JP4838250B2 - 白色化フィルタを生成する方法、受信機回路、受信機およびコンピュータ可読記憶媒体 - Google Patents

Description

本発明は一般的には無線通信システムに関するものであり、特に無線通信受信機内の干渉抑制に関するものである。

直接拡散スペクトル変調は（Ｗ−ＣＤＭＡ, ＩＳ−９５、およびＩＳ−２０００のような）ＣＤＭＡシステムにおいて一般に用いられている。スペクトル拡散された搬送波によって送信されることになっているデータは、まず情報シンボルに変換され、各情報シンボルが帯域を拡散させるためのチップ系列（シーケンス）として送信される。送信すべきシンボルを拡散するために用いるチップ系列は拡散符号と呼ばれている。

受信機では、受信した信号は、通常、拡散符号の共役である逆拡散符号を用いて逆拡散される。ＲＡＫＥ受信機はＣＤＭＡ信号を復調するために従来から用いられている手法の代表例である。ＲＡＫＥ受信機は送信機と受信機間に通常存在する多重経路（マルチパス）伝播に対処するための受信機である。送信信号のマルチパス伝播は時間分散を誘起し、受信機で受信した信号に多重の分離可能なエコー（または放射）を引き起こす。ＲＡＫＥ受信機は信号エコーの個々に対して個別の「フィンガ」（相関器）を並べ、各「フィンガ」がシンボルレートで逆拡散値を出力する。これら逆拡散値はその後、それぞれのチャネル係数の共役値で重み付けされ、その後加算されて、送信シンボルのソフト推定値を発生する。この重み付けと加算処理は一般にはＲＡＫＥ合成と呼ばれる。

上記のようにして合成したマルチパスエコーは白色雑音が受信機における主要な受信信号損傷項であるときには信号対干渉比（ＳＩＲ）が改善する。しかしながら、有色雑音が主要な損傷項であるときには、ＲＡＫＥ合成は最適とはいえない。有色雑音は（シンボル間干渉すなわちＩＳＩのような）自己干渉およびマルチユーザ干渉（ＭＡＩ）から生じる。無線ネットワークが込み合ってますます多くのユーザが同じスペクトル上に集中し、かつ、信号データ速度が上昇すれば、有色雑音がますます問題になる。

このように、有色雑音の抑制ができる受信機の構造はますます興味を集める分野となっている。残念ながら、有色雑音環境における干渉抑制への従来のアプローチは潜在的に受信機の重大な複雑化を伴うものであった。セルラー無線電話機、ポータブル・ディジタル・アシスタント（ＰＤＡ）または無線ページャーのような典型的な可搬型通信デバイスに対しては、この複雑さは経費を増加させ、コスト、設計時間およびバッテリー寿命に望ましからざる影響を与える。

本発明は、無線通信受信機などの通信信号処理の応用分野おいて、白色化フィルタを算出する方法と装置を提供する。簡単な構成として、白色化フィルタの周波数領域表現を実質的に１つの未知数だけに依存するようにする。すなわち、この未知数は、基地局の全電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度（ＰＳＤ）との比についての推定値に基づくスケーリングファクタである。典型的な方法では、上記スケーリングファクタを算出する計算上の複雑さを低減するために、受信した通信信号に対する障害相関（損傷相関）のパラメトリックモデルにおいて用いられるモデリング項に基づいてそれを算出することとしている。このモデルは、第１のモデル・フィッティング・パラメータによってスケーリングされる干渉損傷項と、第２のモデル・フィッティング・パラメータによってスケーリングされる雑音損傷項を備えている。代替案としては、スケーリングファクタが、例えば、直接推定によって算出されてもよい。

このように、典型的な実施例において、本発明は、無線通信ネットワークの基地局から送信される通信信号に対する白色化フィルタを生成する方法を提供する。本方法は、基地局の全送信電力（送信電力のトータル）と、セル間干渉及び雑音の和であるＰＳＤとの比を推定するステップと、基地局の全送信電力と、セル間干渉及び雑音の和であるＰＳＤとの比の推定値に基づいてスケーリングファクタを算出するステップと、通信信号を白色化するための白色化フィルタを決定するステップを備えるものである。その白色化フィルタの決定は、スケーリングファクタと、基地局で用いられる送信パルス整形フィルタに関する周波数応答と、および通信信号が受信されるまでに経由する伝播チャネルの周波数応答との関数を用いて実現することができる。

フィルタ決定に対する上記の事柄を基礎にして、送信パルス整形フィルタの周波数応答に関する記憶又は算出された値と、伝播チャネルに対する媒体チャネル係数と、およびスケーリングファクタとを用いて白色化フィルタを決定することができる。フィルタ応答は先験的知識に基づいて受信機に記憶しておくことができるし、媒体チャネル係数の算出は、パイロットチャネルを測定することによって直接行うことができるので、白色化フィルタの決定作業は、スケーリングファクタを決定する作業を軽減することになる。パラメトリック損傷相関モデルのモデル・フィッティング・パラメータに基づいてスケーリングファクタの決定を行うことは、スケーリングファクタの決定の簡単な１手法を提供するものである。もし入手可能であれば、セル間干渉に寄与する基地局のそれぞれからの個別化された信号、すなわち、基地局固有の信号を用いれば、スケーリングファクタを算出するためのもうひとつの簡単化されたアプローチとなる。

回路の実施例においては、受信機回路は無線通信ネットワークの基地局から送信された通信信号に対する白色化フィルタを発生するように構成される。典型的な受信機回路は、基地局の全送信電力に対するセル間干渉プラス雑音のＰＳＤの比の推定値に基づいてスケーリングファクタを算出するように構成された演算回路と、スケーリングファクタ、基地局で用いられた送信パルス整形フィルタに関する周波数応答及び通信信号が受信されるまでに経由する伝播チャネルの周波数応答の関数として通信信号を白色化するための白色化フィルタを決定するように構成されたフィルタ回路とを備える。

ある実施例において、白色化フィルタは、ＲＡＫＥ受信機へ入力するためのフィルタリングされた信号を発生する受信機回路として実現される。このように通信信号における有色の干渉はＲＡＫＥ処理に先立って抑制され、ＲＡＫＥ処理ではマルチパスチャネル補償とＲＡＫＥ合成が行われる。他の実施例では、白色化フィルタはチャネル補償フィルタも含むチップ等化器フィルタの一部として実現される。一般に、白色化フィルタの決定、はチャネル補償フィルタリングとは別に、或いはその１部にすることができる。同様に、白色化フィルタ回路の実装は、チャネル補償フィルタ回路とは別に、或いはその１部にすることができる。

このように、本発明による有利な白色化フィルタ決定方法は、受信した通信信号に白色化が適用されて、その後、チャネル補償が適用されるといった２ステップの信号処理方法、または、白色化とチャネル補償が一緒に行われる結合ステップの１部として実施できる。当業者は、このようなフィルタリング処理が線形であるので、チャネル補償と白色化のフィルタリングの順番は、必要があれば、或いは希望すれば、逆にすることができることを理解できよう。

もちろん本発明は上記の特徴と利点に限定されるものではない。次の詳細な説明を読み、添付の図面を見れば直ちに当業者は本発明の別の特徴と利点を理解するであろう。図面では同様の要素は同様の参照番号が付されている。

本発明は有色雑音の抑制に関するものであり、簡単な白色化フィルタ構成を提供するものである。限定意図のない一例を用いて、本発明を説明する。本発明は、図１に示す無線通信デバイス１０において実施され、多大な効果をもたらす。デバイス１０は、受信機１２、送信機１４、１つまたはそれ以上のアンテナ１６、スイッチ／デュープレクサ１８、システム制御器２０、およびユーザインターフェース（ＵＩ）２２を備える。当業者は、デバイス１０の実際の構造は本発明の技術範囲を逸脱することなしに変形することができるし、例示した構造は典型的な受信機動作を議論するための非制限的な基礎を提供するものであることを理解するであろう。

図２は、遠隔の送信機２４からデバイス１０の受信機１２へのデータの無線伝送に対する基本的な信号の流れを示す。送信機２４は、例えば、無線通信ネットワークにおける基地局の送信機である。受信した信号ｒ(t)は、送信信号ｓ(t)を含むものであるが、伝送媒体チャネルを通って伝播することにより引き起こされるチャネル歪Ｇ(ω)と、加法性白色雑音とを含んでいる。媒体チャネルは位相と減衰の歪を与えるので、それらは一般的には受信機１２において、受信した通信信号をＧ^*(ω)で表わされる共役媒体チャネルに通すなど、ある形式のチャネル補償フィルタによって補償されねばならない。しかしながら、チャネル補償フィルタを適用しても有色雑音問題は未解決のまま残される。受信した信号における有色雑音は一般的にはＩＳＩおよびＭＡＩの形で発生する。

それ故に、図２は、受信機１２に、信号白色化ステップとそれに続く（真のチャネルと白色化フィルタとをマッチングさせる）整合ステップを設けることにより、「有色雑音中のマッチド（整合）フィルタ」と呼ばれるフィルタ機能の、概念的に最適と考えられる実現形を示す。白色化フィルタＷ(ω)は、有色雑音に対して受信した通信信号を補償し、本発明はそれを効率よく計算できる方法で決定するための有利な方法と装置を提供するものである。

図３は、本発明によって白色化フィルタを決定するように構成された典型的な受信機回路３０を概略的に示している。受信機回路３０は、チャネル補償フィルタも同様に決定するよう構成されてもよい。実際にこの２つのフィルタは複合フィルタとして、ある実施例では一緒に決定される。受信機回路３０は、デバイス１０の受信機１２を備えた受信機処理回路系の１部として実現することができ、ハードウェア、ソフトウェア、あるいはそれらのある種の組み合わせによって実現されてもよいと理解すべきである。例えば、受信機回路３０は、マイクロプロセッサ、ディジタル信号プロセッサ、あるいはある種の他のディジタル・プロセッサなどによって実行される記憶プログラムインストラクションを備えたコンピュータ・プログラムとして実現されてもよい。別の方法として、受信機回路３０は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、コンプレックス・プログラマブル・ロジック・デバイス（ＣＰＬＤ）、その他の全てまたは１部を備えてもよい。

いずれにせよ、受信機回路３０は、デバイス１０の受信機１２によって受信した通信信号に対する信号処理系の１部として実現される。特に、受信機回路３０は、受信した通信信号からフィルタリングされた信号を発生するように構成され、そのフィルタリングされた信号が後段の復調処理器への入力として働き、送信された、例えば、データビットを復元するように、そのフィルタリングされた信号を復調／復号することを特徴としている。

図４は、典型的な白色化フィルタの決定方法を概略的に示している。白色化は、時間領域または周波数領域のどちらでも行うことができる。しかし、希望する白色化フィルタを周波数領域で表現することで、その計算を実質的にたった１つの未知数を決定する作業に帰着できるため、有利である。典型的な単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）の状況では、この過程は次のような典型的な複合フィルタを形成することによって最もよく理解される。

ここでＰ(ω)は受信された通信信号の送信に関与した送信パルス整形フィルタの周波数応答に相当する。Ｐ^*(ω)はその周波数応答の共役に等しく、すなわち受信機パルス整形フィルタの周波数応答に相当する。Ｇ(ω)は通信信号が受信したされるまでに通過した伝播チャネルの周波数応答に相当する。Ｇ^*(ω)はその周波数応答の共役に相当する。Ｉ_orは通信信号を送信する送信機（例えばあるセルまたは他のカバー域にあるネットワーク基地局の送信機）の全送信電力に相当する。Φ(ω)は受信機１２でのセル間干渉と雑音との和であるＰＳＤに相当する。κは任意の実数定数である。

図２に示した概念的に最適な受信機フィルタの構成に関して式（１）を考慮するために、上記の複合フィルタＨ(ω)を白色化フィルタとチャネル補償フィルタの積として書き直すことができる。

式（２）に示した式を操作することによって本発明の１つ以上のＳＩＳＯ実施例を提供することができ、Ｐ(ω)は受信機１２によって予め知ることができるという仮定に基づいて簡単化できる。この仮定は送信パルス整形フィルタの共役応答を与えるための受信機フィルタ構成するための実装にも合致している。そのようなフィルタ応答情報は受信機１２における固定フィルタ構造の中で実現できるし、またはディジタルフィルタリングアルゴリズムにおいて用いるために受信機１２に記憶されるフィルタ応答情報に基礎を置くことができる。

式（２）に関してさらなる仮定は、（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡにおける共通パイロットすなわちＣＰＩＣＨのような）パイロットチャネル、および、チャネル遅延と正味のチャネル係数とを、受信機１２において推定する手段とが存在することである。換言すれば、式（２）から送信および受信機パルス整形フィルタの周波数応答Ｐ(ω)とＰ^*(ω)は、受信機１２にて前もって知ることができ、また、正味の伝播チャネルの周波数応答とその共役Ｇ(ω)とＧ^*(ω)は、パイロットチャネル推定値から直接計算できることである。その結果、未知数として残されるのは全送信電力Ｉ_orとセル間干渉プラス雑音のＰＳＤということになる。

γ＝Ｉ_or ／ Φ(ω)
を代入すると、白色化フィルタの表現は

となる。ここで、γは白色化フィルタ表現に対する周波数領域スケーリングファクタとみなしてもよい。このように白色化フィルタ決定はＩ_orとΦ(ω)の比としてのγを決定する作業となる。

図４は、スケーリングファクタγに基づいて、白色化フィルタＷ(ω)またはその時間領域の具体例であるw(t)を決定するための典型的な処理ロジックを表わす。典型的な処理は、Ｉ_orとΦ(ω)を推定することから開始される（ステップ１００）。そこから処理は続いてＩ_orとΦ(ω)の推定値の比に基づいてγを算出する（ステップ１０２）。このように決定したスケーリングファクタγ、既知の（または計算された）送信フィルタの周波数応答、および、媒体チャネルの周波数応答の推定値を用いて、白色化フィルタが式（２）に従って決定される（ステップ１０４）。

上記の典型的な処理は特定の受信機構造に適用できる。例えば、図５は、受信機１２の典型的なチップ等化（イコライゼーション）処理及び装置の実施例を示す。この実施例では、受信機１２は、受信機フロントエンド４０、探索器（サーチャ）４２、遅延推定器４４、チャネル推定器４６、パイロットチャネル相関器４８、媒体チャネル推定器５０、比Ｉ_or／Φ(ω)を推定するための比推定器５２、チップ等化器５４およびトラフィック相関器５６を備える。

チップ等化器５４によって実現されるチップ等化フィルタは式（２）を次のように書き直すことで導出できる。

Ｐ^*(ω)が受信機１２の受信信号処理経路の中の受信パルス整形フィルタを表わすことを考慮すると、この実施例の主要なタスクは、Ｈ^’(ω)を決定することにある。他セル干渉プラス雑音の項を片側スペクトル密度Ｎ₀をもつ白色ガウシアン雑音過程としてモデル化すると、Ｈ^’(ω)は次のように書き換えられる。

γはここでは実スケーリングファクタであり、Ｉ_or／Ｎ₀に等しい。スケーリングファクタκの大きさは最終的なチップ等化器の最適性には影響しないので任意の値（例えば１）にする。このようにしてチップ等化器の実施例にとっての主要な推定の作業はＧ(ω)とγを算出することである。

Ｇ(ω)の計算を最初に考える。上記のパイロットチャネルの仮定ごとに、受信機１２は、チャネル遅延と、媒体（伝播）チャネル効果だけでなく送信／受信時の信号処理効果を含む正味のチャネル係数とを推定する。１つのマルチパス伝播チャネル内のチャネル遅延をＬとすると、媒体チャネル係数は正味のチャネル係数から次の式を経て得られる。

ここでτ_iは遅延探索器によって示されるi番目のチャネル遅延であり、Ｅ_CPICHは共通パイロットチャネル（ＣＰＩＣＨ）のエネルギー測定値に等しく、ｇ_jはｊ番目の媒体係数に等しく、c(τ_k)は遅延τ_kでの正味のチャネル係数であり、Ｒ_p(τ)は次式で与えられるパルス波形相関関数である。

式（６）は定数係数Ｅ_CPICHを媒体チャネル係数に吸収することによってベクトル・行列表現で書き直すことができる。

式（７）は直接逆行列を作って、またはガウス・ザイデル手法などの繰り返し手法を用いて解くことができる。解はその経路の遅延における媒体チャネル係数を与える。そこで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を時間領域媒体係数に適用すると、その媒体チャネルの周波数応答Ｇ(ω)が得られる。このように、１つ以上のＦＦＴ回路が受信機１２の１部として含まれる。

スケーリングファクタγの計算を考える場合に、受信機１２はパイロットチャネルに基づく推定技術を用いるように構成されている。この技術は受信した通信信号の損傷相関のパラメトリックモデルに基づくものである。典型的なパラメトリックモデルは２００４年３月１２日に出願した米国出願番号１０／８００，１６７である同時係属中の特許出願に開示されている。この出願は参照によりその全体をここに取り込むことにする。

上記で指定した出願は追加的な背景説明と詳細説明を含んでいる。さらに、通信信号損傷相関の典型的なパラメトリックモデルは１つ以上の損傷項を含んでいて、それぞれはモデル・フィッティング・パラメータでスケーリングされることが記載されている。モデルが損傷相関推定に適合するように進行中のフィッティング過程の１部としてモデル・フィッティング・パラメータが繰り返しベースで更新される。より詳しく示すと、典型的なパラメトリックモデルは次のように表わされる。

ここでＲ_Ｉは、第１のモデル・フィッティング・パラメータαによってスケーリングされた干渉相関項（行列）である。Ｒ_Ｎは、第２のモデル・フィッティング・パラメータβによってスケーリングされた雑音相関項（行列）である。フィッティング過程、例えば、モデル・フィッティング・パラメータがモデル誤差を最小にするように適宜修正される最小自乗（ＬＳ）フィッティング過程において、モデル・フィッティング・パラメータは順応して修正される。

α＝１／（Ｅ_c／Ｉ_or）_CPICHおよびβ＝Ｎ₀であることを示すことができる。ここで（Ｅ_c／Ｉ_or）_CPICHは共通パイロットチャネルに与えられる基地局エネルギーの割合を表わす。このように、パイロットチャネル電力の推定とαとβの値が与えられると、パラメータγは次式から決定できる。

ここでＥ｛^*｝は統計的な期待値を表わす。ｇ_~はスケーリングされた媒体係数の推定値を表わす。γの推定問題を解くためには統計的な近似を用いることができる。典型的な方法は次式で与えられる。

上の式でＩ_CPICH(n)は、時間指標n（パイロット符号速度の数倍）でのパイロットチャネル電力であり、λは０と１の間の値である。

上記のことを考慮に入れて、図５に示した受信機の実施例は、本発明による白色化フィルタの構築を多くの典型的な処理ステップに基づいて実行するように動作する構成となっている。それらのステップは次の項目を含んでいる。
・ 探索器４２と遅延推定器４４を用いることによるチャネル遅延の推定。
・ チャネル推定器４６による正味のチャネル係数の推定。
・ 媒体チャネル推定器５０内で実行される、式（６）と（７）を用いた媒体係数のスケーリングされた値の推定。
・ 受信機回路３０における受信信号損傷相関の、パラメトリックモデルを用いたαとβ
の推定。その実施例はチップ等化器５４の１部として実現される。
・ チップ等化器５４における、次式で与えられる媒体係数αｇ^~の計算。
・ チップ等化器５４において行われる、Ｇ(ω)を得るためのｇのＦＦＴ計算。
・ チップ等化器５４において行われる、式（９）と（１０）からのγの計算。
・ チップ等化器５４において行われる、式（５）からのチップ等化器フィルタの計算。

チップ等化器は、上記の白色化／複合フィルタの計算を実行するために構成された１つ以上の処理回路を含んでいることは注意すべきことである。さらに注意すべきは、最後のステップから得られた最終的なフィルタが時間領域または周波数領域のどちらかで実行することができ、さらにここに記述した受信通信信号のフィルタリングは時間領域又は周波数領域で実行できることである。

チップ等化器５４からフィルタリングされた（白色化された、チャンネル等化された）信号出力は、次に単一トラフィック相関器５６が処理する。より具体的には、トラフィック相関器５６は、受信した通信信号r^’に含まれる送信されたシンボルの推定値を算出する。r^’は受信機フロントエンド４０からチップ等化器５４への入力である。受信機フロントエンド４０は、低雑音増幅器、フィルタ、アナログ・ディジタル変換器や、受信した通信信号を表わしているディジタルサンプル値を生成するために必要な、または望ましいその他の回路を含むことができる。

本発明は、また、過剰白色化フィルタが次段のＲＡＫＥ受信機による処理のために、受信通信信号のフィルタリングされた信号を提供することを特徴とする「過剰白色化プラスＲＡＫＥ」の実施例の中で実行することもできる。過剰白色化フィルタによって、ＲＡＫＥ処理に先立って受信した通信信号から有色雑音が抑制されるため、ＲＡＫＥ合成の動作特性が改善する。

本発明のこのＲＡＫＥベースの実施例を支えるために、式（２）は次のように書き変えることができる。

再び、Ｐ^*(ω)は、受信したパルス整形フィルタの周波数応答を表わす。Ｇ^*(ω)は、ＲＡＫＥ受信機回路の中で実行されるチャネル補償を表わす。このように図５に示したチップ等化の実施例と同様に、この実施例に対する主たる努力目標は、Ｗ^{^}(ω)の決定にある。前と同様に、セル間干渉プラス雑音項を片側スペクトル密度Ｎ₀をもつ白色ガウシアン雑音過程でモデル化すると、白色化フィルタＷ^{^}(ω)は次のように書き直すことができる。

分子のスケーリングファクタκは、最終結果の最適性には影響を与えない。よって、便利な値、例えば「１」に設定することができる。上記と同じＧ(ω)とγの計算方法をここでも用いることができて、図６に示すような受信機１２の典型的なＲＡＫＥベースの実施例の中で実現することができる。

図６に示すように、受信機１２は、受信機フロントエンド回路６０、サーチャ（探索器）６２、遅延推定器６４、チャネル推定器６６、パイロットチャネル相関器６８、媒体チャネル推定器７０、Ｉ_or／Ｎ₀を推定するための比の推定器７２、過剰白色化フィルタ７４，および複数のトラフィック相関器（「フィンガ」）７８とＲＡＫＥ合成回路８０を含むＲＡＫＥ受信機回路７６を備えている。過剰白色化フィルタ７４は、前に説明した受信機回路３０の機能のある部分または全てを含むように構成されていて、白色化フィルタの決定手順を実行するようになっていることに注意してほしい。

その決定手順はチップ等化の実施例に対して記述したものと同様の総括的処理方法に従って実行できる。特に、ＲＡＫＥベースの実施例における典型的な受信機処理方法は以下のステップを含む。
・ 探索器６２と遅延推定器６４を用いることによるチャネル遅延の推定。
・ チャネル推定器６６による正味のチャネル係数の推定。
・ 媒体チャネル推定器７０内で行われる、式（６）と（７）を用いた媒体係数のスケーリング値の推定。
・ 受信機回路３０における受信信号損傷相関のパラメトリックモデルを用いたαとβの推定。その実施例は過剰白色化フィルタ７４の１部として実現される。
・ 過剰白色化フィルタ７４における、次式で与えられる媒体係数αｇ^~の計算。
・ 過剰白色化フィルタ７４において行われる、Ｇ(ω)を得るためのｇのＦＦＴ計算。
・ 過剰白色化フィルタ７４において行われる、式（９）と（１０）からのγの計算。
・ 式（１２）からの過剰白色化フィルタの計算―最終的なフィルタは時間領域又は周波数領域のいずれかで実行できることを注意されたい。
・ 受信通信信号の中の送信シンボルの推定値を算出するために、過剰白色化された通信信号をＲＡＫＥ合成する。すなわち、マルチパス遅延にしたがって１つ以上のフィンガ７８において過剰白色化された信号を逆拡散し、フィンガ出力を合成してＲＡＫＥ合成信号を形成して次の復調処理に送る。

上記のＲＡＫＥベースの実施例および既に記述したチップ等化の実施例は、本発明の典型的なＳＩＳＯの実施例を表わしているが、本発明は単一入力多出力（ＳＩＭＯ）の実施例に容易に拡張することができる。図７は典型的なＳＩＭＯ実施例を示している。ここでデバイス１０の受信機１２は、Ｍ個の受信アンテナ（１６−１から１６−Ｍ）を含む。ｋ番目のアンテナはｓ_k（ｔ）を受信する。アンテナ１６は１つ以上の受信機処理回路８２に結合していて、この回路は白色化フィルタ決定のために以前に示した受信機回路３０の実施例を実行するために構成されている。

動作については、各アンテナ１６−ｋはデータ信号ｓ（ｔ）が伝播チャネルｋを通過後の信号ｓ_k（ｔ）を受信する。基地局（ＢＴＳ）の送信機から受信機１２のｋ番目の受信アンテナへの伝送チャネルのインパルス応答をｇ_k（ｔ）とし、そのフーリエ変換をＧ_k（ω）とする。それ故に、ｋ番目のアンテナでの雑音のない信号は次式で与えられる。

ここで＊は畳み込みを表わす。式（１３）を考慮するとｋ番目のアンテナの全受信信号は次式で表わされる。

ここでν_k（ｔ）は、ｋ番目のアンテナのセル間干渉と熱雑音をモデル化した雑音である。

データ符号を検出するための統計的な決定手法は次式により示すことができる。

ここでｙ_k（ｔ）は受信した信号ｒ_k（ｔ）を逆拡散した後のｋ番目のアンテナの信号である。ｈ（ｔ、ｋ）は［数１６］の周波数応答を持つ線形フィルタのインパルス応答である。

式（１５）は、本質的にはＭ個の並列なサブチャネルを持つ受信機を記述していることに注意すると、式（１６）を次の形に書き換えるのが有利である。

ここで

である。

ここで判ることは、上記のＳＩＭＯ実施例における過剰白色化フィルタはアンテナ１６間で共通であり、図８に示した受信機構造はその共通性に基づく典型的な対処法を現している。図８において受信機１２は、各アンテナ１６−ｋに対して、各回路８４−ｋがパルス整形フィルタＰ_k ^*（ω）とチャネル補償フィルタＧ_k ^*（ω）を含むＲＡＫＥ受信機回路８４−ｋと、アンテナ列（のＲＡＫＥ出力）を加算的に合成するＲＡＫＥ合成回路８６と、結合回路８６からのＲＡＫＥ合成信号出力を過剰白色化フィルタＷ^＾（ω）に加えて過剰白色化を行う過剰白色化フィルタ回路８８とを備えたビーム形成器として実現されている。

注意すべきこととして、受信した通信信号を処理のために周波数領域に変換する目的で、ＲＡＫＥ受信機回路８４は１つ以上のＦＦＴ回路を含むか、これと関連を持たせることができる。または上記のフィルタは時間領域に変換して、時間領域での受信通信信号に適用することができる。同様に、回路８８で実現される過剰白色化フィルタは例示した周波数領域処理に基づいて決定できるが、時間領域または周波数領域のどちらにおける受信通信信号にも適用できる。

さらに、記述した処理が線形特性を持つので、過剰白色化は各ＲＡＫＥ受信機回路８４−ｉの前段にて行うことができる。すなわちフィルタリングの順番を入れ替えることができる。順番を入れ替えるには、各ＲＡＫＥ処理経路に過剰白色化フィルタの複製が必要となるが、そのような構成はある種の設計形態においては有利となることがある。例えば、図６の過剰白色化プラスＲＡＫＥ型の実施例は、例えばＡＳＩＣ／ＦＰＧＡ実装系のようにモジュール集積回路形態内で実現される場合には、その基本モジュールは所与のＳＩＭＯ受信機の実現形態で必要なだけ何回も複製できる。

例示したＳＩＭＯ実施例において、他セル干渉と雑音との和であるＰＳＤ項もまた片側スペクトル密度Ｎ₀の白色ガウシアン雑音過程としてモデル化できる。このモデルを用いて、式（１８）は次のように書き換えることができる。

ＳＩＳＯの実施例と同様に、分子のスケーリングファクタは最終結果の最適性に影響を与えないので、それを例えば値１と指定することができる。そこで、再び、白色化フィルタ決定手順の主要な計算上の作業はスケーリングファクタγを算出すること（およびγが依存するＧ_k（ω）を算出すること）にある。

ＳＩＭＯの実施例における白色化フィルタの決定手順に対する典型的な処理方法は以前に記したＳＩＳＯにおける方法と同様である。その処理は次のステップを含む。
・ 各アンテナ１６−ｋに対して
○ チャネル遅延を推定。

○ 正味のチャネル係数を推定。

○ 式（６）と（７）を用いて媒体係数のスケーリング形を推定。

○ パラメトリックモデルを用いて（または直接推定法を用いて）α_kとβ_kを推定。

○ 媒体係数をｇ_k＝αｇ^＾ _kとして計算。

○ Ｇ_k（ω）を得るためにｇ_kのＦＦＴを計算。

○ トラフィックデータをＲＡＫＥ合成
○ 式（９）と（１０）からγ_kを計算。
・ γ_kの算術平均を算出するか、又はγ_kの１つを選択してγの最終推定値を計算。
・ 式（１９）から過剰白色化フィルタを計算―最終フィルタは時間領域又は周波数領域のいずれかで実現できる。
・ 受信通信信号の中に含まれている送信シンボルの推定値を算出するために合成された信号を過剰白色化フィルタでフィルタリング。

このように、典型的なＳＩＭＯの実施例に対する受信機処理ステップは典型的なＳＩＳＯの実施例（ＲＡＫＥ，チップ等化器）に対する処理ステップと同様である。例外は処理のある部分はＳＩＭＯでは各アンテナベースで行われることである。ともかくも、当業者は、本発明が、実質的に１つの未知数、すなわち全送信機電力Ｉ_orと他セル干渉とプラス雑音との和であるＰＳＤ Φ（ω）の比の推定値に依存するスケーリングファクタに帰着するという、白色化フィルタの周波数領域表現に基づく白色化フィルタ計算の有利な基礎を提供するものであることを理解すべきである。

上記の比は、ここに記した受信信号損傷相関のパラメトリックモデルからモデル・フィッティング・パラメータを用いて推定できるが、それはまた全送信電力の直接推定値から、およびセル間干渉と雑音との直接推定値から直接的に推定できる。全送信電力の直接推定は、基地局から受信した値に基づくことができ、また、パイロット電力から推定することができ、またある種の構成値に基づくこともできる。セル間干渉と雑音との直接推定は、信号測定値に基づくことができる。例えば、各基地局が、トレーニングシーケンスのバーストや、他の識別目的のデータ・パターンなど、固有の信号を送信するように構成されている場合、デバイス１０は、このような固有の信号を１つ以上の隣接基地局の送信機から受信することで、セル間干渉の測定値を生成することができる。

しかしながら、スケーリングファクタγの計算のために用いられる比がパラメトリックモデル化に基づいて間接的に推定されるかどうかに関わらず、本発明は、白色化フィルタを決定する方法に関する多くの利点を提供するものである。例えば、図５のチップ等化器の実施例、および図６のＲＡＫＥ受信機実施例は、一般に「ＲＡＫＥプラスフィルタ」の実現例と考えることができる。これは、モジュール・チップセット型の集積回路構造において実現することができるし、または、チップ設計ソフトウェア中で用いられる合成可能なライブラリーモジュールとして実現できる。例えば、基本的なチップセットは、ＲＡＫＥ受信機回路を含み、高性能な実施例はこれに過剰白色化フィルタ機能を加えたものとなろう。過剰白色化フィルタ機能は、ハードウェア、ソフトウェア、又はその組み合わせの中で実現できるので、本発明は、システム設計者に大きな設計上の柔軟性を提供する。

本発明は、受信した通信信号を処理する分野で、白色化フィルタの決定に対する方法と装置を広く提供するものであると理解されるべきである。本発明は、ＲＡＫＥ受信機構造とチップ等化受信機構造との関連で実現することができるが、これらの実施例に限定するものではなく、またＳＩＳＯやＳＩＭＯ系に制限するものでもない。本発明は、広範囲にわたる受信機の種類やシステム構成に対して広い応用可能性を持つものである。このように、本発明はこれまで説明してきたことにも添付の図面にも限定されるものでなくて、むしろ請求項とその合理的な均等物によってのみ限定されるものである。

本発明の１つまたはそれ以上の実施例により構成される典型的な無線通信デバイスを示す図表である。 図１に描いた遠隔の送信機と受信機デバイス間の典型的な通信信号の流れを示す図表である。 本発明による白色化フィルタを決定するための受信機回路を示す図表である。 図３の回路機能を実現する典型的な処理の論理を示す図表である。 本発明による典型的なＲＡＫＥ受信機を示す図表である。 本発明による典型的なチップ等化器ベースの受信機を示す図表である。 本発明による１入力多出力（ＳＩＭＯ）受信機の実施例を示す図表である。 図７の受信機に対する典型的な受信機の詳細を示す図表である。

Claims (27)

1. 無線通信ネットワークの基地局から送信された通信信号をフィルタリングするための白色化フィルタを生成する方法であって、
   前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比を推定するステップと、
   前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比についての推定値に基づいてスケーリングファクタを算出するステップと、
   前記スケーリングファクタ、前記基地局で用いられる送信パルス整形フィルタに関する周波数応答および前記通信信号が受信されるまでに経由する伝播チャネルの周波数応答の関数として、前記通信信号を白色化する白色化フィルタを決定するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比を推定するステップは、
   測定された損傷相関に対してパラメトリックモデルをフィッティングすることに基づいて、通信信号の損傷相関についての前記パラメトリックモデルを維持するステップと、
   前記パラメトリックモデルのモデル・フィッティング・パラメータから前記スケーリングファクタを算出するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記パラメトリックモデルは、
   第１のモデル・フィッティング・パラメータによってスケーリングされた干渉による損傷相関項と、
   第２のモデル・フィッティング・パラメータによってスケーリングされた雑音による損傷相関項と
   を含み、
   前記スケーリングファクタを算出するステップは、
   前記第１のモデル・フィッティング・パラメータと前記第２のモデル・フィッティング・パラメータとの比をパイロットチャネルの送信電力の推定値に適用するステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記送信パルス整形フィルタに関する周波数応答を既知の値として予め記憶するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. パイロットチャネルの推定値に基づいて前記伝播チャネルの周波数応答を算出するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 前記パイロットチャネルの推定値に基づいて前記伝播チャネルの周波数応答を算出するステップは、
   前記伝播チャネルについての媒体チャネル係数を決定するためにパイロットチャネルの推定値を使用するステップと、
   前記媒体チャネル係数に基づいて前記伝播チャネルの周波数応答を算出するステップと
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比を推定するステップは、
   前記基地局の全送信電力を直接推定するステップと、
   前記セル間干渉と前記雑音との和である前記電力スペクトル密度を直接推定するステップと、
   直接推定された前記全送信電力と、直接推定された前記電力スペクトル密度とから前記比を算出するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記白色化フィルタは過剰白色化フィルタを含み、
   前記方法は、
   ＲＡＫＥ受信機回路において前記通信信号を処理することに基づいてＲＡＫＥ合成信号を生成するステップと、
   復号に使用されるフィルタリングされた信号を取得するために、前記ＲＡＫＥ合成信号を前記過剰白色化フィルタに適用するステップと
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. ２つ以上の受信アンテナを用いて２つ以上の通信信号として前記通信信号を受信するステップと、
   各受信アンテナについてＲＡＫＥ合成信号を生成するステップと、
   各受信アンテナにより受信された前記通信信号又は各受信アンテナから取得された前記ＲＡＫＥ合成信号を合成してなる信号に対して前記過剰白色化フィルタを適用するステップと
   を含むことを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記白色化フィルタは過剰白色化フィルタを含み、
    前記方法は、
    フィルタリングされた信号を取得するために、前記通信信号に対して前記過剰白色化フィルタを適用するステップと、
    復号するためのＲＡＫＥ合成信号を取得するために、前記フィルタリングされた信号をＲＡＫＥ受信機回路へ入力するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 前記通信信号を白色化する白色化フィルタを決定するステップは、
    前記通信信号を白色化及び等価するためのチップ等価フィルタを決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
12. フィルタリングされた信号を取得するために、前記通信信号に対して前記チップ等価フィルタを適用するステップと、
    復号するためのデータ信号を取得するために、前記フィルタリングされた信号を相関器へ入力するステップと
    を含むことを特徴とする請求項１１に記載の方法。
13. 無線通信ネットワークの基地局から送信された通信信号をフィルタリングするための白色化フィルタを生成するように構成された受信機回路であって、
    前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比の推定値に基づいて、スケーリングファクタを算出する算出回路と、
    前記スケーリングファクタ、前記基地局で用いられる送信パルス整形フィルタに関する周波数応答および前記通信信号が受信されるまでに経由する伝播チャネルの周波数応答の関数として、前記通信信号を白色化する白色化フィルタを決定するフィルタ回路と
    を含むことを特徴とする受信機回路。
14. 測定された損傷相関に対してパラメトリックモデルをフィッティングすることに基づいて、通信信号の損傷相関についての前記パラメトリックモデルを維持することで、前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比を推定する推定回路をさらに含み、
    前記算出回路は、前記パラメトリックモデルのモデル・フィッティング・パラメータから前記スケーリングファクタを算出するよう構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
15. 前記パラメトリックモデルは、
    第１のモデル・フィッティング・パラメータによってスケーリングされた干渉による損傷相関項と、
    第２のモデル・フィッティング・パラメータによってスケーリングされた雑音による損傷相関項と
    を含み、
    前記算出回路は、
    前記第１のモデル・フィッティング・パラメータと前記第２のモデル・フィッティング・パラメータとの比をパイロットチャネルの送信電力の推定値に適用することで、前記スケーリングファクタを算出するよう構成されていることを特徴とする請求項１４に記載の受信機回路。
16. 前記受信機回路は、前記送信パルス整形フィルタに関する既知の周波数応答を確定する記憶値へアクセス可能に構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
17. 前記受信機回路は、パイロットチャネルの推定値に基づいて前記伝播チャネルの周波数応答を算出するよう構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
18. 前記受信機回路は、前記伝播チャネルについての媒体チャネル係数を決定するためにパイロットチャネルの推定値を使用し、前記媒体チャネル係数に基づいて前記伝播チャネルの周波数応答を算出するよう構成されていることを特徴とする請求項１７に記載の受信機回路。
19. 前記受信機回路は、
    前記基地局の全送信電力を直接推定し、前記セル間干渉と前記雑音との和である前記電力スペクトル密度を直接推定し、直接推定された前記全送信電力と、直接推定された前記電力スペクトル密度とから前記比を算出することで、前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比を推定するよう構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
20. 前記白色化フィルタは過剰白色化フィルタを含み、
    前記受信機回路は、
    前記通信信号を処理することに基づいてＲＡＫＥ合成信号を生成するＲＡＫＥ受信機回路をさらに含み、復号に使用されるフィルタリングされた信号を取得するために、前記ＲＡＫＥ合成信号を前記過剰白色化フィルタに適用するよう構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
21. 前記受信機回路に対して受信信号を供給するように構成された２つ以上の受信アンテナをさらに含むことを特徴とする請求項２０に記載の受信機回路。
22. 前記白色化フィルタは過剰白色化フィルタを含み、
    前記受信機回路は、
    フィルタリングされた信号を取得するために、前記通信信号に対して前記過剰白色化フィルタを適用するよう構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
23. 復号するための前記フィルタリングされた信号からＲＡＫＥ合成信号を取得するよう構成されたＲＡＫＥ受信機をさらに含むことを特徴とする請求項２２に記載の受信機回路。
24. 前記フィルタ回路は、チップ等価フィルタの一部を含み、
    前記受信機回路は、復号するためのフィルタリングされた信号を取得するために、前記通信信号を前記チップ等価フィルタへ適用するよう構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
25. 前記通信信号についてのマルチパス成分を識別するサーチャと、
    対応するマルチパス伝播遅延を推定する遅延推定器と、
    正味の伝播チャネル応答を推定するチャネル推定器と、
    媒体伝播チャネル応答を推定する媒体チャネル推定器と
    をさらに含むことを特徴とする請求項１３に記載の受信機回路。
26. 広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）用の受信機であって、受信機回路を含み、該受信機回路は、広帯域符号分割多元接続ネットワークの基地局から送信された通信信号をフィルタリングするための白色化フィルタを生成するように構成された受信機回路であって、前記受信機回路は、
    前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比の推定値に基づいて、スケーリングファクタを算出する算出回路と、
    前記スケーリングファクタ、前記基地局で用いられる送信パルス整形フィルタに関する周波数応答および前記通信信号が受信されるまでに経由する伝播チャネルの周波数応答の関数として、前記通信信号を白色化する白色化フィルタを決定するフィルタ回路と
    を含むことを特徴とする広帯域符号分割多元接続用の受信機。
27. 無線通信ネットワークの基地局から送信された通信信号をフィルタリングするための白色化フィルタを生成するためのコンピュータプログラムを記憶したコンピュータ可読記憶媒体であって、
    前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比を推定するステップと、
    前記基地局の全送信電力と、セル間干渉と雑音との和である電力スペクトル密度との比についての推定値に基づいてスケーリングファクタを算出するステップと、
    前記スケーリングファクタ、前記基地局で用いられる送信パルス整形フィルタに関する周波数応答および前記通信信号が受信されるまでに経由する伝播チャネルの周波数応答の関数として、前記通信信号を白色化する白色化フィルタを決定するステップと
    をコンピュータに実行させるコンピュータプログラムを記憶したことを特徴するコンピュータ可読記憶媒体。

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