JP2002527927A - Ｒａｋｅ受信機の混信除去方法およびその装置 - Google Patents

Ｒａｋｅ受信機の混信除去方法およびその装置

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Abstract

(57)【要約】 受信拡散スペクトル信号をするためのシステムと方法について説明する。チャンネル推定値と障害相関推定値の両方を利用して逆拡散を行うことができる。関連する遅延時にのみ動作することによって省電力に役立つ逆拡散機構と併せて、関連の遅延を選択するための技術についても説明する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （背景） 商業用途に利用可能な無線スペクトルが増し、携帯電話が普及するに従って無
線通信は驚異的な速度で拡大している。例えば、米国において無線電話サービス
はセルラ（８００ＭＨｚ）とＰＣＳ（１９００ＭＨｚ）の両バンドで提供されて
いる。
【０００２】 さらに現在、アナログ通信からディジタル通信へ発展しつつある。通話は一連
のビットによって表され、変調された後、基地局から電話へ送信される。電話機
は受信波形を復調してビットを復元し、それらビットを通話に戻す。また、ディ
ジタル通信を必要とする電子メールやインターネットアクセスなどのデータサー
ビスに対する要求も増大している。
【０００３】 デジタル通信システムには多くのタイプがある。異なるキャリア周波数に対応
する複数の無線チャンネルにスペクトルを分割するために、周波数分割多重アク
セス（ＦＤＭＡ）が従来から使用されている。これらのキャリアはさらに、Ｄ−
ＡＭＰＳ、ＰＤＣ、ＧＳＭ等のデジタルセルラ方式で行われる時分割多重アクセ
ス（ＴＤＭＡ）では時間スロットに分割される。一方、無線チャンネルが十分広
い場合には、拡散スペクトル技術と符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）を用いること
により、複数のユーザが同じチャンネルを使用することができる。
【０００４】 ＣＤＭＡシステムでは一般にダイレクトシーケンス（ＤＳ）拡散スペクトル変
調が使用され、各情報シンボルは多数の「チップ」によって表される。１つのシ
ンボルを複数のチップで表すと、一般に後者の送信には広い帯域幅を必要とする
ので、「拡散」が生じる。このチップシーケンスは拡散コードまたは署名シーケ
ンスと呼ばれる。受信機側では、一般に拡散コードと共役関係（ｃｏｎｊｕｇａ
ｔｅ）にある逆拡散コードを使用して受信信号を逆拡散する。ＤＳ ＣＤＭＡ規
格の例として、ＩＳ−９５とＪ−ＳＴＤ−００８がある。
【０００５】 ＤＳ ＣＤＭＡシステムの場合、一般にコヒーレントＲＡＫＥ受信が利用され
る。受信信号はチップシーケンスとの相関によって逆拡散され、チャンネル係数
推定値の共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）によって逆拡散値が重み付けされて、チャ
ンネルの位相回転が取り除かれ、ソフト値または信頼値（ｃｏｎｆｉｄｅｎｃｅ
ｖａｌｕｅ）を示すために振幅の重み付けが行われる。マルチパス伝播が存在
するとき、振幅は著しく変化することがある。また、マルチパス伝播によって時
間分散が生じることがあり、その結果として、受信する信号に複数のレゾルバブ
ルエコー（ｒｅｓｏｌｖａｂｌｅ ｅｃｈｏｅｓ）が生ずる。それぞれ異なるエ
コーに対して相関器が調整される。逆拡散値は重み付けの後、合算される。この
重み付けと合算操作は一般にＲＡＫＥ合成と呼ばれる。
【０００６】 典型的なディジタル通信システム１００が図１に示される。送信機１０１にデ
ジタルシンボルが送られ、送信機は伝送媒体あるいはチャンネル（例えば、無線
チャンネル）に適した表現にシンボルをマッピングし、アンテナ１０２を通して
信号を伝送媒体に接続する。送信信号はチャンネル１０３を介して送られ、アン
テナ１０４で受信される。受信信号は受信機１０５に送られる。受信機１０５は
無線プロセッサ１０６、ベースバンド信号プロセッサ１１０、後処理ユニット１
１２を含む。
【０００７】 無線プロセッサは所望のバンドおよび所望のキャリア周波数に同調し、増幅、
混合、フィルター処理によって信号をベースバンドまで落す。信号は、どこかの
時点でサンプリングおよび量子化され、最終的に一連のベースバンド受信サンプ
ルが得られる。元の無線信号には、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）成分が含まれる
ため、一般にベースバンドサンプルにもＩ成分およびＱ成分が含まれ、複素ベー
スバンドサンプルとなる。
【０００８】 ベースバンドプロセッサ１１０は、送信されたデジタルシンボルを検出するの
に使用される。ベースバンドプロセッサはまた、検出されたシンボル値の尤度に
関する情報を表すソフト情報を生成することもできる。
【０００９】 後処理ユニット１１２は特定の通信用途に大きく依存する機能をもつ。例えば
、後処理ユニットはソフト検出値を用いてフォワード誤り訂正デコーディングま
たは誤り検出デコーディングを行うことができる。また、後処理ユニットはスピ
ーチデコーダを用いてデジタルシンボルをスピーチに変換することができる。
【００１０】 同期検波では、送信機、チャンネル、無線プロセッサ等によるシンボルに対す
る変調方式を推定する必要がある。前述のように、マルチパス伝播の結果、伝送
媒体は信号の位相および振幅変化をもたらす。また、信号が分散されることがあ
り、その場合、複数の信号エコーが現れ、各エコーは複素チャンネル係数で表さ
れる位相および振幅をもつ。また、各エコーは関連する遅延をもつ。同期復調に
は、これら遅延および係数の推定が必要である。通常、チャンネルは各チャンネ
ル係数に異なる遅延を割当てた状態の離散的なビームとしてモデル化される。
【００１１】 従来のベースバンドプロセッサ（２００）を図２に示す。これは典型的なコヒ
ーレントＲＡＫＥ受信機における標準ベースバンドプロセッサである。ベースバ
ンド信号が相関器２０２のバンクに供給されて、受信信号の異なる遅延と逆拡散
コードとの相関が求められ、逆拡散値と呼ばれる相関が得られる。例えば、大き
い逆拡散値を与える遅延を検知することで遅延を推定する既知の方法によって、
チャンネル遅延推定器２０４が遅延を生成する。それぞれ異なる遅延に対応する
各逆拡散値は、合成器２０６において重み付け和を用いて合成される。重み値は
、チャンネル係数推定器２０８から得られるチャンネル係数推定値の共役（ｃｏ
ｎｊｕｇａｔｅｓ）である。例えば、チャンネル係数を得るためにパイロット信
号との相関を使用することができる。
【００１２】 簡単な例として、１シンボル区間におけるチップスペースの受信ベースバンド
サンプルをｒ（ｋ）で表す。これらサンプルは下記のようにモデル化される。 ただし、ｂは送信シンボル、ｃ0とｃ1はチャンネル係数、遅延は０と１チップ区
間、ｓ（ｋ）はシンボル拡散用のチップシーケンス、ｗ（ｋ）は障害（ｉｍｐａ
ｉｒｍｅｎｔ）（雑音＋混信）サンプルのシーケンスである。
【００１３】 相関器バンクからは２つの逆拡散値が生成され、２つのビームに対応してｘ0
とｘ1で表される。これらは次のように表される。 ただし、上付き文字「＊」は複素共役、Ｌは逆拡散ファクタを表す。説明の目的
でＬによる除算を示したが、実際には、除算省略の場合にまで結果を拡張する方
法が知られている。
【００１４】 合成器は、情報シンボルに対応する検出統計値を生成するために、チャンネル係
数の推定値 および を使用して２つの逆拡散値を合成する。これは次のように表すことができる。 ｚに最も近いシンボル値から検出値 が得られる。ＢＰＳＫ変調では、ｂが＋１か−１のどちらかであるので、ｚの符
号から検出値が得られる。
【００１５】 標準のアプローチによって、チャンネル係数を個別に推定することができる。
例えばｃ0の最少２乗平均（ＬＭＳ）推定の場合、シンボル区間を指示するイン
デックスをｎとし、次の式を用いて時変推定値 が得られる。 ただし、μはＬＭＳステップサイズである。また、 は検出シンボル値である。
【００１６】 障害サンプル間に相関がない場合、従来のコヒーレントＲＡＫＥ受信機が最適
であることを証明することができる。しかし、セルラ通信方式では、自身の基地
局および他の基地局からの混信が障害サンプルに含まれる。送信機では通常、こ
の混信はノイズ性のものである。しかし、受信機では、この混信は分散的チャン
ネルを通過し、相関性が生じる。したがって、Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙによる 「Ｏ
ｐｔｉｍｉｚｉｎｇ ｔｈｅ Ｒａｋｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｔｈｅ
ＣＤＭＡ ｄｏｗｎｌｉｎｋ，」 Ｐｒｏｃ．４３rdＩＥＥＥ Ｖｅｈ． Ｔｅ
ｃｈｎｏｌ． Ｃｏｎｆ． （ＶＴＣ ’９３）， Ｓｅｃａｕｃｕｓ， ＮＪ
， Ｍａｙ １８−２０， １９９３に記述されているように、セルラ方式では
、障害サンプルは相互に相関関係をもち、従来のＲＡＫＥ受信機はもはや最適と
は言えない。
【００１７】 Ｄｅｎｔ他に付与された米国特許Ｎｏ．５、５７２、５５２に、この問題を解
決するアプローチが記載されている。重み付け形式の組み合わせに関する考察が
ある。まず、ＩＩＲフィルタリングアプローチでは、逆拡散値の重み付け組み合
わせと他の検出統計値の重み付け組み合わせとを使用して検出統計値が形成され
る。次に、ＦＩＲアプローチが提案されている。ＩＩＲおよびＦＩＲの両アプロ
ーチとも、各基地局から受信機までのチャンネル応答の推定と、雑音および混信
パワーレベルとの推定に依存する。これは多重の推定過程を必要とするので複雑
さが増加する。最後のアプローチは純粋に適応型スキームであって、判定帰還を
用いて重み付けの組み合わせを直接的にトラッキングする。しかし、これらアプ
ローチは収束までに時間がかかり、変化に対するトラッキングが必ずしも十分で
はない。したがって、改良された重み付け計算の組み合わせが必要である。
【００１８】 次に、遅延推定あるいは相関器プレースメント（ｐｌａｃｅｍｅｎｔ）を考察
する。前述の特許では、チャンネル応答、雑音パワー、混信パワーの各推定値に
依存するタッププレースメントのために、ＳＮＲ評価基準が用いられる。これも
また、様々な量を推定する必要があって、複雑さが増加する。したがって、相関
器プレースメントの複雑さを軽減するようなアプローチが必要である。
【００１９】 （発明の概要） 本発明では分散的チャンネルによる有色化混信を除去するために、ＲＡＫＥフ
ィンガー間における適応白色化動作によって前述の問題を解決する。前述のアプ
ローチと比較して、このアプローチは推定する量が少ないため、雑音および混信
を１つの障害過程にまとめて、そのタップ位置間の相関を推定する。 付図にしたがって以下に発明の特徴と利点を述べる。
【００２０】 （詳細説明） 無線通信では、送信機はアンテナから電磁波を送信し、媒体は無線伝播環境で
あり、受信機は１個以上のアンテナを使って送信信号を復元する。本発明は無線
通信に関する文脈で記述されるが、そのシステムに限定するものではない。本発
明は有線通信や磁気記憶装置システムにも適用できる。そのような用途において
は、無線プロセッサは、送信または記憶媒体からデータを抽出する装置として一
般化される。
【００２１】 本発明では、異なる相関器上の障害（雑音プラス混信）には一般に相関性があ
るという事実を受信機で利用する。この相関を推定して合成過程で利用する。そ
の結果、冗長な混信成分が除去される。本質的に、白色化動作（冗長混信成分除
去）が行われる。
【００２２】 本発明によるベースバンドプロセッサ３００を図３に示す。全体的に同一要素
には同一参照符号が使用される。ベースバンド信号は相関器２０２のバンクに供
給され、受信信号のそれぞれ異なる遅延と拡散コードの相関が求められる。遅延
は相関器プレースメント推定器３０４から供給される。それぞれ異なる遅延に対
応する各逆拡散値は修正合成器３０６で合成される。修正合成器３０６は、チャ
ンネル係数推定器２０８からのチャンネル係数推定値と障害相関推定器３１０か
らの障害相関推定値とを用いて逆拡散値を合成し、検出シンボル出力を生成する
。
【００２３】 障害相関推定器３１０は、それぞれ異なる相関器出力の障害間の相関を推定す
る。ここに引用として包含されるＢｏｔｔｏｍｌｅｙによる米国特許Ｎｏ．５、
６８０、４１９で開示されているように、混信相殺のためにＭＬＳＥ受信では以
前から、それぞれ異なるアンテナ信号間の障害相関が利用されている。本発明で
は、同じアンテナ信号からの異なる逆拡散値間の相関をＲＡＫＥ受信機で利用す
る。
【００２４】 障害相関を推定するためのこのアプローチはＢｏｔｔｏｍｌｅｙの特許に記載
されたアプローチと類似しているが、それぞれ異なるアンテナからの受信サンプ
ルの代わりに同一アンテナからの逆拡散値を使用するところが異なる。例えば、
それぞれ異なる相関器に対してエラー信号を使用することができる。２ビームの
例を挙げると、これらのエラー信号は以下のようになる。 ただし、 は検出されたシンボル値である。パイロットシンボルが使用されている場合は、
既知の値を使用することができる。パイロットチャンネルが使用されていれば、
有効シンボル値が存在し、通常は＋１である。
【００２５】 シンボル区間をｎとして誤り信号をベクトルｅ（ｎ）にまとめると、障害相関
マトリクス推定値 は下記式を用いて更新することができる。 ただし、上付き文字「Ｈ」はエルミート転置を表す。なお、Ｒ（ｎ）はエルミー
ト式、すなわち、 であって、対角線のみと、非対角線三角形の一方（上または下側）を推定、更新
する必要がある。２ビームの例では、Ｒマトリクスは次のようになる。 ただし、ρ00、ρ11は実数（虚数部はゼロ）である。なお、合成時にはこの行列
の逆行列が使用される。逆行列は周知の行列反転補題（ｍａｔｒｉｘ ｉｎｖｅ
ｒｓｉｏｎ ｌｅｍｍａ）を用いて直接更新することができる。「障害相関」は
、相関をだけでなく、他の関連量、例えば逆相関行列を指すときにも使用される
。
【００２６】 そして、検出統計値を生成する場合、修正合成器３０６がチャンネル係数と障
害相関の両方を使用して逆拡散値を合成することになる。合成動作は次の式で表
すことができる。 ただし、チャンネル係数はベクトルにまとめられている。この検出統計値をさら
に処理することにより、検出シンボル値を得ることができる。また、これは新た
な処理用のソフト値として使用することができる。
【００２７】 合成は様々な方法で実行することができる。逆拡散値は、最初に障害相関行列
で合成し、次にチャンネル係数で合成することができる。あるいは、チャンネル
係数と障害相関をあらかじめ合成して、下記の重みを生成することもできる。 そうすれば、検出統計値を下記のように表すことができる。 また、障害相関行列推定値およびチャンネル係数推定値の結合を同時に実行する
こともできる。２ビームの例では、これを次のように表すことができる。 ただし、 とする。
【００２８】 また、平方根因数分解（ｓｑｕａｒｅ−ｒｏｏｔ ｆａｃｔｏｒｉｚａｔｉｏ
ｎ）によって逆障害相関行列推定値を因数分解することも可能であって、２つの
因数が得られる。 したがって、結合動作を次のように表すことができる。 ただし、 とする。逆拡散ベクトルとＱの乗算によって障害は白色化されるが、総合的なチ
ャンネル応答は変化する。その結果、チャンネル係数の変更も必要になる。
【００２９】 平方根行列Ｑは障害相関の別形式であって、その推定およびトラッキングは平
方根カルマンフィルタリングに基づいて行うことができる。検出に使用される逆
拡散値およびチャンネル係数推定に使用される逆拡散値を最初に白色化すること
ができる。白色化された逆拡散値に適用された標準のチャンネル係数推定によっ
てｇが得られる。別の方法として、上述のように、まずチャンネルをトラッキン
グして、次にチャンネル係数推定値の平方根を求めることもできる。
【００３０】 相関器プレースメントユニット３０４の動作には、従来の遅延推定アプローチ
を使うことができる。例えば、１９９８年１月１２日付けでファイルされ、係属
中の米国特許出願Ｎｏ．０９／００５、５８０「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｄｅｌａｙ
Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｓｐｒｅ
ａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ」で開示されたアプローチをユニット
３０４に適用することができる。なお、上記出願は全体的に引用としてここに包
含される。別の方法として、上記係属中出願におけるアプローチの修正、例えば
障害相関行列の推定値を含むように測定基準（ｍｅｔｒｉｃｓ）を修正した別の
アプローチを相関器プレースメントユニット３０４に適用することもできる。
【００３１】 そのようなアプローチの一例を図４に示す。スタートブロック４０２からプロ
セスが開始する。ステップ４０４では、それぞれ異なる遅延に対応する各逆拡散
値を生成し記憶する。ステップ４０６では、仮設のタップ位置または遅延を生成
する。ステップ４０８では、この遅延セットに対応する測定基準を計算する。ス
テップ４１０では、その測定基準と前測定基準を比較する。測定基準が良ければ
、新しい最適測定基準として記憶し、それに対応する遅延組み合わせも記憶する
。ステップ４１２では、すべての遅延組み合わせが終了したか否かを決定する。
終了していなければ、ステップ４０６で次の組み合わせを調べる。終了していれ
ば、その遅延推定値を最良測定基準に対応する組み合わせとして採用し、ステッ
プ４１８でプロセスを終了する。
【００３２】 主な相違は測定基準の計算方法にある。測定基準計算ステップ４０８は図５で
さらに細分される。遅延組み合わせに関しては、ステップ５０２で標準のアプロ
ーチを使用して１セットのチャンネル係数を推定する。これらのチャンネル係数
は送信、媒体、受信フィルタの各応答に対応する「複合」チャンネル係数である
べきである。Ｓｏｕｒｏｕｒ他による前記係属中の米国特許出願に記述されてい
るように、送信応答や受信フィルタ応答に関する情報の形をとるサイド情報を用
いて推定を改良することが可能である。ステップ５０４では、前述のアプローチ
を利用して障害相関を推定する。最後にステップ５０６では、チャンネル係数推
定値と障害相関推定値の両方を用いて測定基準を計算する。好ましい測定基準は
次のように表される。 これはＳＮＲ最小感度に相当する。
【００３３】 また、１９９６年１２月２７日付けでファイルされたＢｏｔｔｏｍｌｅｙおよ
びＣｈｅｎｎａｋｅｓｈｕによる係属中の米国特許出願Ｎｏ．０８／７７３、５
６０で開示されているように、それぞれ異なるアンテナ信号間の障害相関が同期
に使われている。なお、上記出願は全体的に引用としてここに包含される。本発
明によれば、同じアンテナ信号からのそれぞれ異なる逆拡散値の相関は、ＲＡＫ
Ｅ受信機における相関器プレースメントまたは「フィンガー」プレースメントを
決定するために利用される。
【００３４】 最初に従来の遅延推定を行って、次に従来の遅延推定値の近接範囲で遅延を考
察すると好都合な場合がある。また、Ｍ個の最強ビーム遅延推定値を保持して、
残りＰ個の遅延推定値の代替値だけを考察することが望ましい場合もある。
【００３５】 図３に戻って、相関器２０２のバンクは様々な方法で実現することができる。
これは一群の積分ダンプ（ｉｎｔｅｇｒａｔｅ−ａｎｄ−ｄｕｍｐ）相関器で構
成することができる。また、単一のスライディング（ｓｌｉｄｉｎｇ）相関器を
使用して構成することもできる。この場合、相関器バンクに関連する遅延は、ス
ライディング相関器のどの出力を追加処理のために保存するかの選択に対応する
。第３のアプローチでは、図６に示される選択的禁止型スライディング相関器を
使用する。
【００３６】 遅延素子６０４ａ〜６０４ｃを含む遅延線６０２にデータサンプルが供給され
る。この例では、サンプリングレートをチップ当り２サンプル、逆拡散コード部
の長さを３と仮定する。当業者には明らかなように、本発明のこの特徴は任意の
サンプリングレートおよび逆拡散長にまで拡張することができる。また、入力サ
ンプルの生成形態に応じて遅延素子６０４ａを省略し得る場合もある。
【００３７】 遅延サンプルは、チップ除去ユニット６０８ａ〜６０８ｃおよび加算器６１０
を含む処理エンジン６０６に供給される。遅延サンプルは、チップ除去ユニット
６０８ａ〜６０８ｃに供給され、そこでサンプルから逆拡散チップ値が取り除か
れて、修正サンプルが生成される。例えば、受信サンプルと逆拡散チップ値の共
役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）との乗算が行われる。チップ値が＋１または−１であ
れば、チップ除去は単に受信サンプルの否定または非否定である。修正サンプル
は加算器６１０で合計され、逆拡散値が得られる。
【００３８】 従来のスライディング相関器と比較して処理エンジン６０６が動作上異なる点
は、処理エンジン６０６に含まれる要素の動作は選択的に禁止することが可能で
あり、逆拡散値を必要としない状況で電力の節約になることである。したがって
、チップ除去ユニット６０８ａ〜６０８ｃと加算器６１０は、動作、非動作を決
定する制御入力を備えている。
【００３９】 処理エンジン６０６は、利用される遅延に基づいて制御信号を生成する禁止ユニ
ット６１２によって制御される。基本的に、禁止制御ユニット６１２は、関連の
遅延に必要な場合のみ、逆拡散値を生成するように処理エンジン６０６に指令す
る。他のすべての遅延について、禁止制御ユニット６１２は、遅延サンプルを処
理しないように処理エンジン６０６に指令する。
【００４０】 遅延線６０２はサーキュラー（ｃｉｒｃｕｌａｒ）バッファとして効果的に実
現することができる。これによって、データサンプルの反復シフトに要する電力
消費が回避される。
【００４１】 ４個の積分ダンプ相関器からなるバンクで４つまでの遅延しか処理できないと
いう問題は、このアプローチによって解決される。また、消費電力が大きいとい
うスライディング相関器に伴う問題も、このアプローチによって解決される。ま
た、禁止制御型スライディング相関器は、従来のＲＡＫＥ合成や初期同期捕捉、
遅延トラッキングに使用することができる。
【００４２】 図３に戻って、周知のアンテナアレイ処理アプローチに基づいて他の形式の相
関合成も利用可能である。例えば障害相関推定値は逆拡散相関推定値で置換する
ことが可能であって、その場合、 行列を形成するときにエラー信号ｅはｘで置換される。このアプローチでも混信
を除去することはできるが、後続処理において前述の好ましい実施例のように適
切に「ソフト」検出統計値が機能しない。
【００４３】 本発明では、あらゆるタイプのチャンネル係数トラッキングアルゴリズムを使
用することができる。例えばＬＭＳ、ＫＬＭＳ（例えば、Ｊａｍａｌ他の「Ａｄ
ａｐｔｉｖｅ ＭＬＳＥ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｎ ｔｈｅ Ｄ−ＡＭＰ
Ｓ １９００ ｃｈａｎｎｅｌ」 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｖｅｈ． Ｔｅｃ
ｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．４６， ｐｐ．６３４−６４１、Ａｕｇｕｓｔ． １９９
７参照）、ＲＬＳ、カルマントラッキングアルゴリズムが適している。例として
チップスペースビームが使用されたが、分数スペース等、任意のスペースをもつ
ビームを使用することができる。また、パイロットシンボル部の相互間における
補間によってチャンネル係数推定を行うことができる。同様に、本発明では障害
相関推定に様々なアプローチが可能である。パイロットシンボル部の相互間で障
害相関のトラッキングあるいは補間を行うことができる。受信機量をトラッキン
グする場合、仮設シンボル値あたりのチャンネル係数推定値および障害相関推定
値を維持することによってＰＳＰ（ｐｅｒ ｓｕｒｖｉｖｏｒ ｐｒｏｃｅｓｓ
ｉｎｇ）を実行して性能を向上させることができる。
【００４４】 逆拡散値合成のための障害相関推定値を障害相関推定値と固定値の組み合わせ
とする変形アプローチが可能である。これにより、従来のアプローチ（固定値は
恒等行列）と本発明を柔軟に切り換える方法が得られる。これはまた、適応推定
値と既知の構造を切り換えるときにも使うことができる。例えば混信が非分散的
であるとき、障害は受信フィルタによってのみ有色化される。したがって、固定
行列をパルス形の自己相関値行列とし、雑音パワーの推定値でスケーリングする
ことができる。適応雑音パワー推定値でスケーリングされたパルス形の自己相関
行列を用いて「固定行列」を適応型にすることもできる。
【００４５】 本発明はマルチパスアプローチに適用することができる。データフレームに対
応する逆拡散値を記憶することができる。後処理段階では、フォワード誤り訂正
およびフォワード誤り検出デコーディングによって、誤り修正または検出するこ
とができる。その場合、再コード化によって第２パスの参照シンボルが得られ、
パラメータ推定が改善される。ここに引用として包含されるＤｅｎｔの米国特許
Ｎｏ．５，６７３，２９１にマルチパス復調に関する記述がある。
【００４６】 また、本発明は多重受信アンテナと組み合わせて使用することができる。Ｊｏ
ｎａｓ ＫａｒｌｓｓｏｎとＳａｒａ Ｍａｚｕｒによる係属中の米国特許出願
Ｎｏ．０８／９９２、１７４「Ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ
ａｃｃｅｓｓ ｍｏｂｉｌｅ ｓｔａｔｉｏｎ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ
ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ」によれば、アンテナ間障害推定値を用いて、特定の遅
延に対応する多重アンテナ逆拡散値が合成される。本発明によれば、すべてのア
ンテナからの逆拡散値が１組の逆拡散値にまとめられ、本発明にしたがって合成
される。このようにして、アンテナ間と遅延素子間の障害相関が推定され、合成
に利用される。
【００４７】 いくつかの逆拡散値グループを本発明にしたがって合成し、それらグループを
単に加算するだけで検出統計値を形成するハイブリッドアプローチが可能である
。Ｋａｒｌｓｓｏｎ他の前記出願と違って、アンテナが異なれば、グループは必
ずしも同じ遅延に対応する必要はない。
【００４８】 上記では、変調された単一トラフィックチャンネルの文脈で発明の記述を行っ
た。しかし、本発明はパイロットシンボルまたはパイロットチャンネルを使うＩ
Ｓ−９５ダウンリンク等のシステムに適用することができる。パイロットシンボ
ルを使う場合、シンボル値は既知であるから、検出値の代わりに既知のシンボル
値を用いてチャンネル係数推定および障害推定を実行することができる。パイロ
ットチャンネルの場合は、パイロットチャンネルを既知シンボル値（通常オール
＋１）の連続シーケンスとみなすことができる。したがって、これらの既知シン
ボル値を使用することが可能である。
【００４９】 当業者には明らかなように、本発明は説明の目的で記述された上記特定実施例
に限定されない。発明の範囲は、以上の記述ではなく、特許請求の範囲によって
規定され、請求項に含まれる同等物はすべて本発明に包含されるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】 一般的なディジタル通信システム。
【図２】 従来技術によるベースバンドプロセッサ。
【図３】 本発明によるベースバンドプロセッサ。
【図４】 本発明による相関器プレースメント推定過程。
【図５】 本発明による相関器プレースメント推定に使用される測定基準計算過程。
【図６】 本発明による禁止制御式スライディング相関器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｕ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ， ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，Ｌ Ｋ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ， ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，Ｔ Ｍ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ ，ＺＷ

Claims (51)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 情報シンボルに対応する検出統計値を生成する方法であって
    、 信号を受信し、その信号からデータサンプルを生成するステップと、 逆拡散値を生成するために前記データサンプルをコードに関連付けるステップ
    と、 チャンネル係数推定値を生成するためにチャンネル応答を推定するステップと
    、 障害（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ）相関推定値を生成するために前記受信信号の異
    なる遅延間の障害相関を推定するステップと、 前記チャンネル係数推定値および障害相関推定値を用いて検出統計値を生成す
    るために前記逆拡散値を合成するステップとを備えた方法。
  2. 【請求項２】 前記チャンネル応答推定ステップが更に、パイロットチャン
    ネル逆拡散値を生成するためにパイロットチャンネルに相関させるステップを含
    む請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記チャンネル応答推定ステップが更に、パイロットシンボ
    ル逆拡散値を生成するためにパイロットシンボルに相関させるステップを含む請
    求項１記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記チャンネル応答推定ステップが、シンボル値を受信する
    ステップを含む請求項１記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記シンボル値がパイロットシンボル値に対応する請求項４
    記載の方法。
  6. 【請求項６】 前記シンボル値が検出シンボル値に対応する請求項４記載の
    方法。
  7. 【請求項７】 前記シンボル値が再コード化シンボル値に対応する請求項４
    記載の方法。
  8. 【請求項８】 前記障害相関推定ステップが更に、パイロットチャンネル逆
    拡散値を生成するためにパイロットチャンネルに相関させるステップを含む請求
    項１記載の方法。
  9. 【請求項９】 前記障害相関推定ステップが更に、パイロットシンボル逆拡
    散値を生成するためにパイロットシンボルに相関させるステップを含む請求項１
    記載の方法。
  10. 【請求項１０】 前記障害相関推定ステップが更に、シンボル値を受信する
    ステップを含む請求項１記載の方法。
  11. 【請求項１１】 前記シンボル値がパイロットシンボル値に対応する請求項
    １０記載の方法。
  12. 【請求項１２】 前記シンボル値が検出シンボル値に対応する請求項１０記
    載の方法。
  13. 【請求項１３】 前記シンボル値が再コード化シンボル値に対応する請求項
    １０記載の方法。
  14. 【請求項１４】 異なる遅延間の障害相関を推定する前記ステップが更に、 チャンネル係数推定値を受信するステップを含む請求項１記載の方法。
  15. 【請求項１５】 前記逆拡散値合成ステップが更に、 重みを生成するために前記チャンネル係数推定値と前記障害相関推定値を合成
    するステップと、 前記検出統計値を生成するために前記重みと前記逆拡散値を合成するステップ
    とを含む請求項１記載の方法。
  16. 【請求項１６】 前記逆拡散値合成ステップが更に、 修正された逆拡散値を生成するために前記逆拡散値と前記障害相関推定値を合
    成するステップと、 検出統計値を生成するために前記チャンネル係数推定値と前記修正逆拡散値を
    合成するステップとを含む請求項１記載の方法。
  17. 【請求項１７】 白色化逆拡散値を生成するために前記逆拡散値と前記障害
    相関推定値とを合成する請求項１記載の方法。
  18. 【請求項１８】 異なる遅延間の障害相関を推定する前記ステップが更に、 逆障害相関行列の要素を推定するステップを含む請求項１記載の方法。
  19. 【請求項１９】 拡散スペクトル受信機であって、 信号を受信し、その信号からデータサンプルを生成する手段と、 逆拡散値を生成するために前記データサンプルをコードに関連付ける手段と、 チャンネル係数推定値を生成するためにチャンネル応答を推定する手段と、 障害相関推定値を生成するために前記受信信号の異なる遅延間の障害相関を推
    定する手段と、 チャンネル係数推定値および障害相関推定値を用いて検出統計値を生成するた
    めに前記逆拡散値を合成する手段とを備えた前記受信機。
  20. 【請求項２０】 前記チャンネル応答推定手段が更に、パイロットチャンネ
    ル逆拡散値を生成するためにパイロットチャンネルに相関させる手段を含む請求
    項１９記載の受信機。
  21. 【請求項２１】 前記チャンネル応答推定手段が更に、パイロットシンボル
    逆拡散値を生成するためにパイロットシンボルに相関させる手段を含む請求項１
    ９記載の受信機。
  22. 【請求項２２】 前記チャンネル応答推定手段が、シンボル値を受信する手
    段を含む請求項１９記載の受信機。
  23. 【請求項２３】 前記シンボル値がパイロットシンボル値に対応する請求項
    ２２記載の受信機。
  24. 【請求項２４】 前記シンボル値が検出シンボル値に対応する請求項２２記
    載の受信機。
  25. 【請求項２５】 前記シンボル値が再コード化シンボル値に対応する請求項
    ２２記載の受信機。
  26. 【請求項２６】 前記障害相関推定手段が更に、 パイロットチャンネル逆拡散値を生成するためにパイロットチャンネルに相関
    させる手段を含む請求項１９記載の方法。
  27. 【請求項２７】 前記障害相関推定手段が更に、 パイロットシンボル逆拡散値を生成するためにパイロットシンボルに相関させ
    る手段を含む請求項１９記載の方法。
  28. 【請求項２８】 前記障害相関推定手段が更に、 シンボル値受信手段を含む請求項１９記載の方法。
  29. 【請求項２９】 前記シンボル値がパイロットシンボル値に対応する請求項
    ２８記載の受信機。
  30. 【請求項３０】 前記シンボル値が検出シンボル値に対応する請求項２８記
    載の受信機。
  31. 【請求項３１】 前記シンボル値が再コード化シンボル値に対応する請求項
    ２８記載の受信機。
  32. 【請求項３２】 異なる遅延間の障害相関を推定する前記手段が更に、 チャンネル係数推定値を受信する手段を含む請求項１９記載の受信機。
  33. 【請求項３３】 前記逆拡散値合成手段が更に、 重みを生成するために前記チャンネル係数推定値と前記障害相関推定値を合成
    する手段と、 前記検出統計値を生成するために前記重みと前記逆拡散値を合成する手段とを
    含む請求項１９記載の受信機。
  34. 【請求項３４】 前記逆拡散値合成手段が更に、 修正された逆拡散値を生成するために前記逆拡散値と前記障害相関推定値を合
    成する手段と、 検出統計値を生成するために前記チャンネル係数推定値と前記修正逆拡散値を
    合成する手段とを含む請求項１９記載の受信機。
  35. 【請求項３５】 白色化逆拡散値を生成するために前記逆拡散値と前記障害
    相関推定値とを合成する請求項１９記載の受信機。
  36. 【請求項３６】 異なる遅延間の障害相関を推定する前記手段が更に、 逆障害相関行列の要素を推定する手段を含む請求項１９記載の受信機。
  37. 【請求項３７】 逆拡散遅延を推定する方法であって、 複数の遅延候補セットを生成するステップと、 遅延候補セットに対応するチャンネル係数推定値を生成するためにチャンネル
    応答を推定するステップと、 障害相関推定値を生成するために遅延候補に対応する受信信号の遅延間の障害
    相関を推定するステップと、 遅延候補セットに対応する測定基準（ｍｅｔｒｉｃｓ）を生成するためにチャ
    ンネル係数推定値と障害相関推定値を合成するステップと、 前記測定基準を用いて逆拡散遅延の推定値を生成するステップとを備えた方法
    。
  38. 【請求項３８】 前記チャンネル応答推定ステップが更に、 送信フィルタ応答特性、媒体応答特性、受信機フィルタ特性に相当する値、例
    えばチャンネル係数推定値を生成するステップを含む請求項３７記載の方法。
  39. 【請求項３９】 前記チャンネル応答推定ステップが更に、 送信フィルタ応答特性と受信機フィルタ応答特性の少なくとも一方に関する情
    報を利用して前記チャンネル係数推定値を改善するステップを含む請求項３７記
    載の方法。
  40. 【請求項４０】 推定された逆拡散遅延を受信信号処理に利用する受信機で
    あって、 複数の遅延候補セットを生成する手段と、 遅延候補セットに対応するチャンネル係数推定値を生成するためにチャンネル
    応答を推定する手段と、 障害相関推定値を生成するために遅延候補に対応する受信信号の遅延間の障害
    相関を推定する手段と、 遅延候補セットに対応する測定基準を生成するためにチャンネル係数推定値と
    障害相関推定値を合成する手段と、 前記測定基準を用いて逆拡散遅延の推定値を生成する手段とを備えた受信機。
  41. 【請求項４１】 前記チャンネル応答推定手段が更に、 送信フィルタ応答特性、媒体応答特性、受信機フィルタ特性に相当する値、例
    えばチャンネル係数推定値を生成する手段を含む請求項４０記載の方法。
  42. 【請求項４２】 前記チャンネル応答推定手段が更に、 送信フィルタ応答特性と受信機フィルタ応答特性の少なくとも一方に関する情
    報を利用して前記チャンネル係数推定値を改善する手段を含む請求項４０記載の
    方法。
  43. 【請求項４３】 受信信号を逆拡散する方法であって、 複数のデータサンプルを記憶するステップと、 記憶したデータサンプルをチップ値と合成することによってデータサンプルを
    選択的に処理するステップと、 逆拡散値を生成するために結果をまとめるステップとを備えた方法。
  44. 【請求項４４】 前記選択的処理ステップが更に、 各サンプル期間中に前記格納されたデータサンプルとチップ値を選択的に組み
    合わせるステップを含む請求項４３記載の方法。
  45. 【請求項４５】 前記選択的処理ステップが更に、 関連の遅延に必要な場合にのみ、前記格納されたデータサンプルを選択的に組
    み合わせるステップを含む請求項４３記載の方法。
  46. 【請求項４６】 スライディング（ｓｌｉｄｉｎｇ）相関器であって、 入力されるデータサンプルストリームを遅延させるための複数の遅延素子を備
    えた遅延線と、 前記遅延データサンプルからチップを取り除くために設けられ、前記複数の遅
    延要素の各出力にそれぞれ関連付けられた複数のチップ除去ユニットと、 前記複数のチップ除去ユニットから出力を受けて前記出力を合計する加算器と
    、 前記複数のチップ除去ユニットの少なくとも１つと前記加算器とを選択的に動
    作可能イネーブルにする禁止ユニットとを備えたスライディング相関器。
  47. 【請求項４７】 前記遅延線をサーキュラーバッファとした請求項４６記載
    のスライディング相関器。
  48. 【請求項４８】 関連の遅延に必要な場合のみ、前記複数のチップ除去ユニ
    ットの前記少なくとも１つと前記加算器とを動作可能にするように前記禁止ユニ
    ットを動作させる請求項４６記載のスライディング相関器。
  49. 【請求項４９】 前記禁止ユニットによって前記複数のチップ除去ユニット
    と前記加算器とを選択的に動作可能および動作不能にする請求項４６記載のスラ
    イディング相関器。
  50. 【請求項５０】 前記信号受信ステップが更に、 複数のアンテナ信号に対応する信号を受信するステップを含む請求項１記載の方
    法。
  51. 【請求項５１】 前記信号受信手段が更に、 複数のアンテナ信号に対応する信号を受信する手段を含む請求項１９記載の受
    信機。
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