JP2011524124A - 無線受信器における干渉の効率的推定のための方法と装置 - Google Patents

Abstract

干渉抑圧ＣＤＭＡ受信器における使用のために、障害共分散行列を決定する方法と装置を開示する。開示した幾つかの実施形態では、信号伝搬遅延に関する正確な情報は必要ではない。典型的な方法には、受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延の選択を含む。障害共分散行列を計算するため、処理遅延のための純チャネル係数を推定し、使用する。受信信号の伝播媒体チャネル応答を推定することなしに、推定した純チャネル係数と処理遅延との関数として、障害共分散行列を計算する。

Description

本発明は、一般的には無線通信システムに関し、具体的には符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）受信器における信号障害の推定に関する。

無線受信器における干渉の抑圧は、現在および進展する通信システムの重要要素である。広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）に基づくセルラ通信ネットワークのような無線通信システムの上りリンクおよび下りリンクの両方において、干渉除去性能は、送信電力要求条件とリンク利用効率とに影響を与える。より良好な干渉除去は、そうでなければ可能であると思われる場合より低い電力レベルで、または高いデータ速度で、またはその両方でデータ送信を可能とする。

干渉除去の詳細は、通信信号形式と関係するプロトコル、送信および受信装置等の詳細のような多くの変数の関数として変化する。しかしながら、リアル・タイムで受信した信号干渉を特性化して抑圧する必要性のため、良好な干渉除去性能を提供することは、一般的には、多大な信号処理資源を必要とする。

例えば、よく知られた汎用Ｒａｋｅ（Ｇ−Ｒａｋｅ）受信器は、干渉を抑圧し、変調を改善するため追加の逆拡散フィンガを使用する。フィンガ間の障害相互相関を障害共分散行列Ｒ_uと表現することができる。同様に、その行列を使用して、逆拡散データ値の合成においてＧ−Ｒａｋｅが使用する合成重みを生成することができる。合成重みベクトルｗを、

式（１）
として計算することにより、Ｇ−Ｒａｋｅ受信器は、関心のある受信信号で色のついた干渉を白くする障害共分散行列を使用する。上記の表現で、ｈは純チャネル応答ベクトルであり、ｈの各要素は、無線チャネルと、同じく送信器パルス整形フィルタと受信器パルス整形フィルタとを含む、信号送信器とひとつの受信器フィンガとの間の全体的伝搬チャネル応答を表わす。

Ｇ−Ｒａｋｅの場合においてＲ_uを生成するためには、幾つかの手法がある。例えば、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器は、自己セル干渉、白色雑音およびその他セル干渉を含む種々の干渉関与の和、即ち合成として、本障害のモデルとする。このパラメトリック・モデルで、Ｊ＋１個のネットワーク基地局からの信号の受信を仮定すると、障害共分散行列は次式で与えられる：

式（２）
ここで、Ｅ_cは自己セル基地局のチップ当り送信した平均エネルギであり、Ｎ₀は白色雑音の片側電力スペクトル密度であり、Ｅ_c ^jはｊ番目の他セル基地局によるチップ当り送信した平均エネルギであり、Ｒ_Iは自己セル干渉をモデルにする共分散行列であり、Ｒ_nはパルス整形フィルタを通った白色雑音をモデルにし、Ｒ₀ ^jはｊ番目の他セルからの他セル干渉をモデルにする共分散行列である。当業者には当然のことであるが、もし良性信号項を減算する−例えば、Ｒ_I＝Ｒ_O ⁰−ｈｈ^Hということを仮定すれば、式（２）の第二式は、他セル干渉に使用したものと類似の方法で自己セル干渉項を計算できる、ということを実証する。他セル干渉を明示的にモデルとしない、即ち、他セル干渉Ｒ₀ ^jを白色雑音としてモデルにする実際の受信器実装では、Ｒ_Iの計算は、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器動作の全体的複雑さに大きく関与する。言い換えれば、Ｒ_Iの計算の効率を改善することは、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器の信号処理の複雑さを削減し、他の受信器タスクのための計算資源を自由にする。他セル干渉（Ｒ_O ^j）を明示的にモデルとする場合の受信器では、他セル干渉行列の計算は、受信器の複雑さに同様に影響する。それ故、これらの計算の効率を改善することは、同様に利点のあることである。

Ｒ_Ｉのための計算入力の一つの手法は、次式に基づく。

式（３）
ここで、ｌ番目の媒体チャネル係数を表わし、ｄ_kはｋ番目のフィンガ遅延であり、τ_jはｊ番目のチャネル遅延であり、Ｔ_cはＣＤＭＡチップ幅であり、Ｒ_p（＊）は受信パルス整形フィルタの自己相関である。（もし送信パルス・フィルタと受信パルス・フィルタが同じでないなら、Ｒ_p（＊）には送信パルス・フィルタと受信パルス・フィルタの畳み込みを含むことに注意されたい。）媒体チャネル係数ｇ_lは、送信と受信フィルタの応答を含む純チャネル係数と異なり、無線チャネルのみの応答を表わす。

式（３）は、次式に等価であると示してもよい。

式（４）
ここでΔ₁＝ｄ₁−τ_lかつΔ₂＝ｄ₂−τ_qかつ
Ｒ_PP(Δ₁−Δ₂)＝Σ_m=-∞ ^∞Ｒ_p（Δ₁−ｍＴ_c）Ｒ_p ^*（Δ₂−ｍＴ_c）
Ｒ_ｐｐ（＊）は事前に計算可能であり、これによって、式（４）の信号処理の実装は数回のテーブル・ルックアップと一回の乗算に削減するように、計算実行時間を節約する。しかしながら、それはΔ₁とΔ₂との差異にのみならず、本差異がどのサンプル位相で起こるかに依存するので、Ｒ_pp（＊）のテーブル・ルックアップはいくらか複雑である。また、Ｒ_pp（＊）は対称でないので、ルックアップ・テーブル入力を選択する場合、正および負の遅延差を考慮しなければならない。

上記の事態のため、要求のテーブル・ルックアップ動作はより大きな数の変数に依存し、正しいテーブル入力を特定するため、より多くの処理決定をしなければならないということを意味し、同様に、より大きな処理能力または速度と、より大量の動作メモリとを必要とする。そのような面倒な事態は、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器でのＲ_I計算のための式（４）の実装により、さもなければ提供される効率の利益を損なう。

もう一つの手法は、Ｒ_Iを次式で表現する。

式（５）
式（５）は式（４）に与えた式に類似性を持ち、Ｒ_pp（＊）に等価な（そして置換する）Ｒ（ｎ₁、ｎ₂）を有するが、Ｒ_p（＊）の積の和を伴うもっと複雑な表現を含む。制限された受信条件−即ち、伝搬チャネルの最小時間分散−の下では、Ｒ（ｎ₁、ｎ₂）とＲ_p（＊）のルックアップ・テーブルは数個のＣＤＭＡ拡散チップに及ぶ必要があるのみである。受け入れ可能な性能を生み出すためには、しかしながら、式（５）はチャネル条件の範囲にわたって良好な性能を必ずしも生み出さず、未だ重大な計算上の複雑さを引き起こす。

関連の特許文献１では、受信ＣＤＭＡのための関心のある複数の遅延間の障害相関を決定するもう一つの方法を開示した。まず、式（３）が与える障害共分散行列の入力を次の式のように書き直すことができることを示した。

式（６）
もしｍ＝０の項を含むように第一の総和を変更するなら、式（６）は次式のように書き直すことができる。

式（７）
最右項、ｈ（ｄ₁）ｈ（ｄ₂）^＊は、測定した純チャネル応答データより容易に計算される。残りの項を計算する効率的な方法がＣａｉｒｎｓの出願で提示され、障害行列項を計算する時間領域畳み込み技術（および周波数領域等価物）を含んでいる。

当業者には当然であるが、上記の障害行列式の各々を、媒体係数、即ち、無線チャネル係数であるｇの項で書く。実際の受信器実装では、推定した媒体係数は、典型的には、純係数を推定することにより獲得し、次式の変換の幾つかの変数を適用する。

式（８）
ここでＢは変換行列である。Ｂの（ｉ、ｊ）要素は次式で与えられる。

式（９）
ここで、Ｒ_TX／RX（λ）は、λで評価した送信と受信フィルタの畳み込みである（ｄ_iとτ_jを式（３）と連結して上記で定めた）。

、Ｄ．Ｃａｉｒｍｓ、Ｇ．Ｂｏｔｔｏｍｌｅｙ、 "汎用Ｒａｋｅ受信器における干渉推定のための方法と装置" 米国特許出願第１１／４７９，４８３ Ｋｈａｙｒａｌｌａｈ等、米国特許公報２００５／００４７４８５ Ｏｔｔｏｓｏｎ等、米国特許明細書第６，６８３，９２４

実際には、上記の障害推定技術の全てに基づく干渉抑圧受信器の最適な性能は、高い信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を有する信号を処理する場合は特に、幾つかの環境下では経路遅延（τ_j）の正確な知識に依存する可能性がある。不正確な経路遅延情報は、対応して、媒体応答係数ｇの不正確な推定値をもたらす。幾つかの場合、媒体応答の不正確な推定値は、干渉推定過程が非常に効率的でも、非最適受信器性能をもたらす可能性がある。

本明細書では、干渉抑圧ＣＤＭＡ受信器で使用するための障害共分散行列を決定する方法と装置について開示する。開示する実施形態の幾つかによれば、受信信号の伝搬媒体チャネル応答を推定せずに、ＣＤＭＡ受信器における遅延を処理する障害共分散行列を計算できる可能性がある。それ故、これらの実施形態の幾つかにおいては、伝搬遅延とパルス整形自己相関関数とに関する正確な情報は、障害共分散行列を計算するのに必要でない。

本明細書で開示する方法の典型的な実施形態では、受信ＣＤＭＡ信号を処理するため、複数の処理遅延を選択する。処理遅延のための純チャネル係数を推定し、障害共分散行列を計算するために使用する。再び受信信号のために伝搬媒体応答を推定せずに、推定した純チャネル係数と処理遅延との関数として障害共分散行列を計算する。

幾つかの実施形態では、処理遅延の任意の２個野間の遅延差が、受信ＣＤＭＡ信号のためのチップ幅の整数倍であるように、処理遅延を選択する。その他の実施形態では、平坦または実質的に平坦な伝搬チャネルを通してＣＤＭＡ信号を受信するなら、サブチップ間隔を有する処理遅延を選択する。処理遅延がチップ間隔ラスタで置かれている実施形態では、処理遅延の任意の２個の間の最大差に少なくとも等しい遅延差の範囲を超えて、処理遅延対間の遅延差の関数として定める干渉関数のために値を計算するよう、受信器処理回路を構成する可能性がある。これらの実施形態では、障害共分散行列を計算することには、対の各々のための純チャネル係数と、対間遅延差に対応する干渉関数値との関数として、処理遅延対のための行列入力を計算すること備える。幾つかの実施形態では、時間領域で畳み込み動作を、または周波数領域で対応する動作を実行することにより、干渉関数のための値を計算することが利点がある可能性がある。

一般的に、障害相関推定のために本明細書で教える方法と装置は、ＣＤＭＡ信号に関係する基本的に任意の形式の無線通信デバイスまたはシステムで使用される可能性がある。非制限的例の目的で、本明細書で説明する方法を使用して、受信信号障害相関を推定するよう、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ回路を構成してもよい。パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ回路は、例えば無線通信ネットワーク基地局での受信器などにおける上りリンク信号処理に、および、例えば無線通信ユーザ装置、端末またはハンドセットでの受信器などにおける下りリンク信号処理に、またはそのいずれかに有利に適用できる可能性がある。もう一つの非制限的例として、本明細書で説明する技術を使用して、受信信号障害相関を推定するよう、チップ等化器を構成してもよい。

勿論、本発明は上記の特徴と利点に制限されない。実際には、当業者は、以下の詳細な説明を読んで、そして添付の図面を見て、追加の特徴と利点を認識するであろう。

典型的な通信ネットワーク基地局と典型的な無線通信デバイスを示すブロック図である。 干渉抑圧ＣＤＭＡ受信器における使用のため、障害共分散行列を決定する処理論理の一つの実施形態の論理フロー図である。 パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器動作のために構成した典型的な受信器回路のブロック図である。 障害共分散行列を決定するための処理論理のもう一つの実施形態を示す論理フロー図である。 障害共分散行列を決定するための処理論理のもう一つの実施形態を示す論理フロー図である。

図１は、一つ以上の基地局アンテナ１１５を使用して、下りリンクで無線通信デバイス１２０へ信号を送信する基地局１１０の簡単な描写を提供する。無線通信デバイス１２０は、同様に、一つ以上のデバイス・アンテナ１２５を使用して、上りリンクで基地局１１０へ信号を送信する。無線通信デバイス１２０には、受信器回路１４０と、送信器回路１６０と、無線デバイス１２０の特徴と使用目的に依存して変化する、一つ以上の追加の処理回路１８０とを含む。本発明の開示目的に特別関心のあることとして、受信器回路１４０には、高度の計算効率で受信信号障害相関を決定するよう構成した、障害推定回路１５０を含む。

図２は、本発明により処理する障害相関推定の一つの実施形態を示す。図示の処理論理によれば、受信ＣＤＭＡ信号のために関心のある複数の遅延のために障害共分散行列を決定するよう、障害推定回路１５０を含む一つ以上の処理回路を受信器１４０で構成する。以下の説明で更に詳細に説明するように、ブロック２１０に示すように、受信ＣＤＭＡ信号を処理するため、複数の処理遅延を選択する。ブロック２２０に示すように、処理遅延の各々のため、純チャネル係数を推定するが、純チャネル係数は、受信ＣＤＭＡ信号のため、送信器と受信器パルス整形フィルタを含むエンド・ツー・エンド伝搬チャネル応答を表わす。最終的には、ブロック２３０に示すように、純チャネル係数に基づき、処理遅延の選択した集合のため、障害共分散行列を計算する。本明細書で開示した技術を使用して、伝搬媒体チャネル応答を推定することなしに、そしてマルチパス・チャネル遅延の高度に正確な知識なしに、障害共分散行列を計算できる可能性がある。

当業者には当然のことであるが、受信器回路１４０の汎用Ｒａｋｅ（Ｇ−Ｒａｋｅ）実装では、選択した遅延はＧ−Ｒａｋｅ処理遅延、即ちフィンガ遅延であり、干渉抑圧に提供するためこれらを使用する可能性がある。また、受信器回路１４０のチップ等化（ＣＥ）実装では、選択した遅延はチップ等化処理遅延即ちタップ遅延であり、干渉抑圧に提供するためこれらを使用する可能性がある。合成重み生成、信号品質決定等に、本明細書で開示する技術により計算した障害共分散行列を使用する可能性がある。また、基地局１１０には、上りリンク信号障害相関を推定するため、本明細書で議論する受信器回路の実施形態を含めてもよい。議論の簡単化のため、以下の議論は無線通信デバイス１２０で処理する受信器に焦点を当てる。しかしながら、当業者には当然のことであるが、一般に、本明細書で教える方法と装置は、受信信号の純チャネル応答に基づき、受信信号障害の推定値を教える。そのような処理は、上りリンクおよび下りリンク通信に適用可能であり、ＣＤＭＡ通信信号形態およびシステム形態の広い範囲に適用可能である。

そのことを念頭に置き、非制限的な例の目的で、基地局１１０には、例えば広帯域符号分割多重接続（ＷＣＤＭＡ）標準により、またはＩＳ−２０００標準により動作するよう構成したセルラ通信ネットワークのような無線通信ネットワークの一部を備えてもよい。そのような訳で、無線通信デバイス１２０には、ＷＣＤＭＡ動作、ＩＳ−２０００動作、またはもう一つの標準による動作のために構成したセルラ無線電話機を備えてもよい。一般的に、無線通信デバイス１２０には、セルラ電話機、ページャ、ＰＤＡ、ラップトップ／パームトップ・コンピュータ、またはその中のネットワーク・カードのような全ての形式の無線通信端末または回路を備えてもよい。

無線通信デバイス１２０の一つ以上の実施形態では、受信器回路１４０にはパラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器回路を備え、それには、電子機器、ソフトウエア、またはそれらの任意の組合せを使用して実装し、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ動作のために構成した一つ以上の処理回路を同様に備えてもよい。一つ以上の実施形態では、一つ以上のコンピュータ・プログラムまたは機能を備えるプログラム命令により構成した、一つ以上のマイクロプロセッサ、デジタル・シグナル・プロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、またはその他のデジタル処理回路を備えてもよいベースバンド・プロセッサに、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器回路の少なくとも一部を実装する。

受信器回路１４０の各種の処理回路のこれらの変形を念頭に置いて、受信器回路１４０の一つの実施形態の更に詳細なブロック図を図３に提供する。図３のＧ−Ｒａｋｅ受信器実施形態には、経路探索器／遅延選択プロセッサ３１０、チャネル推定回路３２０、信号逆拡散器３４０、合成回路３６０、および合成重み生成回路３８０を備える。また、図３のＧ−Ｒａｋｅ受信器には、前に示した障害推定回路１５０の実施形態を含む。図示の実施形態では、遅延選択回路３１０が選択する処理遅延のため、受信信号ｒに対する障害を表わす障害共分散行列を計算するよう、障害推定回路１５０を構成する。合成回路３６０における逆拡散受信信号サンプルを処理するために合成重みを生成するよう、重み発生回路３８０は障害推定回路１５０が計算する障害共分散行列を使用してもよい。

それ故、受信器動作の一つの実施形態では、受信器回路１４０は、受信ＣＤＭＡ信号のデジタル型サンプルｒを獲得する。経路探索器／遅延選択回路３１０は、受信ベースバンド信号の粗い相関処理を実行し、電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）か、または受信信号の支配的なマルチパス成分の相対的遅延を特定するその他の情報かを生成する。以下で更に詳細に議論するが、経路探索器／遅延選択回路３１０は、Ｒａｋｅフィンガ配置を決定する、即ち、受信信号逆拡散と干渉特性化に使用する遅延時間合わせを決定する。Ｒａｋｅ受信器の"フィンガ"を配置するため、これらの遅延を使用する。選択遅延で受信信号ｒの多数のバージョンを処理するため、これらのフィンガを使用する。本発明の幾つかの実施形態では、フィンガ配置に使用するフィンガ配置格子の分解能は、受信信号の"サブチップ"オーバサンプル速度を定める可能性がある。例えば、フィンガ配置格子、即ち"ラスタ"は、受信信号の"チップ"時間の１／４の時間分解能を持つ可能性がある。しかしながら、本発明の幾つかの実施形態では、受信信号のチップ幅に等しい間隔を持つラスタを使用して、フィンガを配置してもよい。

フィンガ配置情報はチャネル推定回路３２０の動作を駆動するが、それは、この議論の目的のため、チャネル応答情報を獲得するためにパイロット・シンボルを逆拡散する、測定即ち探査フィンガを含むように考慮される可能性がある。もっと具体的には、少なくとも一つの実施形態では、選択処理遅延の各々に純チャネル係数を決定してもよいように、チャネル推定回路３２０は処理遅延に測定フィンガを配置する。

信号逆拡散器３４０を、着目した処理遅延に合わせる。例えば、各信号逆拡散器は関心のあるチャネル化符号のために割当てられ、着目した各々の処理遅延と時間合わせされる。トラヒック逆拡散器の所定の集合を着目した各々のチャネル化符号に割当て、それに合わせる。同様に、着目した各チャネル化符号のため、受信信号障害を考慮して合成重み生成回路３８０が生成する合成重みに従い、合成重みが結果の合成信号の同じセルおよびその他のセル干渉を抑圧するように、合成回路３６０はその符号に割当てたフィンガから逆拡散値を合成する。

本明細書で開示する技術を使用して、受信器１４０は、純チャネル応答の推定値に基づき、基本的なチャネル遅延の知識に頼ることなしに、障害推定を実行してもよい。これらの推定値には雑音を含む可能性があるが、雑音を削減するため、本推定値をフィルタにかけることができる。幾つかの環境の下では、本推定値雑音は、チャネル遅延の不正確な推定値より深刻度のより少ない性能制限であるということを示すことができる。以下の本議論では、時間領域実装の観点で障害推定技術を議論する。当業者には明らかなことであるが、周波数領域実装もまた可能であり、そのような実装に本議論の技術を適用できるであろう。また、以下の議論は、２×２多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムのために一般式を提示する。提示の式は、単一および二重ストリームＭＩＭＯシナリオと、同じく開および閉ループ送信ダイバーシティ実装も対象にする。提示するシナリオは、不必要に議論を複雑にせずに一般性を提供する。当業者には認識するであろうが、その他のマルチアンテナの場合を対象とするよう、これらの式を単純化してもよい。

障害共分散行列の入力のために一つの式を提供する式（７）を、純チャネル係数の観点から、即ち、媒体応答係数に依存しないように、再定式化してもよい。その他のセル干渉を白色雑音としてモデル化すると仮定すると、一般的障害共分散行列構造を以下のように書くことができる。

式（１０）
この式には幾つかの干渉関与がある。送信アンテナ１（Ｒ_I、1）からの干渉関与、送信アンテナ２（Ｒ_I、2）からもう一つの関与、および、最も一般的な場合では、アンテナ間関与（Ｒ_I、X）がある。

この一般的場合、障害行列の要素は以下のように書くことができる。

式（１１）
上記の式で、全ての受信アンテナのフィンガに処理遅延（ｄ_j）の共通集合を使用する。送信アンテナ１、送信アンテナ２からの干渉関与、またはアンテナ間関与それぞれに対応して、下添字Ｓは１，２またはＸであり得る。上添字ａ₁とｂ₂は、純チャネル係数は、どちらの受信アンテナに対応するのかを示す。２個の受信アンテナを有する２分岐受信器では、これらの上添字１または２のどちらかの値をとってもよい。

マルチＲＸ受信の各々の障害行列は次式で与えられる。

式（１２）
この式には、３個のサブ行列、Ｒ¹¹ _I,S、Ｒ²² _I,SおよびＲ¹² _I,Sを計算する必要がある。これらの中で、二つ（Ｒ¹¹ _I,SおよびＲ²² _I,S）は共役対称であり、その結果、これらの行列の上部の三角形部分の要素のみを計算する必要がある。

式（１１）を注意深く考慮すれば、幾つかの意味あいが明らかに成る。第一に、無限加算に焦点を当てると、チップ間隔の区間での純チャネル係数の測定を必要とするということが明らかになる。たとえ式（１１）における無限加算を受信器性能の非常に大きな障害なしで切り捨てることができるとしても、もし各遅延差ｄ₁−ｄ₂がチップの整数倍でないなら、式（１１）の直接的実装は、一般的に実際的であると思われるよりもっと多くのフィンガを必要とするであろう。従って、本発明によるＧ−Ｒａｋｅ受信器の一つ以上の実施形態では、フラット（単一遅延に対応して、１タップ）チャネルまたは実質的にフラット（単一の支配的遅延、または低い遅延拡散に対応して、支配的タップ）の場合を除けば、フィンガ配置はチップ間隔のラスタに制限される。幾つかの実施形態では、特許文献２で説明される方法のように、フィンガ配置は単純な固定（隣接）グリッド方法に基づいてもよい。その他では、特許文献３で説明される方法のように、もっと複雑なミラ戦略（非隣接グリッド）を採用してもよい。いずれにしても、当業者は注意するであろうが、チップ間隔ラスタにフィンガ配置を制限することは、ナイキスト基準に合致しなく、従って、ＷＣＤＭＡに理論的に最適ではない。しかしながら、分散チャネルに対するシミュレーションは、ナイキスト・ラスタにフィンガを有するＧ−Ｒａｋｅ受信器に比較して、もしあっても、そのような受信器のために性能損失が殆んどないということを示した。

チップ間隔のラスタを仮定すると、式（１１）の障害行列入力の各々は、実際は、対応するフィンガ対のための遅延差の関数である。この事実の利点を利用して、式（１１）は次のように書き換えられてもよい。

式（１３）
この式で、Ｋ_s ^a1a2（Δ）は次式が与える干渉関数である。

式（１４）
ここで、Δ＝ｄ₁−ｄ₂である。（切り捨てた）合計は、畳み込みと類似であり、従って、時間または周波数領域のどちらかにおける畳み込み動作として効率的に実装できる。

この動作を（各アンテナに対して、そして任意のアンテナ間の項に対して）一度実行することは、全ての遅延差対に干渉関数値を生み出す。それ故、任意の干渉行列要素を構築することは、その行列要素の遅延差に対応する干渉関数値を選択することと、次に関連の遅延のための純チャネル係数の積を差し引くことを、単に必要とする。

図４は、本発明の幾つかの実施形態による干渉抑圧ＣＤＭＡ受信器での使用のために、障害共分散行列を決定する典型的な手順を示す論理フロー図を提供する。本手順を明確にするため、図４に示す方法について、単一入力多出力（ＳＩＭＯ）システム、即ち、１個の送信アンテナと２個の受信アンテナを採用するシステムに関して、詳細に説明する。

この場合、式（１０）は、

式（１５）
に単純化され、式（１１）−式（１４）の下添字Ｓを無視することができる。当業者は当然のことと考えるであろうが、更なる単純化は、単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムで起こる。この場合、ａ₁＝ａ₂＝１であり、干渉行列は単純にＲ_I＝Ｒ¹¹ _Iである。

いずれにしても、図４の方法は、処理遅延がチップ間隔ラスタに当たるように、受信ＣＤＭＡ信号を処理するために、複数の処理遅延の選択をしてブロック４１０で始まる。言い換えれば、任意の二つの処理遅延間の遅延差が受信ＣＤＭＡ信号のチップ幅の整数倍であるように、遅延を制約する。図３に示す経路探索器３１０のように、経路探索器／遅延推定器機能から遅延情報を獲得し、チップ間隔ラスタに番号Ｎのフィンガを置くために、Ｇ−Ｒａｋｅ受信器で、この遅延情報を使用してもよい。上記で議論したように、隣接または非隣接グリッドにフィンガを置いてもよい。

ブロック４２０で、各々の遅延に対して純チャネル係数を推定する。ＳＩＭＯシステムの場合には、両方の受信アンテナの純チャネル係数（▲ｈ^¹▼および▲ｈ^²▼）は、パイロット・チャネルから推定する。例えば、次式により、第一の受信アンテナの純チャネル係数を推定してもよい。

式（１６）
ここで、ｘ¹ _pilot（ｋ）はアンテナ１の逆拡散パイロット・シンボルのベクトルであり、ｓ（ｋ）は、ｋ番目のシンボル区間の間に送信する既知のパイロット・シンボルである。図４に示していないが、純チャネル係数推定値を平滑化してもよく、即ち、例えば、指数関数フィルタを使用して、幾つかのタイム・スロットにわたってフィルタをかけてもよい。例えば、スロットｎでのアンテナ１に対する平滑化した純チャネル係数推定値は、次式により獲得してもよい。

式（１７）
ここで、０≦λ≦１である。幾つかの実施形態では、選択的にフィルタリングを適用する。例えば、ドップラ拡散周波数推定器の使用によりフィルタリングの活性化を制御してもよい。それ故、幾つかの実施形態では、ドップラ拡散周波数が低いなら、フィルタリングを動作可能にできる。あるいは、もしドップラ拡散周波数が高いなら、フィルタリングを停止できる。その他の実施形態では、純チャネル係数を平滑化する。

ブロック４３０で、選択遅延の任意の２個の間の最大遅延差を決定する。幾つかの実施形態では、時間で最も早いものから時間でもっとも遅いもののＮ個のフィンガ遅延、即ち、ｄ₀＜ｄ₁＜・・・＜ｄ_N-1に命令して、最大遅延差Δ_max＝ｄ_N-1−ｄ₀を計算することが便利である可能性がある。

最大遅延差Δ_maxは、ブロック４４０で示すように、干渉関数Ｋ^a1a2（Δ）のための値を計算する範囲を決定するために使用する。式（１４）と推定した純チャネル係数▲ｈ~¹▼および▲ｈ~²▼を使用して、−Δ_maxからΔ_maxの範囲にわたって、干渉関数の各値を計算してもよい。フィンガの非隣接グリッドを使用する実施形態では、実際のフィンガを割当てていない任意のグリッド位置の純チャネル係数に対しては、ゼロの値を仮定してもよい。ＳＩＭＯ実施形態に対しては、干渉関数は以下の遅延差に必要である。
Ｋ¹¹（ｍ）∀ｍ∈｛−Δ_max，（−Δ_max＋１），...，０｝
Ｋ²²（ｍ）∀ｍ∈｛−Δ_max，（−Δ_max＋１），...，０｝
Ｋ¹²（ｍ）∀ｍ∈｛−Δ_max，（−Δ_max＋１），...，Δ_max｝
当業者には当然のことであるが、干渉関数Ｋ¹¹（ｍ）およびＫ²²（ｍ）は対象であり、その結果、丁度−Δ_maxから０の範囲に対して値を計算することができる。

ブロック４５０、４６０および４７０で、干渉サブ行列Ｒ¹¹ _I、Ｒ²² _IおよびＲ¹² _Iの入力を計算する。ブロック４５０で第一の遅延対（例えば、ｄ_i、ｄ_j）を選択し、式（１３）とブロック４４０で計算した干渉関数値を使用して、ブロック４６０でその遅延対に対応する行列入力を計算する。全ての遅延に対して入力の計算を完了したということが（ブロック４７０で）決定するまで、行列の各遅延対に対して（および全体の干渉行列の各サブ行列に対して）これを繰り返す。

幾つかの実施形態では、ゼロからＮ−１の添字の処理遅延に対して、次のアルゴリズムによりＲ¹¹ _IとＲ²² _Iの行列入力の計算を進めてもよい。

（ａ）ｉ＝０に設定
（ｂ）ｊ＝ｉに設定
（ｃ）遅延差Δ＝ｄ_i−ｄ_jを計算
（ｄ）Ｒ^yyI（ｉ、ｊ）＝Ｋ^yy（Δ）−ｈ^y（ｄ_i）（ｈ^y（ｄ_j））^＊
およびＲ^yyI（ｉ、ｊ）＝（Ｒ^yyI（ｉ、ｊ））^＊
とする。

（ｅ）ｊ＝ｊ＋ｉ
（ｆ）もしｊ＜＝Ｎなら、ステップ（ｃ）に戻る。

（ｇ）ｉ＝ｉ＋１
（ｈ）もしｉ＜＝Ｎなら、ステップ（ｂ）に戻る。
同様に、以下により干渉サブ行列Ｒ¹² _Iを計算してもよい。

（ａ）ｉ＝０に設定
（ｂ）ｊ＝０に設定
（ｃ）遅延差Δ＝ｄ_i−ｄ_jを計算
（ｄ）Ｒ_I ¹²（ｉ、ｊ）＝Ｋ¹²（Δ）−ｈ¹（ｄ_i）（ｈ²（ｄ_j））^＊とする。

（ｅ）ｊ＝ｊ＋ｉ
（ｆ）もしｊ＜＝Ｎなら、ステップ（ｃ）に戻る。

（ｇ）ｉ＝ｉ＋１
（ｈ）もしｉ＜＝Ｎなら、ステップ（ｂ）に戻る。

全体の干渉行列は、式（１２）に示すようにＲ¹¹ _I、Ｒ²² _IおよびＲ¹² _Iから計算できる。次に、計算した障害行列を有する受信信号の処理を進めてもよい。例えば、図４の典型的な方法では、処理は、障害共分散行列からの重みを合成する、例えば、式（１）による計算に移る。当業者には当然のことであるが、図４に示す方法が計算する障害共分散行列は、受信信号のための信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を推定するように、その他の目的に同様に使用してもよい。ほとんどの場合、図４の方法で使用するチップ間隔グリッドは、良好な性能を提供し、基本的な信号伝搬遅延の正確な知識なしに、障害共分散行列の計算を容易にする。しかしながら、もし遅延情報が正しくないなら、チップ間隔グリッドは、平坦チャネルと、支配的経路を有するチャネルと、軽い分散を有するチャネル（まとめて基本的に平坦と呼ぶ）との場合を上手に取り扱わない。経路探査器からの遅延報告の粗雑さと、タイリング・ドリフトと、マルチアンテナ受信器の受信チェーン間の全体のグループ遅延における差異と二つ以上の送信器からの不完全同期の送信とを含む多くの理由のため、遅延情報は不正確であり得る。もし伝搬チャネルが基本的に平坦なら、遅延の不正確さは、ピーク・スループットを望む場合には特に、厳しい性能低下の原因となる可能性がある。従って、本発明の幾つかの実施形態には、基本的に平坦なチャネルを検出した場合に活性化される特別な処理モードを含む。探査器が一つの分解できる経路のみを報告するか、または残りのものよりはるかに大きな一つの経路を報告するか、または小さな（例えば、２チップより少ない）遅延分散に及ぶ経路遅延を報告する場合、そのようなチャネルを検出できる。

これらの実施形態では、受信器が基本的に平坦なチャネルを検出するなら、それは、報告遅延ｄ_flatの中心にあるアンテナ当たりＭ個のフィンガを有するサブチップ間隔のグリッドを使用する。この構成の障害共分散行列は、再度伝搬媒体チャネル応答を計算する必要が全くなしに、推定した純チャネル係数を使用して計算してもよい。

以下の詳細な議論では、半チップ間隔グリッドに配置した、例えばアンテナ当たりＭ＝５個のフィンガの場合に対して、即ち、［ｄ_flat−Ｔ_c、ｄ_flat−Ｔ_c／２、ｄ_flat、ｄ_flat＋Ｔ_c／２、ｄ_flat＋Ｔ_c］において、式を提供する。当業者には当然のことであるが、その他の扱い方が可能であり、一般的には、以下の説明に従うであろう。

干渉行列Ｒ_I,S ^a1a2の形式を考える。この行列の上部の三角形部分の入力は次式のように定義される。

式（１８）
もし式（１１）の合計がこれらの入力の各々に拡大されるなら、干渉行列は次の構造を持つということがすぐに明らかになる。

式（１９）
ここで、９個だけ一意的な行列要素がある。これらの要素は次式で与えられる。

式（２０）
式（１９）と式（２０）から、実質的に平坦なチャネルに対する干渉行列を計算することが、きわめて直接的になる。

平坦チャネル処理モードを含む障害共分散行列を決定する一般化した方法を図５に示す。本処理は、ブロック５１０で、チャネル応答の分析から始まる。例えば、経路探索／遅延推定結果は経路探索器から獲得されてもよく、そしてチャネルが実質的に平坦かどうかを決定するために分析されてもよい。もし本チャネルが実質的に平坦でなければ、ブロック５２０で決定するように、図４に示す方法により処理を進めてもよい。しかしながら、もし本チャネルが実質的に平坦であるなら、本処理はブロック５３０で、各受信アンテナのＭ個の処理遅延の選択を続ける。Ｍ個の処理遅延は、平坦チャネルの報告遅延を中心に、サブチップ遅延差、例えば、半チップ間隔で配置される。

ブロック５４０で、処理遅延に対して純チャネル係数を推定する。前に議論したように、受信したパイロット・シンボル・データからこれらの推定値を獲得してもよい。幾つかの実施形態では、純チャネル係数推定過程には、例えば、指数関数フィルタを使用して純チャネル係数を平滑化すること含めてもよい。最終的に、ブロック５５０で、推定した純チャネル係数に基づき、障害共分散行列を計算する。
半チップ間隔で配置した５個のフィンガの場合には、式（１９）と式（２０）の式を使用して、干渉サブ行列Ｒ¹¹ _I,S、Ｒ²² _I,SおよびＲ¹² _I,Sを計算する。次に、式（１２）により、これらのサブ行列を干渉行列Ｒ_I,Sに合成する。その他の場合には、上記で説明した一般的扱い方を使用して、同様の方程式を誘導できる可能性がある。

一つ以上の上記の実施形態はＧ−Ｒａｋｅ受信器回路の詳細を提示しているが、障害相関推定値の係数決定のために本明細書で教える方法と装置は、その他の受信器形式に有利に適用される可能性がある。非制限的例を目的に、一つ以上の実施形態で、受信器回路１４０はチップ等化器として構成される。そのようなチップ等化器実施形態では、上記の教えにより障害共分散行列を生成してもよい。チップ等化器実施形態では、障害相関推定値を使用して、等化器係数としても知られる、合成重みを形成してもよい。逆拡散の前に、合成重みをチップ・サンプルに適用する。それ故、一つ以上の実施形態では、受信器回路１４０には、受信ＣＤＭＡ信号のために、関心のある複数の遅延間の障害相関を決定するため、上記で説明した一つ以上の方法を実行するよう構成したチップ等化器を備えるかまたは含む。

それ故、本明細書で開示した各種の受信器回路１４０は、Ｇ−Ｒａｋｅ受信器またはチップ等化器回路を備えても備えなくても、本明細書で開示した一つ以上の方法を実行するよう構成した処理回路を含み、一般的に、受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択することと、処理遅延の各々のために純チャネル係数を推定することと、処理遅延のために障害共分散行列を計算することとを備える。受信信号の伝搬媒体チャネル応答を推定することなしに、推定した純チャネル係数および処理遅延の関数として、障害共分散行列を計算する。幾つかの実施形態では、処理遅延の任意の２個の間の遅延差が、受信ＣＤＭＡ信号のチップ幅の整数倍であるように、処理遅延を選択する。その他の実施形態では、もしＣＤＭＡ信号を実質的に平坦な伝搬チャネルを通して受信するなら、サブチップ間隔を有する処理遅延を選択する。処理遅延をチップ間隔のラスタに配置する実施形態においては、処理遅延の任意の２個の間の最大差に少なくとも等しい遅延差の範囲を超えて、処理遅延対間の遅延差の関数として定義する干渉関数のために値を計算するよう、受信器処理回路を構成してもよい。これらの実施形態では、障害共分散行列を計算することには、対の各々のための純チャネル係数と対間の遅延差に対応する干渉関数値との関数として、処理遅延対のために行列入力を計算することを備えてもよい。幾つかの実施形態では、時間領域での畳み込み動作、または周波数領域での対応する動作を実行して、干渉関数のための値を計算することは有利である可能性がある。

勿論、本発明は前述の議論によって制限されないだけでなく、添付の図面によっても制限されいなが、以下の特許請求項で定める主題の範囲内でその他の方法で実現されてもよい。

式（１）
ここでΔ₁＝ｄ₁−τ_lかつΔ₂＝ｄ₂−τ_qかつ
Ｒ_pp(Δ₁−Δ₂)＝Σ_m=-∞ ^∞Ｒ_p（Δ₁−ｍＴ_c）Ｒ_p ^*（Δ₂−ｍＴ_c）
Ｒ_pp（＊）は事前に計算可能であり、これによって、式（１）の信号処理の実装は数回のテーブル・ルックアップと一回の乗算に削減するように、計算実行時間を節約する。しかしながら、それはΔ₁とΔ₂との差異にのみならず、本差異がどのサンプル位相で起こるかに依存するので、Ｒ_pp（＊）のテーブル・ルックアップはいくらか複雑である。また、Ｒ_pp（＊）は対称でないので、ルックアップ・テーブル入力を選択する場合、正および負の遅延差を考慮しなければならない。

上記の事態のため、要求のテーブル・ルックアップ動作はより大きな数の変数に依存し、正しいテーブル入力を特定するため、より多くの処理決定をしなければならないということを意味し、同様に、より大きな処理能力または速度と、より大量の動作メモリとを必要とする。そのような面倒な事態は、パラメトリックＧ−Ｒａｋｅ受信器でのＲ_I計算のための式（１）の実装により、さもなければ提供される効率の利益を損なう。

式（２）
式（２）は式（１）に与えた式に類似性を持ち、Ｒ_pp（＊）に等価な（そして置換する）Ｒ（ｎ₁、ｎ₂）を有するが、Ｒ_p（＊）の積の和を伴うもっと複雑な表現を含む。制限された受信条件−即ち、伝搬チャネルの最小時間分散−の下では、Ｒ（ｎ₁、ｎ₂）とＲ_p（＊）のルックアップ・テーブルは数個のＣＤＭＡ拡散チップに及ぶ必要があるのみである。受け入れ可能な性能を生み出すためには、しかしながら、式（２）はチャネル条件の範囲にわたって良好な性能を必ずしも生み出さず、未だ重大な計算上の複雑さを引き起こす。

Claims (22)

1. 干渉抑圧ＣＤＭＡ受信器で使用するための障害共分散行列を決定する方法であって、
   受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択するステップと、
   処理遅延の各々のために純チャネル係数を推定するステップと、
   受信信号のために伝搬媒体チャネル応答を推定することなしに、純チャネル係数と処理遅延との関数として処理遅延のための障害共分散行列を計算するステップと
   を有することを特徴とする方法。
2. 前記受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択するステップには、任意の２個の処理遅延の間の遅延差が受信ＣＤＭＡ信号のチップ幅の整数倍であるように処理遅延を選択するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記処理遅延のために障害共分散行列を計算するステップには、各処理遅延対のための純チャネル係数と本対間の遅延差との関数として、障害共分散行列の一つ以上の入力を計算するステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 遅延差の範囲を超えて遅延差の関数として定めた干渉関数のための値を計算するステップを更に有し、
   前記処理遅延のために障害共分散行列を計算するステップには、各対の純チャネル係数および、対間の遅延差に対応する干渉関数値との関数として、一対の処理遅延のための行列入力を計算するステップを含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
5. 前記干渉関数のために値を計算するステップには、干渉関数値を獲得するために純チャネル係数を使用して畳み込み動作を実行するステップと、障害共分散行列を計算することで使用するために干渉値を蓄積するステップとを含むことを特徴とする請求項４に記載の方法。
6. 前記純チャネル係数を使用して畳み込み動作を実行するステップには、周波数領域における畳み込み動作を実行するステップを含むことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 前記各処理遅延にために純チャネル係数を推定するステップには、受信パイロット・シンボルの関数としてチャネル係数を推定するステップを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
8. 前記各処理遅延にために純チャネル係数を推定するステップには、純チャネル係数の一つ、または純チャネル係数の積を平滑化するステップを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
9. 前記各処理遅延にために純チャネル係数を推定するステップには、受信ＣＤＭＡ信号のためのドップラ拡散周波数推定値が所定の閾値を超える場合には、純チャネル係数を選択的に平滑化するステップを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 受信ＣＤＭＡ信号のためのチャネル応答が実質的に平坦であるかどうかを判定するステップを更に有し、
    前記受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択するステップには、
    チャネル応答が実質的に平坦でない場合には、任意の２個の処理遅延の間の遅延差が受信ＣＤＭＡ信号のチップ幅の整数倍となるように前記処理遅延を選択するステップと、
    チャネル応答が実質的に平坦である場合には、一つ以上の処理遅延対間の遅延差がチップ幅より少ないように処理遅延を選択するステップとを含み、
    実質的に平坦なチャネル応答が単一の支配的遅延、または低い遅延拡散、または両方を持つチャネル応答であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
11. 受信ＣＤＭＡ信号のために単一障害を決定する受信器回路であって、
    一つ以上の処理回路を備える受信器回路が、
    受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択し、
    処理遅延の各々のために純チャネル係数を推定し、
    受信信号のために伝搬媒体チャネル応答を推定することなしに、純チャネル係数と処理遅延との関数として、処理遅延のための障害共分散行列を計算する
    ように構成されていることを特徴とする受信器回路。
12. 任意の２個の処理遅延間の遅延差が受信ＣＤＭＡ信号のチップ幅の整数倍であるように、受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択するよう、前記一つ以上の処理回路が構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の受信器回路。
13. 各処理遅延対の純チャネル係数と本対間の遅延差との関数として、障害共分散行列のために一つ以上の入力を計算することにより、処理遅延のために障害共分散行列を計算するように、前記一つ以上の処理回路が構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の受信器回路。
14. さらに、
    遅延差の範囲を超える遅延差の関数として定めた干渉関数の値を計算し、
    各対の純チャネル係数および対間の遅延差に対応する干渉関数値の関数として、一対の処理遅延のための行列入力を計算することにより、処理遅延のために障害共分散行列を計算するように、前記一つ以上の処理回路が構成されていることを特徴とする請求項１２に記載の受信器回路。
15. 干渉関数値を獲得するために純チャネル係数を使用して畳み込み動作を実行することと、障害共分散行列を計算することで使用するために干渉値を蓄積することとにより、干渉関数のための値を計算するように、前記一つ以上の処理回路が構成されていることを特徴とする請求項１４に記載の受信器回路。
16. 周波数領域で畳み込み動作を実行することにより、畳み込み動作を実行するように、前記一つ以上の処理回路が構成されていることを特徴とする請求項１５に記載の受信器回路。
17. 受信パイロット・シンボルの関数として、各処理遅延のために純チャネル係数を推定するように、前記一つ以上の処理回路が構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の受信器回路。
18. 純チャネル係数の一つまたは純チャネル係数の積を平滑化することにより、各処理遅延のために純チャネル係数を推定するように、前記一つ以上の処理回路がさらに構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の受信器回路。
19. 受信ＣＤＭＡ信号のためのドップラ拡散周波数推定値が所定の閾値を超える場合、純チャネル係数を選択的に平滑化することにより、各処理遅延のために純チャネル係数を推定するように、前記一つ以上の処理回路が更に構成されていることを特徴とする請求項１１に記載の受信器回路。
20. 受信ＣＤＭＡ信号のためのチャネル応答が実質的に平坦であるかどうかを判定するように、前記一つ以上の処理回路が更に構成され、
    チャネル応答が実質的に平坦でない場合には、任意の２個の処理遅延の間の遅延差が受信ＣＤＭＡ信号のチップ幅の整数倍となるように処理遅延を選択し、
    チャネル応答が実質的に平坦である場合には、一つ以上の処理遅延対間の遅延差がチップ幅より少ないように処理遅延を選択する
    ことにより、受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択するように、前記一つ以上の処理回路が更に構成され、
    実質的に平坦なチャネル応答が単一の支配的遅延、または低い遅延拡散、または両方を持つチャネル応答であることを特徴とする請求項１１に記載の受信器回路。
21. 受信ＣＤＭＡ信号の信号障害を決定するために受信器回路を備える無線通信ネットワーク基地局であって、
    前記受信器回路には、
    受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択し、
    処理遅延の各々ために純チャネル係数を推定し、
    受信信号のために伝搬媒体チャネル応答を推定することなしに、純チャネル係数と処理遅延との関数として処理遅延のために障害共分散行列を計算する
    ように構成された一つ以上の処理回路を備えることを特徴とする無線通信ネットワーク基地局。
22. 受信ＣＤＭＡ信号の信号障害を決定するために受信器回路を備える無線通信ユーザ装置であって、
    前記受信器回路が、
    受信ＣＤＭＡ信号を処理するために複数の処理遅延を選択し、
    各々の処理遅延のために純チャネル係数を推定し、
    受信信号のために伝搬媒体チャネル応答を推定することなしに、純チャネル係数と処理遅延との関数として処理遅延のために障害共分散行列を計算するように構成された一つ以上の処理回路を備えることを特徴とする無線通信ユーザ装置。

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