 前記制御チャネル信号は、前記プリアンブル信号の次に受信されるＭＡＰ信号であることを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
14. 前記特定受信信号は、パイロットトーン信号であることを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
15. 前記第４演算器は、
    前記相関行列と前記プリアンブル信号のチャネル係数を用いて、フィルタ係数を算出するフィルタ係数演算器と、
    前記フィルタ係数を用いて、前記制御チャネル信号から干渉信号を除去する干渉除去フィルタと、を含むことを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
16. 前記第３演算器は、相関行列（Ｒ）を次の数式の通りに算出することを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
    
    ここで、Ｎは制御チャネル信号内に存在するパイロットトーンの個数を示し、Ｙｎは、制御チャネル内のｎ番目のパイロットトーンの受信信号を示し、上添え字Ｈは、エルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、
    はプリアンブル信号のチャネル係数を示す。
17. 前記フィルタ係数（Ｗ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項１５に記載の受信装置。
    
    ここで、
    はプリアンブル信号のチャネル係数を示し、上添え字Ｈは、エルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、Ｒは相関行列を示す。
18. 無線通信システムにおける受信装置であって、
    プリアンブル信号のチャネル係数を推定する第１チャネル推定器と、
    データ領域から受信されるパイロット信号のチャネル係数を推定する第２チャネル推定器と、
    特定トーンの受信信号から前記プリアンブルチャネル係数または前記パイロット信号のチャネル係数を減算した信号を自己相関して、相関行列を算出し、データトーンの受信信号に対して前記相関行列を用いて、ＭＭＳＥ基盤の干渉除去を行う干渉除去器と、
    前記干渉除去器のフィルタ係数を用いて、狭帯域雑音を推定する雑音推定器と、
    前記干渉除去器からの干渉除去の済んだ信号を、前記狭帯域雑音を用いて復調して、ＬＬＲを生成するＬＬＲ演算器と、
    を含むことを特徴とする受信装置。
19. 前記干渉除去器は、前記データトーンの受信信号が制御チャネル信号である場合、前記プリアンブル信号のチャネル係数を用いて前記相関行列を算出し、前記データトーンの受信信号がデータ領域の信号である場合、前記パイロット信号のチャネル係数を用いて前記相関行列を計算することを特徴とする請求項１８に記載の受信装置。
20. 前記相関行列（Ｒ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項１８に記載の受信装置。
    
    ここで、Ｎは復調しようとする領域内に存在するパイロットトーンの個数を示し、Ｙｎはｎ番目のパイロットトーンの受信信号を示し、上添え字Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、
    はチャネル係数を示す。
    
21. 前記狭帯域雑音（ＣＩＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）は、次の数式の通りに推定されることを特徴とする請求項１８に記載の受信装置。
    
    ここで、ＷはＭＭＳＥフィルタの係数を示し、Ｈはチャネル係数を示し、Ｃは信号の大きさを示し、Ｉは干渉の大きさを示し、Ｎは雑音の大きさを示す。
22. 無線通信システムにおける受信方法であって、
    目的とする信号（ｄｅｓｉｒｅｄ ｓｉｇｎａｌ）を推定する過程と、
    受信信号から前記推定された目的とする信号を除去し、該除去の済んだ信号の相関行列を算出する過程と、
    前記相関行列を用いて干渉除去を行う過程と、を含み、
    前記干渉除去は、前記相関行列と前記目的とする信号のチャネル係数を用いて、フィルタ係数を算出する過程と、前記フィルタ係数を用いて、データトーン受信信号から干渉信号を除去する過程と、を含み、
    前記相関行列（Ｒ）と前記フィルタ係数（Ｗ）のうち少なくとも一つを用いて、狭帯域雑音を推定する過程をさらに含むことを特徴とする受信方法。
23. 前記干渉除去過程で、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）基盤の干渉除去を行うことを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
24. 前記推定過程で、前記目的とする信号の平均チャネル係数を推定することを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
25. 前記受信信号は、パイロットトーンの信号であることを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
26. 前記相関行列（Ｒ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
    
    ここで、Ｎは、伝送単位内に存在するパイロットトーンの個数を示し、Ｙｎはｎ番目のパイロットトーンの受信信号を示し、上添え字Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、
    は前記伝送単位に対する平均チャネル係数を示す。
27. 前記伝送単位は、少なくとも一つのトーンと少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルで構成されることを特徴とする請求項２６に記載の受信方法。
28. 前記フィルタ係数（Ｗ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
    
    ここで、
    は目的とする信号のチャネル係数を示し、上添え字Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、Ｒは相関行列を示す。
29. 前記第２演算器からの干渉除去の済んだ信号を、前記狭帯域雑音を用いて復調して、ＬＬＲを生成する過程と、
    前記生成されたＬＬＲを復号して、情報ビット列を復元する過程と、をさらに含むことを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
30. 前記狭帯域雑音（ＣＩＮＲ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
    
    ここで、Ｗはフィルタ係数を示し、Ｒは相関行列を示し、Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、Ｃは信号の大きさを示し、Ｉは干渉の大きさを示し、Ｎは雑音の大きさを示す。
31. 前記狭帯域雑音（ＣＩＮＲ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
    
    ここで、Ｗはフィルタ係数を示し、Ｈは目的とする信号のチャネル係数を示し、Ｃは信号の大きさを示し、Ｉは干渉の大きさを示し、Ｎは雑音の大きさを示す。
32. プリアンブル信号のチャネル係数を推定する過程と、
    受信信号から制御チャネル信号を抽出する過程と、
    前記制御チャネル内特定受信信号から前記プリアンブル信号のチャネル係数を減算し、前記減算された信号の相関行列を算出する過程と、
    前記算出された相関行列を用いて、前記制御チャネル信号に対してＭＭＳＥ基盤の干渉除去を行う過程と、をさらに含むことを特徴とする請求項２２に記載の受信方法。
33. 前記プリアンブルチャネル推定は、さらに、プリアンブル信号が存在するトーンの平均チャネル係数を算出することを特徴とする請求項３２に記載の受信方法。
34. 前記制御チャネル信号は、前記プリアンブル信号の次に受信されるＭＡＰ信号であることを特徴とする請求項３２に記載の受信方法。
35. 前記特定受信信号は、パイロットトーンの信号であることを特徴とする請求項３２に記載の受信方法。
36. 前記干渉除去は、
    前記相関行列と前記プリアンブル信号のチャネル係数を用いて、フィルタ係数を算出する過程と、
    前記フィルタ係数を用いて、前記制御チャネル信号から干渉信号を除去する過程と、を含むことを特徴とする請求項３２に記載の受信方法。
37. 前記相関行列（Ｒ）を次の数式の通りに算出することを特徴とする請求項３２に記載の受信方法。
    
    ここで、Ｎは制御チャネル信号内に存在するパイロットトーンの個数を示し、Ｙｎは、制御チャネル内のｎ番目のパイロットトーンの受信信号を示し、上添え字Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、
    はプリアンブル信号のチャネル係数を示す。
38. 前記フィルタ係数（Ｗ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項３６に記載の受信方法。
    
    ここで、
    はプリアンブル信号のチャネル係数を示し、上添え字Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、Ｒは相関行列を示す。
39. 無線通信システムにおける受信方法であって、
    プリアンブル信号のチャネル係数を推定する過程と、
    データ領域から受信されるパイロット信号のチャネル係数を推定する過程と、
    特定トーンの受信信号から前記プリアンブルチャネル係数または前記パイロット信号のチャネル係数を減算した信号を自己相関して、相関行列を算出する過程と、
    データトーンの受信信号に対して、前記相関行列を用いてＭＭＳＥ基盤の干渉除去を行う過程と、
    前記ＭＭＳＥ基盤の干渉除去フィルタの係数を用いて、狭帯域雑音を推定する過程と、
    前記干渉除去の済んだ前記狭帯域雑音を用いて復調して、ＬＬＲを生成する過程と、
    を含むことを特徴とする受信方法。
40. 前記相関行列算出過程は、
    前記データトーンの受信信号が制御チャネル信号である場合、前記プリアンブル信号のチャネル係数を用いて前記相関行列を算出する過程と、
    前記データトーンの受信信号がデータ領域の信号である場合、前記パイロット信号のチャネル係数を用いて前記相関行列を計算する過程と、を含むことを特徴とする請求項３９に記載の受信方法。
41. 前記相関行列（Ｒ）は、次の数式の通りに算出されることを特徴とする請求項３９に記載の受信方法。
    
    ここで、Ｎは復調しようとする領域内に存在するパイロットトーンの個数を示し、Ｙｎはｎ番目のパイロットトーンの受信信号を示し、上添え字Ｈはエルミート転置（Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示し、
    はチャネル係数を示す。
42. 前記狭帯域雑音（ＣＩＮＲ）は、次の数式の通りに推定されることを特徴とする請求項３９に記載の受信方法。
    
    ここで、ＷはＭＭＳＥフィルタのチャネル係数を示し、Ｈはチャネル係数を示し、Ｃは信号の大きさを示し、Ｉは干渉の大きさを示し、Ｎは雑音の大きさを示す。