JP2005515738A - 無線通信システムにおける受信される信号予測システムおよび方法 - Google Patents

Abstract

無線通信システムの空間−時間解の結合器係数を計算する方法および装置に関する。１実施形態は、信号がフルパワーで送信される高いデータレートのＨＤＲシステムにおけるパイロット信号等の他の信号と時分割多重化された既知のアプリオリで信号の加重を調整する。最小化された平均二乗誤差ＭＭＳＥ方法が適用され、１パス当りをベースにした加重の結合を可能にする。加重は雑音相関マトリックスと、通路当たりの空間シグナチャの関数として計算される。雑音相関マトリックスは受信された信号の自己相関マトリックスから計算される。１実施形態では、ＭＭＳＥ方法は非時間ゲートパイロット信号であるように適用される。

Description

本発明は通信システム、特に無線通信システムにおける受信される信号を復号する方法に関する。

無線通信システムでは、送信される信号は送信チャンネルと、濾波、復調等の受信機処理動作により変更される。正確な通信では、受信機は受信されるデータの復号におけるこれらの影響を考慮しなければならない。受信機は送信される信号と受信される信号との関係を決定する。その関係はその次に受信される信号に適用されることができる。この関係は“シグナチャ”と呼ばれ、ここでは送信信号を変更する種々の影響がシグナチャに含まれている。

受信される信号へシグナチャを適用することは典型的に複雑なマトリックス演算を含んでいる。種々の技術が種々の仮定を採択することにより問題を簡単にするために開発されている。しばしば、これらの仮定は雑音エネルギと呼ばれる。幾つかの仮定は１つのタイプの無線システムの送信においては事実であるが、他の場合には事実ではない。それ故、受信される信号の正確で効率的な決定が必要とされている。

１特徴によれば、複数の受信アンテナと、複数の受信アンテナで受信された信号を結合する結合器とを有する無線通信システムでは、結合器に与えられる結合器の加重を決定する方法は、複数の受信アンテナの第１のアンテナで第１の信号を受信し、複数の受信アンテナの第２のアンテナで第１の信号の関数である第２の信号を受信し、第１の信号および第２の信号に基づいて結合器における第１および第２の信号に関連する第１の加重を決定するステップを含んでいる。

別の特徴では、遠隔局装置は複数のフィンガを有する第１のレイク受信機と、複数のフィンガを有する第２のレイク受信機と、第１のレイク受信機の複数のフィンガの１つおよび第２のレイク受信機の複数のフィンガの１つに結合されている第１のパス処理装置とを含んでいる。

無線通信システムは１以上の基地局と通信する複数の移動局を特徴とする。信号はチャンネルにより基地局と１以上の移動局との間で送信される。移動局と基地局の受信機は送信された信号を効率的に復号するため、送信された信号にチャンネルによって誘起される雑音を評価しなければならない。

コード分割多元アクセスＣＤＭＡ通信システム等の拡散スペクトルシステムでは、信号は疑似ランダム雑音ＰＮ拡散シーケンス等のコードの使用により広い帯域幅にわたって拡散される。拡散信号がチャンネルで送信されるとき、信号は基地局から移動局まで多数のパスを取る。信号は移動局の種々のパスから受信され、復号され、レイク受信機等のパス結合回路により構造的に再結合される。パス結合回路はスループットを最大にしてパスの遅延とフェーディングを補償するために加重と呼ばれる利得係数を各復号されたパスに対して適用する。

レイク構造はその簡潔性と頑丈さにより、特に移動体通信のデジタル通信受信機で広く使用されている。レイクを基礎とする考えは非常に簡単であり、（１）異なるパスの到着時間を発見し、（２）（通常“フィンガ”と呼ばれる）個々の相関器をこれらの到着時間へ割当て、（３）フィンガ当たりのシンボル評価の全てのアクチブフィンガにわたる加重された合計を典型的に生じる最終的なシンボル評価を形成するため個々の相関器の出力を結合するものとして概略的に説明されることができる。

所定の１組の時間オフセットでは、最終的なシンボル評価の信号対干渉および雑音比ＳＩＮＲを最大にする加重の最適なセットが存在する。非静止の無線チャンネルでは、最適な時間オフセットと加重は時間で変化し、パラメータの両セットは受信機中でダイナミックに計算される。所定の時間オフセットで加重ベクトルを得る伝統的な方法は最大比結合ＭＲＣと呼ばれ、異なるフィンガ（各フィンガの出力は所望の信号プラス干渉からなる）の干渉はフィンガからフィンガで相関されていない固有の仮定を有する。

しばしば、通信システムの送信はパイロットインターバル、パワー制御インターバル、データインターバルを含んでいる。パイロットインターバル中、基地局は予め設定された基準信号を移動局へ送信する。移動局は受信された基準信号、即ちパイロット信号と送信されたパイロット信号からの情報を結合して、チャンネル干渉および信号対雑音比ＳＮＲ等のチャンネルについての情報を抽出する。移動局はチャンネルの特性を解析し、その後の次のパワー制御インターバル中にその信号に応答してパワー制御信号を基地局へ送信する。例えば基地局が現在のチャンネル特性を与えられた過剰なパワーで現在送信されているならば、移動局は制御信号を基地局へ送信し、送信されたパワーレベルを減少するようにリクエストする。通常高いデータレートＨＤＲを指すパケット化されたデータ送信システムの１実施形態では、システムは時間ゲートされたパイロットを有し、ここではパイロット情報はトラフィック信号とは別に独占的に利用可能であることに注意する。

デジタル通信システムはしばしば、受信された信号を正確に復号するためにログ尤度比ＬＬＲを使用する。ＳＮＲ測定または評価は典型的に受信された信号のＬＬＲを正確に計算するために使用される。正確なＳＮＲ評価はチャンネルの雑音特性の正確な知識を必要とし、これはパイロット信号の使用により評価される。

基地局または移動局が信号を放送するレートまたはパワーはチャンネルの雑音特性に依存する。最大の容量では、基地局と移動局のトランシーバはチャンネルにより導入された雑音の評価にしたがって送信された信号のパワーを制御する。雑音の評価、即ち送信された信号の異なるマルチパスコンポーネントの干渉スペクトル密度が不正確であるならば、トランシーバは過大なまたは過少のパワーで放送される。過大なパワーでの放送はネットワークリソースの不効率な使用を生じ、ネットワーク容量の減少と、移動局の電池の寿命の減少の可能性を招く。過少のパワーでの放送は減少したスループット、呼のドロップ、減少したサービス品質、カスタマの不満を招く。

用語“例示的”はここでは“１例、事例または例示としての作用”を意味するために専ぱら使用されている。“例示的”としてここで説明する任意の実施形態は必ずしも他の実施形態で好ましいまたは有効であるとして解釈されるわけではない。

以後“ＩＳ−９５標準”と呼ぶ“TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System ”と、以後“ｃｄｍａ２０００標準”と呼ぶ“TIA/EIA/IS-2000 Standards for cdma2000 Spread Spectrum System ”は拡散スペクトルＣＤＭＡシステムを詳細にしている。さらに、ＣＤＭＡシステムの動作は本発明の出願人に譲渡され、ここで参考文献とされている米国特許第4,901,307 号明細書（発明の名称“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS ”）に説明されている。

ＨＤＲ加入者システムと呼ばれるデータ送信のために構成された１タイプの通信システムは以後“the HDR standard”と呼ぶ“TIA/EIA/IS-856 cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification ”で詳細にされている。ＨＤＲシステムの文脈内では、アクセス端末ＡＴは運動または静止しており、ここではモデムプールトランシーバＭＰＴと呼ばれる１以上のＨＤＲ基地局と通信する。アクセス端末は１以上のモデムプールトランシーバを介してここではモデムプール制御装置ＭＰＣと呼ばれるＨＤＲ基地局制御装置とデータパケットを送受信する。

モデムプールトランシーバとモデムプール制御装置はアクセスネットワークＡＮと呼ばれるネットワーク部分である。アクセスネットワークはデータパケットを多数のアクセス端末間で転送する。アクセスネットワークはさらに法人のイントラネットまたはインターネット等のアクセスネットワークの外部の付加的なネットワークに接続され、各アクセス端末とこのような外部ネットワークとの間でデータパケットを転送する。

１以上のモデムプールトランシーバとのアクチブトラフィックチャンネル接続を設けるアクセス端末はアクチブアクセス端末と呼ばれ、トラフィック状態にあると言われる。１以上のモデムプールトランシーバとのアクチブトラフィックチャンネル接続を設定するプロセスにあるアクセス端末は接続セットアップ状態にあると言われる。アクセス端末は例えば光ファイバまたは同軸ケーブルを使用して無線チャンネルまたはワイヤチャンネルにより通信する任意のデータ装置でよい。アクセス端末はさらにＰＣカード、コンパクトフラッシュ、外部または内部モデムまたは無線または有線電話機を含むがそれらに限定されない任意の数のタイプの装置でよい。アクセス端末が信号をモデムプールトランシーバへ送信する通信リンクは逆方向リンクと呼ばれる。モデムプールトランシーバが信号をアクセス端末へ送信する通信リンクは順方向リンクと呼ばれる。

ＣＤＭＡ無線通信システム、特にＨＤＲシステム等の拡散スペクトルシステムでは、受信された信号およびエコーまたは信号の送信により発生されるマルチパスを処理するための時間ダイバーシティを実現するためレイク受信機を構成することが望ましい。ＣＤＭＡ無線システムのエアインターフェースチャンネルは１よりも多くの拡散チップ期間により相互に異なるマルチパス信号伝播の結果として分散的になり、レイク受信機を使用して独立した復調を可能にする。

付加的に、通常は、ビルディングおよび市街地のその他の障害物は信号を散乱する。さらに、幾つかの入来波間の相互作用のために、アンテナの結果的な信号は迅速で深いフェーディングを受ける。平均信号強度は自由空間のパス損失よりも４０乃至５０ｄＢ低い。フェーディングは都会環境の過密した市街地では最も深刻である。これらの地域では、信号エンベロープは短距離ではレイリー分布にしたがい、長距離では対数正規分布にしたがっている。

レイク受信機の使用は米国特許第5,103,390 号明細書（発明の名称“Diversity Receiver in a CDMA Cellular Telephone System”）に開示されており、これは本発明の出願人に譲渡され、ここで参考文献とされている。レイク受信機は個々のマルチパス信号を処理し、複合信号を形成するためにこれらを結合する。レイク受信機は無線システムの空間および時間ダイバーシティの両者を使用する。時間ダイバーシティは時間にわたってエアインターフェースにより信号が変更されるときに生じ、したがってマルチパスを生成する。レイク受信機は到着時間にしたがって信号を処理し、各時間変化するマルチパス伝播からのエネルギを効率的に結合することによりこのような時間ダイバーシティを利用する。

レイク受信機の構造に加えて、無線システムはしばしば受信された信号のＳＮＲを改良するダイバーシティ技術を使用する。ダイバーシティの受信は通信のＳＮＲを改良するために多数の信号を結合することを指す。時間ダイバーシティはＩＳ−９５ＣＤＭＡシステムのシステム性能を改良するために使用される。ダイバーシティ受信技術は送信機のパワーまたはチャンネル帯域幅を増加せずにフェーディング影響を減少し、通信の信頼性を改良するために使用される。

ダイバーシティ受信の基本的な考えは信号の２以上の独立したサンプルが採取されるならば、これらのサンプルは相関のない方法でフェードすることである。このことは全てのサンプルが同時に所定レベルよりも低くなる確率が、任意の個々のサンプルがそのレベルよりも低くなる確率よりも非常に低いことを意味している。Ｍサンプル全てがそのレベルよりも同時に低くなる確率はρ^M であり、ここでρは単一のサンプルがそのレベルよりも低い確率である。したがって、種々のサンプルの適切な組合わせからなる信号が任意の個々のサンプルよりも過酷なフェーディング特性が非常に低いことが明白である。

原理上、各タイプの応用は解決されなければならない異なる問題を有するが、ダイバーシティ受信技術は基地局または移動局で適用されることができる。ダイバーシティ結合器の価格は特に多数の受信機が必要ならば高価である。また、移動局のパワー出力はその電池寿命により限定される。しかしながら基地局は移動局に対するカバー区域を改良するためそのパワー出力またはアンテナの高さを増加できる。移動局と基地局との間のパスが両方向であるので、移動局で構成されるダイバーシティシステムは基地局のダイバーシティに類似して動作する。

空間−ダイバーシティを得るために、受信機において多数の受信アンテナを使用し、各アンテナの受信された信号エネルギのマルチパスフェードを解決することが望ましい。結合器の加重の適切な選択により、多数の受信アンテナは空間ドメインの干渉抑制を可能にする。特にフルパワーで送信されたゲートされたパイロット信号によるＣＤＭＡ波形を使用する無線通信システムに対して（各受信機アンテナの各レイクフィンガに対して）の空間−時間結合器係数を計算する必要がある。ＨＤＲシステムで使用されるゲートされたパイロット信号は図１４に示されており、ここではパイロットが周期的に送信されている。示されているように、パイロットはインターバルｔ₁ 乃至ｔ₂ とｔ₃ 乃至ｔ₄ 中に送信される。図示の実施形態では、パイロットはＰＮシーケンスにより拡散された論理１のシーケンスである。別の実施形態は種々のパイロット信号を使用し、パイロット方式は送信機と受信機の両者で演繹的に知られている。パイロットが非活性であるとき、データまたはトラフィックが送信される。データ信号は所定のシステムの構造に特別な種々の他の信号を含んでいる。フル送信パワーの信号は図１４に示されているようにデータとパイロットの両者に対して利用可能である。

１実施形態では、システムは最小平均二乗誤差ＭＭＳＥの結合器加重を特定する非再帰的方法を使用する。結合器加重の非再帰的計算は雑音相関マトリックスの評価値を形成するためにフレームのパイロット部分の期間に計算された相関統計に基づいている。相関はその後平均されるか、平均化による雑音抑制とチャンネル変化を追跡する能力とを妥協させるために多数のパイロットバーストを横切って濾波される。１実施形態では、結合器の加重は雑音相関マトリックスを反転し、所望の信号ベクトルの評価値と結果とを乗算することによってパイロットバースト当たり一度計算される。

例示的な実施形態では、データ情報は濾波と平滑化により受信された信号から抽出される。フィルタは関係する指図された量についての情報を抽出するために雑音データセットに与えられる物理的なハードウェアまたはソフトウェアのピースの形態の装置である。雑音は種々のソースから生じる。例えばデータは雑音センサ手段により得られ、または通信チャンネルによる伝送により崩壊されている有用な信号コンポーネントを表している。

フィルタは３つの基本的な情報処理作業、即ち濾波、平滑化、予測を行うように設計されている。濾波は時間ｔまで測定され、時間ｔを含んでいるデータの使用によって時間ｔの関係する量についての情報を抽出することを意味している。平滑化は関係する量についての情報が時間ｔで得られることを必要とせず、時間ｔよりも後に測定されたデータがこの情報を得るために使用されることができるという点で濾波と異なる。これは平滑化の場合、関係する結果を発生するのに遅延が存在することを意味している。平滑化プロセスでは、データは時間ｔの後の時間から利用可能である。換言すると、時間ｔまでで得られたデータだけでなく、時間ｔ後に得られたデータも利用可能である。平滑化は幾つかの意味では濾波よりも正確である。最後に、予測は情報処理の予測側である。ここでの目的は、時間ｔまで測定され時間ｔを含んだデータを使用することにより、将来の幾つかの（ｔ＋τ）での関係する量はどうであるかについての情報を得ることであり、τ＞０である。

フィルタは線形と非線形として分類される。フィルタは装置の出力で濾波され平滑化され予測された量がフィルタ入力に与えられた観察の線形関数であるならば線形であると言われる。そうでなければフィルタは非線形である。

線形濾波問題の解決に対する統計的な方法では、有用な信号と不所望な付加雑音についてのある統計パラメータの利用性（即ち平均および相関関数）を仮定する。線形フィルタは入力として雑音データを受け、幾つかの統計基準にしたがってフィルタ出力の雑音の影響を最小にするように設計されている。このフィルタ最適化問題に対するこの有効な方法は幾つかの所望の応答と実際のフィルタ出力との差として規定されるエラー信号の平均二乗値、即ちＭＭＳＥを最小にすることである。静止入力に対しては、結果的な解は平均二乗の意味では最適であると考えられる。エラー信号の平均二乗値対線形フィルタの調節可能なパラメータのグラフはエラー性能表面と呼ばれる。この表面の最小点は解を表す。

信号および／または雑音の非静止性がその問題に固有であるこれらの状態では、最適なフィルタは時間変化する形態を仮定しなければならない。線形フィルタ理論は連続時間について論じられるが、しかしながら実際にはディスクリートな時間表示がしばしば好まれる。この表示方法では、入力および出力信号と、フィルタ自体の特性は時間のディスクリートナ瞬間に全て規定される。連続時間の信号は均一な間隔の時間的瞬間における信号を観察することにより得られるサンプルのシーケンスにより表される。サンプリング理論が満たされるならば、この変換プロセス中に情報の損失は起こらず、サンプリング理論にしたがって、サンプリングレートは連続時間信号の最高の周波数成分の２倍よりも大きくなくてはならない。したがって、連続時間信号ｕ（ｔ）はシーケンスｕ（ｎ），ｎ＝２，…，により表され、ここでは便宜的にサンプリング期間は１に正規化される。

フィルタの設計は通常処理されるデータの統計についての演繹的情報を使用する。フィルタは入力データの統計特性がフィルタの設計が基づく演繹的情報に一致するときのみ最適である。この情報が完全に知られていないとき、フィルタまたはその他を設計するのは困難であり、設計はもはや最適ではない。このような情報で使用される直接的な方法は“評価およびプラグ”手順である。これは２段のプロセスであり、それによってフィルタは最初に関連信号の統計的パラメータを“評価”し、その後そのようにして得られた結果をフィルタパラメータを計算するための非再帰的公式へ“プラグ”する。実時間の動作では、この手順はマトリックスの反転を必要とする。効率的な方法は適応性フィルタを使用することである。このような装置により、適応性フィルタがその動作を再帰的アルゴリズムに依存する点で自己設計であるものを意味し、これは関連信号特性の完全な知識が有効ではない環境でフィルタが適切に動作することを可能にする。

適応性アルゴリズムは環境について知られていることを何でも表す初期状態の幾つかの予め定められたセットから開始する。さらに静止環境では、アルゴリズムの連続的は反復後、幾つかの統計的な意味で最適の解に集中することが発見されている。非静止環境では、変化が十分に遅いならば入力データの統計の時間変化を追跡できるので、アルゴリズムは追跡能力を提供する。

適応性フィルタのパラメータを１つの反復から次へ更新する再帰的アルゴリズムの応用の直接的な結果として、パラメータはデータ依存になる。それ故、これは重ね合せの原理に従わない意味で、適応性フィルタが現実には非線形装置であることを意味する。この特性にかかわらず、適応性フィルタは共通して線形または非線形として分類される。関係する量の評価がフィルタ入力に与えられる有効な観察セットの線形の組合わせとして適応して（例えばフィルタの出力で）計算されるならば、適応性フィルタは線形であると言われる。そうでなければ適応フィルタは非線形であると言われる。

種々の再帰的アルゴリズムは線形の適応性フィルタの動作のために開発されている。特定の応用のアルゴリズムの選択はシステムの幾つかのパラメータの任意の１つに基づいている。第１のパラメータは平均二乗の意味で最適の解に対して“十分に近く”収束するように静止入力に応答して、アルゴリズムに必要とされる反復数として規定されるコンバージェンスのレートである。高速度のコンバージェンスはアルゴリズムが未知の統計の静止環境に対して迅速に適合することを可能にする。第２のパラメータは誤調節と呼ばれる。関係するアルゴリズムでは、このパラメータは適応性フィルタの集団で平均された平均二乗エラーの最終値がフィルタにより発生された最小の平均二乗エラーから逸脱する量の定量的測度を与える。第３のパラメータは追跡である。適応性フィルタリングアルゴリズムが非静止環境で動作するとき、アルゴリズムはその環境の統計的変化を追跡することを要求される。しかしながら、アルゴリズムの追跡性能は２つの相反する特性、コンバージェンスのレートと、アルゴリズム雑音による一定状態の変動により影響される。

付加的なパラメータは小さい妨害に対する適応性フィルタの頑丈さである。頑丈な適応性フィルタでは、小さい妨害（即ち小さいエネルギを有する妨害）は小さい評価エラーを生じるだけである。妨害はフィルタの内部または外部の種々の要因から生じる。

さらに、計算の要求はアルゴリズムの１つの完全な反復を行うのに必要とされる複数の演算（即ち乗算、割算、加算／減算）と、データおよびプログラムの記憶に必要とされるメモリ位置のサイズと、コンピュータのアルゴリズムをプログラムするのに必要な投資を含む幾つかの問題を提示する。

さらに別のパラメータはアルゴリズムの情報フローの構造である。この構造はアルゴリズムがハードウェアで実行される方法を決定する。例えば、高いモジュール性、平行性または同時処理を示す構造を有するアルゴリズムは超大規模集積回路ＶＬＳＩを使用した構成に良好に適切である。

さらに別のパラメータはアルゴリズムの数値特性を考慮する。アルゴリズムが数値で実行されるとき、量子化エラーによる不正確さが生じる。これらのエラーは入力データのアナログデジタル変換と、内部計算のデジタル表示によるものである。デジタル表示は深刻な設計問題を生成する。２つの基本的な問題、即ち数値の安定性と数値の正確性が存在する。数値の安定性は適応性フィルタ処理アルゴリズムの固有の特性である。数値の正確性はデータサンプルとフィルタ係数の数値表示で使用されるビット数により決定される。適応性フィルタ処理アルゴリズムはそのデジタル構造で使用されるワードの長さの変化に対して感応性がないときに数値的に頑丈であると言われる。

適応性フィルタ処理は２つの基本的なプロセス、即ち出力応答を発生するための入力データサンプルのシーケンスの濾波と、濾波プロセスで使用されるパラメータの調節可能なセットの適合性制御とを含んでいる。

前述の説明により示されたように、ダイバーシティ技術とレイク受信機の使用を含む種々の方法が受信信号のＳＮＲを増加するために使用される。特別なシステムの設計では、しばしば正確性と価格および／または複雑性の間で妥協が行われる。以下、レイク受信機用として結合器の加重を決定する種々の方法を説明する。各方法は種々の状態において正確性と価格および複雑性の平衡を与える。第１に、ＭＲＣ方法が説明され、ここでは受信される信号の雑音エネルギに関する仮定が結合器の加重決定の計算上の複雑性を簡単にするために行われる。第２に、ＭＭＳＥ方法が説明され、ここではさらに結合器の加重決定の計算の複雑性を簡単にするために代わりに仮定が行われる。第３に、他の方法の仮定を使用せずにマトリックス反転計算を効率的に防止する適応性アルゴリズムが説明される。

Ｉ．最大比の結合
１実施形態では、受信機がレイク受信機を使用する無線通信において、適応性フィルタリングがレイク受信機の結合器の加重を計算するために行われる。理想的に、結合器の加重の計算はマルチパス、他のユーザからの干渉、雑音エネルギを含むシステムに存在する全てのエネルギを考慮する。このような計算の複雑性は仮定を簡単にする使用を促す。例えば結合器の加重を計算する１方法は最大比の結合ＭＲＣ方式を適用し、ここでは加重はパスとアンテナの組合わせに対して特別に計算される。このようにして、ＡアンテナとＬパスを有するシステムでは、システムを記述する（ＡＬ×ＡＬ）マトリックスはＡＬ（１×１）マトリックスに減少され、ここでは各パスは独立した雑音を有することが仮定される。ＭＲＣの発生された加重は各アンテナの各パスで計算される。

図１は正確な搬送波信号対干渉Ｃ／Ｉ、干渉エネルギＮ_t 、計算回路12を有する電気通信トランシーバシステムの図である。システム10はＣＤＭＡ移動局と共に使用するように適合されている。本発明の特別な実施形態では、トランシーバシステム10により受信される信号は基地局（図示せず）とシステム10との間で順方向通信リンクによって受信される。トランシーバシステム10により送信される信号はトランシーバシステム10から関連する基地局へ逆方向通信リンクによって送信される。

明白にする目的で、クロック回路、マイクロホン、スピーカ等のようなトランシーバシステム10の多くの詳細が省略されている。当業者は過度の実験をせずに付加的な回路を容易に実現できる。

トランシーバシステム10は二重変換の電気通信トランシーバであり、デュプレクサ16へ接続されているアンテナ14を含んでいる。デュプレクサ16は左から右へ受信増幅器18、無線周波数ＲＦを中間周波数ＩＦへ変換するミキサ20、受信帯域幅フィルタ22、受信自動利得制御回路ＡＧＣ24、ＩＦ−ベースバンド回路26とを含んでいる受信パスに接続されている。ＩＦ−ベースバンド回路26はＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12においてベースバンドコンピュータ28に接続されている。

デュプレクサ16はまた送信増幅器30、ＩＦをＲＸへ変換するミキサ32、送信帯域通過フィルタ34、送信ＡＧＣ36、ベースバンド−ＩＦ回路38を含んでいる送信パス66にも接続されている。送信ベースバンド−ＩＦ回路38はエンコーダ40においてベースバンドコンピュータ28に接続されている。

ベースバンドコンピュータ28のＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12はパス加重および結合回路42、レート／パワーリクエスト発生回路44、ログ尤度比（ＬＬＲ）回路46に接続されている。ＬＬＲ回路46はまたパス加重および結合回路42、デコーダ48にも接続されている。デコーダ48は制御装置50に接続されており、それはレート／パワーリクエスト発生回路44とエンコーダ40にも接続されている。

アンテナ14はＲＦ信号を受信し送信する。アンテナ14に接続されたデュプレクサ16は送信ＲＦ信号54から受信ＲＦ信号52の分離を容易にする。

アンテナ14により受信されるＲＦ信号52は受信パス64に導かれ、ここでこれらの信号は受信増幅器18により増幅され、ＲＦをＩＦへ変換するミキサ20により中間周波数に変換され、受信帯域通過フィルタ22により濾波され、受信ＡＧＣ24により利得調節され、その後ＩＦ−ベースバンド回路26によりデジタルベースバンド信号56へ変換される。デジタルベースバンド信号56はその後デジタルベースバンドコンピュータ28へ入力される。

本発明の実施形態では、受信機システム10は直角位相シフトキーＱＰＳＫ変調および復調技術の使用に適合されており、デジタルベースバンド信号56は同位相（Ｉ）と直角（Ｑ）信号成分の両者を含んでいる直角振幅変調ＱＡＭ信号である。ＩおよびＱベースバンド信号56は基地局で使用されるトランシーバ等のＣＤＭＡ電気通信トランシーバから送信されたパイロット信号とデータ信号の両者を表す。ＨＤＲタイプのシステムはしばしば８−ＰＳＫまたは１６−ＱＡＭ変調方式を使用する。

送信パス66では、デジタルベースバンドコンピュータ出力信号58はベースバンド−ＩＲ回路38によりアナログ信号に変換され、ＩＦ信号と混合され、送信バンドパスフィルタ34により濾波され、ＩＦ−ＲＦミキサ32によりＲＦに変換され、送信増幅器30により増幅され、その後デュプレクサ16を介してアンテナ14により送信される。

受信64パスおよび送信パス66の両者はそれぞれデジタルベースバンドコンピュータ28に接続されている。デジタルベースバンドコンピュータ28は受信されたベースバンドデジタル信号56を処理し、デジタルベースバンドコンピュータ出力信号58を出力する。ベースバンドコンピュータ28は信号−音声変換および／またはその逆の機能を含んでいる。

ベースバンド−ＩＦ回路38はデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）、ミキサ、加算器、フィルタ、シフタ、局部発振器のような種々のコンポーネント（図示せず）を含んでいる。ベースバンドコンピュータの出力信号58は同位相（Ｉ）および９０°位相のずれた直角（Ｑ）信号成分の両者を含んでいる。出力信号58はアナログベースバンド−ＩＦ回路38のＤＡＣへ入力され、ここでこれらは混合の準備のためにローパスフィルタにより濾波されるアナログ信号に変換される。出力信号58の位相はそれぞれベースバンドＩＦ回路38に含まれる９０°シフタ（図示せず）、ベースバンド−ＩＦミキサ（図示せず）、加算器（図示せず）により調節され、混合され、合計される。

加算器はＩＦ信号を送信ＡＧＣ回路36へ出力し、ここで混合されたＩＦ信号の利得は送信バンドパスフィルタ34により濾波し、ＩＦ−送信ミキサ32によりＲＦへ混合し、送信増幅器20により増幅し、デュプレクサ16およびアンテナ14により最後に無線送信する準備のために調節される。

同様に、受信パス64のＩＦ−ベースバンド回路26はアナログデジタル変換器ＡＤＣ、発振器およびミキサ等の回路（図示せず）を含んでいる。受信ＡＧＣ回路24からの受信された利得調節された信号出力はＩＦ−ベースバンド回路26へ転送され、ここでこれらは混合回路によりベースバンドに混合され、ＡＤＣによりデジタル信号に変換される。

ベースバンド−ＩＦ回路38とＩＦ−ベースバンド回路36の両者は混合機能を容易にするために第１の発振器60により与えられる発振器信号を使用する。受信ＲＦ−ＩＦミキサ20と送信ＩＦ−ＲＦミキサ32は第２の発振器62からの発振器信号入力を使用する。第１および第２の発振器60、6 はそれぞれマスター基準発振器信号から出力信号を得る位相ロックループとして構成されることができる。

当業者は、本発明の技術的範囲を逸脱せずに他のタイプの受信および送信パス64、66が代わりに使用されてもよいことを認識するであろう。増幅器18、30、ミキサ20、32、フィルタ22、34、ＡＧＣ回路24、36、周波数変換回路26、38のような種々のコンポーネントは標準的なコンポーネントであり、当業者および本発明の教示の実行により容易に構成される。

ベースバンドコンピュータ28では、受信されたＩおよびＱ信号56はＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12へ入力される。Ｃ／ＩおよびＮ_t 評価回路12はパイロット信号に基づいてＩおよびＱ信号56の干渉エネルギを正確に決定し、それに応答して搬送波信号対干渉比を決定する。Ｃ／ＩはＳＮＲに類似し、干渉と雑音成分の少ない受信されたＩおよびＱ信号56のエネルギと、受信されたＩおよびＱ信号56の干渉エネルギとの比である。通常のＣ／Ｉ評価回路はしばしばマルチパス干渉エネルギを正確に評価できない。

Ｃ／ＩおよびＮ_t 評価回路12はＣ／Ｉ信号をレート／パワーリクエスト発生回路44およびＬＬＲ回路46へ出力する。Ｃ／ＩおよびＮ_t 評価回路12はまた干渉エネルギ（１／Ｎ_t ）の逆数、デスプレッドおよびデカバーされたデータチャンネル信号、デスプレッドおよびデカバーされたパイロットチャンネル信号をパス加重および結合回路42へ出力する。デスプレッドおよびデカバーされたデータチャンネル信号もデコーダ48へ与えられ、ここで復号され制御装置50へ転送される。制御装置50において、復号された信号は音声またはデータを出力し、または関連される基地局（図示せず）へ転送するため逆方向リンク信号を発生するために処理される。

パス加重および結合回路42は所定の仮定下でデータチャンネル信号に対応する受信されたデータ信号のマルチパスコンポーネントの最適な比のパス結合加重を計算し、適切なパスを加重し、マルチパスを結合し、計測値として合計され加重されたパスをＬＬＲ回路46へ提供する。

ＬＬＲ回路46は最適なＬＬＲとソフトデコーダ決定値を発生するためＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12により与えられるＣ／Ｉ評価を有するパス加重および結合回路42からの計測値を使用する。最適なＬＬＲとソフトデコーダ決定値は受信されたデータチャンネル信号の復号を容易にするためデコーダ48に与えられる。制御装置50はその後、スピーカまたは他の装置（図示せず）により音声またはデータを出力するために復号されたデータチャンネル信号を処理する。制御装置50はまた送信の準備のために入力装置（図示せず）からエンコーダ40へのスピーチ信号とデータ信号の送信を制御する。

レート／パワーリクエスト発生回路44はＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12からのＣ／Ｉ信号入力に基づいてレート制御またはパワーフラクションリクエストメッセージを発生する。レート／パワーリクエスト発生回路44はＣ／Ｉを予め定められたしきい値のセットと比較する。レート／パワーリクエスト発生回路44は種々のしきい値に関するＣ／Ｉ信号の相対的な大きさに基づいてレートリクエストまたはパワー制御メッセージを発生する。レート／パワーリクエスト発生回路44の正確な詳細は特定用途向けであり、所定の応用の要求をに合せるため当業者により容易に決定され実行される。

結果的なレート制御またはパワーフラクションリクエストメッセージはその後、制御装置50へ転送される。制御装置50はエンコーダ40による符号化と、送信パス66、デュプレクサ16、アンテナ14によりデータレートリクエストチャンネル（ＤＲＣ）によって関連する基地局（図示せず）への最終的な送信のためにパワーフラクションリクエストメッセージを準備する。基地局がレート制御またはパワーフラクションリクエストメッセージを受信するとき、基地局はそれに応じて送信される信号のレートおよび／またはパワーを調節する。

Ｃ／ＩおよびＮ_t 評価回路12からの正確なＣ／ＩおよびＮ_t 評価はレート／パワーリクエスト発生回路44の性能を改良し、デコーダ48の性能を改良し、したがってトランシーバ10および関連する電気通信システムのスループットおよび効率を改良する。

図２は順方向リンク送信で使用するように構成された図１の正確なＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12、ＬＬＲ回路46、パス結合回路42のさらに詳細な図である。

Ｃ／ＩおよびＮ_t 評価回路12は左から右および上から下に、ＰＮデスプレッダ70、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72、全ての受信された信号エネルギＩ_o の計算回路74、第１の定数回路84、パイロットフィルタ76、減算器80、第１のマルチプレクサ82、パイロットエネルギ計算回路86、検索テーブルＬＵＴ88、第２のマルチプレクサ90、Ｃ／Ｉ累算回路92を含んでいる。Ｃ／ＩおよびＮ_t 評価回路12では、ＰＮデスプレッダ70は図１のＩＦ−ベースバンド回路26からＩおよびＱ信号56を受信する。ＰＮデスプレッダ70は並列して入力をＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72とＩ_o 計算回路74へ与える。Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72はパイロットフィルタ76と、パス加重および結合回路42の定数デバイダ78へ入力を与える。

エネルギ計算回路74の出力は減算回路80の正の端子へ接続されている。減算回路80の負の端子は第１の乗算器82の出力端子に接続されている。第１の乗算器82の第１の入力は第１の定数回路84の出力に接続されている。第１の乗算器82の第２の入力はパイロットエネルギ計算回路86の出力に接続されている。パイロットフィルタ76は入力をパイロットエネルギ計算回路86に提供する。

減算器80の出力はＬＵＴ88に接続されている。ＬＵＴ88の出力は第２の乗算器90と、パス加重および結合回路42の第３の乗算器94の第１の入力に並列に接続されている。第２の乗算器90の第２の入力は第１の乗算器82の出力に接続されている。第２の乗算器90の出力はＣ／Ｉ累算回路92に接続され、その出力は入力をＬＬＲ回路46へ供給する。

パス加重および結合回路42は第２の定数発生回路98、第４の乗算器96、第３の乗算器94、定数デバイダ回路78、複素共役回路100 、第５の乗算器102 、パス累算回路104 を含んでいる。パス加重および結合回路42では、第４の乗算器96の第１の端子はパイロットフィルタ76の出力に接続され、これはまたＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12のパイロットエネルギ計算回路86の入力に接続されている。第４の乗算器96の第２の端子は第２の定数発生回路98に接続されている。第４の乗算器96の出力は第３の乗算器94の第２の入力に接続されている。第３の乗算器94の出力は複素共役回路100 に入力を与える。複素共役回路100 の出力は第５の乗算器102 の第１の入力に接続されている。定数デバイダ回路78の出力は第５の乗算器102 の第２の入力に接続されている。第５の乗算器102 の出力はパス累算回路104 の入力に接続されている。パス累算回路104 の出力はＬＬＲ回路46の第２の入力に接続されている。ＬＬＲ回路の出力はデコーダ（図１の48参照）の入力に接続されている。

動作において、ＰＮデスプレッダ70はＩおよびＱ信号を受信し、Ｌフィンガ、即ちパス（ｌ）をデスプレッドする。ＰＮデスプレッダ70はチャンネルでの送信前にＩおよびＱ信号の拡散に使用される疑似雑音シーケンスの逆数を使用してＩおよびＱ信号をデスプレッドする。ＰＮデスプレッダ70の構造および動作は技術でよく知られている。

デスプレッド信号はＰＮデスプレッダ70から出力され、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72とＩ_o 計算回路74に入力される。Ｉ_o 計算回路74はチップ当たりの全体の受信されたエネルギＩ_o を計算し、これは所望の信号成分と干渉および雑音成分の両者を含んでいる。Ｉ_o 計算回路は次式にしたがってＩ_o の評価値＾Ｉ_o を与える。

ここでＮはパイロットパースと当たりのチップ数であり、本発明の特定の実施形態では６４であり、・はＰＮデスプレッダ70から出力された受信されたデスプレッド信号を表している。

当業者はＩ_o が本発明の技術的範囲を逸脱せずにＰＮデスプレッダ70によるデスプレッド前に計算されてもよいことを認識するであろう。例えばＩ_o 計算回路74はＰＮデスプレッダ70により与えられる入力の代わりにＩおよびＱ信号56からの直接入力を受信し、この場合、Ｉ_o の等価評価はＩ_o 計算回路74の出力で与えられる。

Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72は技術で知られている方法にしたがって、データチャンネルと呼ばれる直交データ信号と、パイロットチャンネルと呼ばれるパイロット信号をデカバーする。本発明の特定の実施形態では直交データ信号は次式により表される１つのデータチャンネルに対応する。

ここでＭはウォルシュシンボル当たりのチップ数であり、＾Ｅ_s,l はｌ番目のマルチパスコンポーネントの変調シンボルエネルギであり、＾θ_l はデータチャンネルｓの位相であり、Ｘ_t はデータチャンネルｓの情報を表しているコンポーネントである。式（２）により表されるデカバーされたデータチャンネルはデコーダ（図１の48参照）と、パス加重および結合回路42の定数デバイダ回路78に与えられる。

例示的な実施形態が種々のウォルシュコードを有する信号と共に使用されるように適合されているとして示されているが、本発明は当業者により他のタイプのコードと共に使用されるように容易に適合される。

パイロットチャンネルはパイロットフィルタ76に入力される。パイロットフィルタ76はローパスフィルタとして作用する平均化フィルタであり、これはパイロットチャンネルから高い周波数雑音と干渉コンポーネントを除去する。パイロットフィルタ76（ｐ）の出力は次式により表される。

ここでＭはウォルシュシンボル当たりのチップ数であり、＾Ｅ_p,l はｌ番目のマルチパスコンポーネントのパイロットチップエネルギであり、＾θ_l は濾波されたパイロットチャンネルｐの位相である。

濾波されたパイロット信号ρのエネルギの評価はパイロットエネルギ計算回路86により計算され、これは式（３）により表される濾波されたパイロットチャンネルρの複素振幅の二乗である。濾波されたパイロットチャンネルρの複素振幅の二乗は以下の式により表される予め定められたスケールファクタｃにより乗算される。
ｃ＝（１／Ｍ² ）（Ｉ_or／Ｅ_p ） （４）
Ｉ_orは所望の信号の受信されたエネルギであり、即ち雑音と干渉コンポーネントの少ないＩ_o に等しい。Ｅ_p はパイロットチップエネルギである。スケールファクタｃは多数の無線通信システムでは既知の順方向リンク定数である。

スケールファクタｃは受信された信号56のｌ番目のマルチパスコンポーネントに関連する受信された所望の信号のエネルギ（雑音と干渉コンポーネントの少ないＩ_o ）の正確な評価値＾Ｉ_or,lを生成するため第１の乗算器82により濾波されたパイロット信号により乗算される。

正確な評価値＾Ｉ_or,lはｌ番目のマルチパスコンポーネントに関連する干渉エネルギ（Ｎ_t,l ）の正確な尺度を生成するため減算器80により評価値Ｉ_o から減算される。Ｎ_t,l はその後ＬＵＴ88に与えられ、これはパス加重および結合回路42の第３の乗算器94と、第２の乗算器90の第１の入力へＮ_t,l の逆数を出力する。第２の乗算器90の第２の入力は第１の乗算器82の出力に接続され、これは第２の乗算器90の第２の入力端末で＾Ｉ_or,lを与える。第２の乗算器90は次式にしたがってｌ番目のマルチパスコンポーネントに関連する搬送波信号対干渉比または（Ｃ／Ｉ）の正確な評価値を出力する。

正確なＣ／Ｉ値はその後Ｃ／Ｉ累算回路92により受信された信号のＬパスにわたって累算される。累算されたＣ／Ｉ値はその後、ＬＬＲ回路46と、レート／パワーリクエスト発生回路（図１の44参照）へ与えられる。

パス加重および結合回路42では、第４の乗算器96は第２の定数発生回路98により与えられた定数ｋにより濾波されたパイロット信号を乗算する。定数ｋは次式にしたがって計算される。

ここでＥ_s は変調符号エネルギであり、Ｅ_p はパイロットシンボルエネルギであり、Ｍは前述したようにチップ当たりのウォルシュシンボル数である。Ｅ_s とＥ_p の比はしばしば逆方向および順方向リンク送信の両者で既知の定数である。

第４の乗算器96の出力は次式により示されるチャンネル係数の評価値（＾α）を与える。

ここで＾Ｅ_s,l はｌ番目のマルチパスコンポーネントの変調シンボルエネルギであり、＾θ_l はパイロット信号の位相の評価値である。チャンネル／アルファはパイロットフィルタ76の出力の複素振幅のスケールされた評価値である。

チャンネル評価値はその後、第３の乗算器94によりｌ番目のマルチパスコンポーネントにより関連される干渉エネルギＮ_t,l の逆数により乗算される。干渉エネルギＮ_t,l は干渉および雑音コンポーネントの両者を含んでいる。複素共役回路100 はその後第３の乗算器94の出力の共役を計算し、これは最大比のパス結合加重を表す。最大比のパス結合加重はその後、第５の乗算器102 によりデバイダ回路78から出力された対応するデータシンボルにより乗算される。データシンボル（ｄ）は次式により表される。

ここで変数は式（２）と（７）で与えられる。

第５の乗算器102 の出力はパス結合回路104 により信号を含むＬパス上でその後累算される最適に加重されたデータ信号を表している。結果的な最適に結合されたデータ信号はＬＬＲ回路46に与えられ、これはデコーダ（図１の48参照）への最適なソフトデコーダ入力の計算を容易にする。

当業者は第１の定数発生回路84と第２の定数発生回路98とによりそれぞれ与えられる定数ｃとｋが本発明の技術的範囲を逸脱せずに式（３）と（６）により表される以外の定数または変数であってもよいことを認識するであろう。

図３は逆方向リンク送信に最適にされた正確な干渉エネルギ計算回路110 の図であり、図２のパス加重および結合回路42を含んでいる。

干渉エネルギ計算回路110 の動作はＮ_t の計算を除いて、図２のＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12の動作と類似している。干渉エネルギ計算回路110 はＰＮデスプレッダ70、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72、パイロットフィルタ76を含んでいる。Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72はＰＮデスプレッダ70から出力されたデスプレッドＩおよびＱ信号サンプルからパイロットチャンネルおよびデータチャンネルをデカバー、即ち抽出する。

干渉エネルギ計算回路110 では、パイロットチャンネルはパイロット減算回路112 の正の入力とパイロットフィルタ76に与えられる。パイロットフィルタ76はパイロットチャンネル中の雑音および干渉コンポーネントを抑制し、パイロット減算回路112 の負の入力へ濾波されたパイロット信号を与える。パイロット減算回路112 は濾波されたパイロットチャンネルからパイロットチャンネルを減算し、送信基地局（図示せず）とトランシーバシステム（図１の10参照）との間のチャンネルにより導入されたシンボル当たりの干渉および雑音を表す信号を出力し、ここでは干渉エネルギ計算回路110 が使用されている。干渉エネルギ計算回路114 により計算される各シンボルの干渉および雑音信号のエネルギ（Ｎ_t,l ）は次式にしたがって計算される。

ここでＭはウォルシュシンボル当りのチップ数であり、Ｎはパイロットバーストのチップ数（６４チップ）であり、・はパイロット減算回路112 の出力である。

干渉エネルギ計算回路110 は、図２の第１の定数発生回路84により与えられる定数値ｃが知られていないときに使用される。これは多数の逆方向リンクアプリケーションの場合である。

図４は順方向リンクでの使用に適しているそれぞれ図２の正確な干渉エネルギ評価回路と最大比のパス結合回路の代わりの実施形態120 、122 を示している図である。代わりのＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路120 はパイロットエネルギ計算回路86とパイロット信号乗算器126 の入力に並列して接続されているパイロットフィンガフィルタ124 を含んでいる。パイロットエネルギ計算回路86の出力はＬＵＴ88と、パイロットエネルギ信号乗算器128 の入力に並列して接続されている。

ＬＵＴ88の出力はパイロットエネルギ信号乗算器128 の別の入力と、パイロット信号乗算器126 の別の入力に並列して接続されている。パイロットエネルギ信号乗算器128 の出力はＣ／Ｉパルス累算回路130 に入力される。Ｃ／Ｉパルス累算回路130 の出力は図１のレート／パワー発生回路44の入力と、一般化されたデュアル最大回路132 の入力とに並列して接続されている。

パイロット信号乗算器126 の出力はドット積回路134 の入力に接続されている。ドット積回路134 の別の入力は図３のＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72の出力に接続されている。ドット積回路134 の出力はＩおよびＱ信号デマルチプレクサ（ＤＥＭＵＸ）136 の入力に接続されている。ＩおよびＱ ＤＥＭＵＸ136 はＩおよびＱ信号ＤＥＭＵＸ136 の直角出力（Ｙ_Q ）と同位相出力（Ｙ_I ）を与え、一般化されたデュアル最大回路138 （132 ？）の入力に接続されている。一般化されたデュアル最大回路132 の同位相計測値（ｍ_I ）と直角位相計測値（ｍ_Q ）はＬＬＲ回路（図１、２、３の46参照）に接続されている。ＩおよびＱ ＤＥＭＵＸ136 はその直角出力Ｙ_Q と同位相出力Ｙ_I を提供し、一般化されたデュアル最大回路138 の入力に接続されている。

動作において、パイロットフィンガフィルタ124 は図３のＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72の出力からデスプレッドパイロット信号を受信し、次式にしたがって濾波された信号（ρ）を出力する。

ここでＰ_I は受信されたパイロット信号のＩ番目のマルチパスコンポーネントに関連するパイロット信号であり、Ｉ_o は次式により規定されているようにチップ当りの受信されたエネルギ全体である。
Ｉ_o ＝Ｉ_or,l＋Ｎ_t,l （１１）
ここでＮ_t,l は前述したように、受信された信号のＩ番目のマルチパスコンポーネントに関連する干渉および雑音コンポーネントを表わし、Ｉ_orはＩ番目のマルチパスコンポーネントに関連する受信された信号の所望のコンポーネントのエネルギを表わす。

濾波された信号ρはパイロットエネルギ計算回路86へ入力され、ここで信号ρの大きさが二乗されＬＵＴ88に出力される。ＬＵＴ88は二乗された信号ｐ２を１から減算するように調節され、その後次式を生成するためにその結果を反転する。

ここでＰ_I とＩ_O は式（１０）、（１１）で与えられた通りである。Ｎ_t,l は前述したようにＩ番目のマルチパスコンポーネントに関連する受信された信号の干渉および雑音コンポーネントに関連するエネルギを表わしており、｜Ｐ_l ｜² はＩ_orの正確な評価値を与える。

ＬＵＴ88の結果的な出力は図１のシステム20により受信された信号のｌ番目のマルチパスコンピュータの正確なＣ／Ｉ値を生成するため、パイロットエネルギ信号乗算器128 によりパイロットエネルギ計算回路86の出力により乗算される。Ｃ／Ｉ値はＣ／Ｉパス累算回路130 による受信された信号を含むＬのマルチパスにわたって加算される。Ｃ／Ｉパス累算回路130 は図１のレート／パワーリクエスト発生回路44とデュアル最大計算回路132 へＣ／Ｉ全体の正確な評価を与える。

パイロット信号乗算器126 は以下の出力（ｙ）を生成するためパイロットフィンガフィルタ124 の出力をＬＵＴ88の出力と乗算する。

ここで変数は式（１２）で与えられる通りである。

パイロット信号乗算器126 の出力は式１３で与えられているようにドット積回路134 に与えられる。ドット積回路134 はまた図２のＭ−ａｒｙウォルシュデカバー回路72からデータ信号（ｄ）を入力として受信する。本発明の実施形態ではデータ信号ｄは次式により表わされる。

ここでＸ_l は図１のシステム20により受信される信号のｌ番目のマルチパスコンポーネントに関連する直角振幅変調（ＱＡＭ）信号であり、Ｉ_o は式（１１）で与えられる通りである。

図４のシステムは図４のシステムが明確に自動利得制御回路（図１参照）によるスケーリングを示している点を除いて図２のシステムと類似のアルゴリズムを行う。図４のシステムはまた図２のようにＩ_o として明白に計算せずに（Ｉ_or,l）／（Ｉ_o ）を（Ｉ_or,l）／（Ｎ_t,l ）と（Ｎ_t,l ）／（Ｉ_o ）の逆数に変換するのに使用されるＬＵＴ88を示している。（Ｉ_or,l）／（Ｉ_o ）は図４のパイロットエネルギ計算回路86からの出力として（｜Ｐ_l ｜² ）／（Ｉ_or）にほぼ等しく、Ｅ_p ／Ｉ_or＝１ならばＥ_p ／Ｉ_o に等しく、ここでＥ_p は前述したようにパイロットシンボルエネルギである。

ドット積回路134 は信号ｄと信号ｙのドット積を取り、これらはそれぞれ式（１４）と（１３）で規定されており、次式にしたがって出力信号（Ｙ）を提供する。

ここでＬはマルチパスの総数であり、ｌはカウンタであり、Ｌのマルチパスの特定のｌのパスを表し、Ｙ_l は受信されたデータ信号の同位相コンポーネントを表し、Ｙ_Q は受信されたデータ信号の虚の直角位相成分を表している。他の変数、即ちＸ_l 、Ｐ_l 、Ｎ_t,l は式（１３）および（１４）で与えられている通りである。

ＤＥＭＵＸ136 は式（１５）により規定される出力Ｙのｌ（Ｙ_I ）とＱ（Ｙ_Q ）コンポーネントを図１のＬＬＲ回路46に応答してそれぞれ計測値＾ｍ_I と＾ｍ_Q を出力する一般化されたデュアル最大回路132 へ与えられる別々のパスへ選択的に切換える。

図５は干渉エネルギ（Ｎ_t ）の評価を改良し、図２の正確なＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路と共に使用するように構成されたフレームアクティビティ制御ＦＡＣ回路140 のブロック図である。

図２および５を参照して、ＦＡＣ回路140 はＬＵＴ88の入力で図２のＣ／ＩおよびＮ_t 評価回路12に挿入されることができる。ＦＡＣ回路140 は減算回路80の出力からＮ_t,l を受信し、Ｍ−ａｒｙウォルシュデカバー72から出力されたデータチャンネルを受信し、第１の乗算器82の出力を受信し、Ｎ_t,l 、即ちＮ_t ^Dataの新しい評価値を出力し、これは幾つかの基地局がパイロットインターバル中に放送しデータインターバル中に放送しない事実で改正された（雑音を含む）干渉評価値である。パイロットインターバル中に放送する基地局はチャンネルに関連され、パイロット信号により測定される雑音および干渉に貢献する。幾つかの基地局がデータインターバル中に放送しないがパイロットインターバル中に放送する場合には、パイロットインターバルに基づくチャンネル雑音および干渉の評価は非常に大きく、即ちＮ_t,data＜Ｎ_t,pilot であり（Ｃ／Ｉ）_data＜（Ｃ／Ｉ）_pilot である。

基地局により放送される波形はＦＡＣビットを含んでいる。ＦＡＣビットは図１のシステム10のような移動局に、関連するパイロット信号のトラフィックチャンネルが次の半フレームが後続する半フレーム中に送信されているか否かを示す。ＦＡＣビットが例えば論理１に設定されるならば、順方向トラフィックチャンネルはインアクチブである。ＦＡＣビットがクリアならば、即ち論理０に対応するならば、対応する順方向チャンネルはインアクチブである。ｉ番目の基地局の半フレームｎ中に送信された送信ＦＡＣビット、即ちＦＡＣ_i （ｎ）が次のフレーム、即ち半フレーム（ｎ＋２）の順方向データチャンネルアクティビティを特定する。

ＦＡＣビットの使用は幾つかの基地局がデータインターバルではなくパイロットインターバル中に放送する通信システムにおいてＣ／Ｉ評価を改良する。結果としてＦＡＣビットの使用は図１のレート／パワーリクエスト発生回路44により実行されるとき優れたデータレート制御を結果とする。ＦＡＣビットの使用は半フレームｎ＋１で開始し、ＦＡＣビットによる基地局のインアクチブを考慮するデータレート制御メッセージに基づいた８スロットまでの順方向データチャンネル送信が有効であることを確実にする手助けもする。

ＦＡＣ回路140 は次式にしたがってデータインターバル中に放送しない基地局から干渉の影響を減算する。

ここでｉは基地局のインデックス、即ちＮ_t,i ^Dataが評価されるセクタである。ｊはカウントされる各基地局でインクリメントされるカウンタである。Ｎ_t,i ^Dataはｌ番目のマルチパスコンポーネントの干渉エネルギを表し、ｊ番目の基地局のデータ送信に関連している。同様に、Ｎ_t,i ^Piloはｌ番目のマルチパスコンポーネントに対する干渉エネルギを表し、ｊ番目の基地局のパイロット送信に関連している。＾Ｉ_or,jはｊ番目の基地局から受信された所望の信号成分のエネルギである。

本発明の教示に対するアクセスにより、当業者は過度の実験をせずにＦＡＣ回路140 を容易に構成できる。

パイロットインターバル中および干渉エネルギＮ_t が評価される期間中に、図１のトランシーバシステム10と通信中の全ての基地局はフルパワーで送信している。ある基地局がパイロット期間が先行および後続するデータインターバル中にアイドル状態であるならば、大きいマルチパス拡散が存在する場合、基地局からの干渉は別の基地局からのパイロット信号の全体の期間中には受信されない可能性がある。Ｎ_t 評価が結果として不正確であることを避けるために、基地局はパイロットバーストの前後およびアイドルデータインターバル中にアイドルスカート信号を送信する。アイドルスカート信号の長さはチャンネルに関連する予測されたマルチパス拡散よりも長い。好ましい実施形態では、アイドルスカート信号の長さは最小の長さゼロから最大の長さ１２８チップまで構成可能である。

図６はアクチブスロット150 とアイドルスロット152 を示している例示的なタイミング図である。パイロットスカート154 は第１のパイロットバースト156 の前後およびアイドルスロット152 中に示されている。第１のパイロットバースト156 はアクチブスロット150 中の第２のパイロットバースト158 に対応する。

ＦＡＣ信号164 、即ち逆方向パワー制御チャンネル（ＲＰＣ）信号もアイドルスロット152 の第３のパイロットバースト160 の前後に示されており、アクチブスロット150 の第４のパイロットバースト162 に対応する。

図７は図６のスロットのトラフィックチャンネル信号170 、パイロットチャンネル信号172 、ＦＡＣ信号178 、アイドルチャンネルスカート信号180 を示している例示的なタイミング図である。

II．平均二乗エラーの空間的最小化
ＨＤＲシステムのようなＣＤＭＡ無線通信システムでは、時間ダイバーシティを実現するためにレイク受信機を構成することが望ましく、レイク受信機は前述したように、時間変化マルチパス伝播からのエネルギを結合する。各アンテナで受信された信号エネルギのマルチパスフェードを克服するために空間ダイバーシティを実現するために多数の受信機アンテナにより受信機ダイバーシティを構成することも望ましい。さらに、レイク受信機の結合器の加重と、多数のアンテナ受信機の構成の適切な選択は空間ドメインの干渉抑制を可能にする。

図８は空間−時間を解決法のための無線通信システムの結合器係数を計算するための技術を使用してＨＤＲ通信が可能な無線通信システム（即ち各受信機アンテナの各パスまたはレイクフィンガ）を示している。システムはフルパワーで送信される時間ゲートされたパイロット信号を有するＣＤＭＡ波形に構成される。パイロット信号は加重を決定することに使用されるか、受信機を訓練し、加重はその後、レイク受信機により受信され処理されたトラフィックおよび他の信号を処理するために行われる。

図８は基地局ＢＳ202 、多数の移動局ＭＳ204 、206 を有する無線通信システム200 を示している。情報シンボルは送信信号としてＢＳ202 からＭＳ204 、206 へ送信される。シンボルｙ［ｎ］は情報を伝播し、通信のアルファベットが考慮されてもよい。シンボルはパイロットシンボルまたはデータシンボルでもよい。例えば、１６直角振幅変調ＱＡＭタイプの変調方式を使用するシステムでは、シンボルは４ビットの情報にそれぞれ基づいている。直角位相シフトーキーＱＰＳＫタイプの変調を使用するシステムでは、シンボルは２ビットの情報にそれぞれ基づいている。シンボルは信号ｘ（ｔ）または連続時間波形として通信チャンネルを通じて送信される。受信機で受信される信号は通信チャンネルと送信および受信処理により付加された雑音および干渉を含めた全ての影響を含んでいる。受信される信号は受信機でサンプルされ、ここではサンプルはサンプリング期間Ｔｓのサンプリング速度で採取される。サンプルｘ（ｎＴｓ）は時間の定期的なインスタンスにおける信号値を表している。受信機はパイロットシンボルの従来の知識を有するが、受信機はデータシンボルの演繹的な知識をもたない。受信されたサンプルに基づいて。受信機はシンボル評価値＾ｙを発生する。

受信機はデータシンボル評価値を決定するためにパイロットシンボルを使用する。例示的な実施形態では、ＨＤＲシステムは時間ゲートされたパイロットを有し、ここではパイロットはフルパワーで送信される。図１４は１実施形態を示しており、データおよびパイロット送信は相互に排他的であり、したがって受信されたデータシンボルの評価を準備するためにパイロットシンボルが受信機の訓練に使用されることを可能にする。受信機は送信チャンネルのシグナチャを決定するためにパイロットシンボルの演繹的な知識を使用する。パイロットが受信機に対して演繹的に知られている時間で生じ、パイロットが受信機に演繹的に知られているエネルギレベルで送信されるとき、パイロットはトレーニングのための貴重な情報を提供する。チャンネルに関連するシグナチャは所定のパスで送信される信号に対する変化を追跡する。シグナチャは送信チャンネルと受信機処理の効果を考慮する。この説明を通じてシグナチャは各パスに関連する単位ｃ _i からなるベクトルｃとして与えられる。

図８で示されているように、ＢＳ202 はパイロットおよびデータシンボルをＭＳ204 、206 に送信する。特定の構造にしたがって、ＢＳ202 はページングシンボル、同期シンボル、その他のトラフィックシンボル等を含むがそれらに限定されない種々の情報を送信する。ＢＳ202 は信号としてシンボルを送信し、ここでＢＳ202 からの所定の信号送信は多数の送信パスを生成する。第１の直接パス212 はＢＳ202 からＭＳ204 へ生成され、第２の直接パス214 はＢＳ202 からＭＳ206 へ生成される。ＢＳ202 からの送信信号はエコーが跳ね返るときその環境での構造のマルチパスを生成する。マルチパス216 、218 は送信信号が地理的構造210 を経験するときに生成される。マルチパス220 、222 は送信信号がビルディング構造208 を経験するときに生成され、ここではエコーは構造208 から跳ね返っている。各ＭＳ204 、206 はマルチパスを受信し、したがって種々の受信された信号を区別しなければならない。地理的構造210 とビルディング構造208 は任意の構造であるか無線システム環境内に構成することに注意する。ＭＳ204 に関して、パス212 はＰＡＴＨ１として呼ばれ、パス216 はＰＡＴＨ２として呼ばれ、パス220 はＰＡＴＨ３として呼ばれる。同様に、ＭＳ206 に関して、パス214 はＰＡＴＨ１として呼ばれ、パス218 はＰＡＴＨ２として呼ばれ、パス222 はＰＡＴＨ３として呼ばれる。

データシンボル流ｙ［ｎ］が通信チャンネルを通って受信機へ送信される通信システムを考慮する。図９ではＭＳ204 は多数のアンテナを有する。各アンテナの前置プロセッサ（図示せず）は典型的に無線受信機、ベースバンド変換のための無線周波数ＲＦ、受信機のローパス濾波、自動利得制御ＡＧＣおよびＡＤＣを含んでいる。前置プロセッサ出力の複素信号の同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）サンプルはベースバンドプロセッサに入力される。シンボル評価が各パスのアンテナの組合わせに対して決定される１例を前述したＭＲＣ計算とは対照的に、ＭＳ204 は平均二乗エラーの最小化、即ちＭＭＳＥ方法を使用してシンボル評価を決定する。ＭＭＳＥ方法はパス特定結合器加重を発生し、ここではシステムを規定する（ＡＬ×ＡＬ）マトリックスは以下前述する図１２Ｂで示されているようにＬ（Ａ×Ａ）マトリックスに減少される。Ｌは図８で示されているようにパス数であり、Ａは受信アンテナ数である。例示的な実施形態は３つのパスと２つの受信アンテナのシナリオを考慮するが、別の実施形態では所定の通信リンクは、所定の通信リンクが１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを有する単一入力単一出力のＳＩＳＯ、所定の通信リンクが１つの送信アンテナと多数の受信アンテナを有する単一入力多出力のＳＩＳＯ、所定の通信リンクが１よりも多数の送信アンテナと１つの受信アンテナを有する多入力単一出力のＭＩＳＯ、所定の通信リンクが１よりも多数の送信アンテナと１よりも多数の受信アンテナを有する多入力多出力を含んだ任意の構造であってもよい。

ＭＭＳＥ方法は多数のアンテナで受信されるときの信号を考慮することによりＭＳ204 が各パスのシンボル評価を生成することを可能にする。ＭＳ204 はそれぞれＲＡＫＥ受信機234 、236 に結合されている２つのアンテナ230 、232 を有する。ＲＡＫＥ受信機は種々の送信パスを識別するための３つのフィンガを有する。３つの各フィンガはパスの１つに対応する。例えば、ＲＡＫＥ受信機234 と236 では、フィンガはパス212 、216 、220 、即ちＰＡＴＨ１、ＰＡＴＨ２、ＰＡＴＨ３を追跡する。パス212 、216 、220 はレイク受信機234 でそれぞれ受信されたＰＡＴＨ１、ＰＡＴＨ２、ＰＡＴＨ３のバージョンであることに注意する。別の実施形態は任意の数のアンテナおよび受信機を含んでもよいことに注意する。

図９の参照を続けると、ＭＳ204 内で、レイク受信機234 とレイク受信機236 の両者からのＰＡＴＨ１信号はユニット238 により処理され、ＰＡＴＨ２信号はユニット240 により処理され、ＰＡＴＨ３信号はユニット242 により処理される。このようにしてＭＳ204 は結合器加重および他のパラメータの決定のために各パスを解析する。別の実施形態では、他のパラメータは結合器加重を発生するために使用され、同様に、結合器加重はＭＳ204 とシステム200 で使用されるとき他のパラメータを発生するためにも使用されることに注意する。

図８の参照を続けると、ユニット238 、240 、242 はシンボル評価値＾ｙ_i 、各ＰＡＴＨ１、ＰＡＴＨ２、ＰＡＴＨ３のＳＮＲ値をそれぞれ発生する。ユニット238 は＾ｙ₁ とＳＮＲ₁ を発生し、ユニット240 は＾ｙ₂ とＳＮＲ₂ を発生し、ユニット242 は＾ｙ₃ とＳＮＲ₃ を発生する。シンボル評価は加算ノード242 で結合され、複合評価値＾ｙとして出力する。ＳＮＲ値は加算ノード242 で結合され、複合ＳＮＲとして出力する。これらの値はその後、ＭＳ204 内でさらに処理するのに利用される。１実施形態では、ＭＳ204 はチャンネル環境の統計的な解析のようにさらに処理するためＳＮＲおよび／または評価値＾ｙをＢＳ202 へ提供する。

図１０は図９のユニット238 を示しており、ここではパイロット信号インジケータはユニット238 の制御を行う。データサンプルＸ₁ 流はレイク受信機234 の１つのフィンガによりユニット238 へ与えられ、データサンプルＸ₂ 流はレイク受信機236 の１つのフィンガによりユニット238 へ与えられる。データサンプルＸ₁ とＸ₂ はＰＡＴＨ１に関連されている。ユニット240 、242 は類似の方法で構成されている。各レイク受信機234 、236 はそれぞれパスに対応している３つのフィンガを有する。各フィンガにより処理されるサンプルはユニット238 、240 、242 の１つに与えられる。図１１はユニット238 の詳細な説明を与えている。

ユニット238 は相互相関計算装置250 、加重計算装置252 、空間シグナチャ発生装置254 、ＳＮＲ計算装置258 を含んでいる。データサンプルＸ₁ とＸ₂ は装置250 と254 へ与えられる。相互相関計算装置250 は受信されたデータサンプルＸ₁ とＸ₂ に基づいて受信された信号の自己相関マトリックスの決定に使用される値を発生する。装置250 はＭＳ240 の全てのアンテナ間、特に本発明ではアンテナ230 と232 間の相互相関Ｅ_CROSS を発生する。さらに装置250 はそれぞれ各パスＥ_TOTAL-1 、Ｅ_TOTAL-2 の予測値を発生する。

図１１の参照を続けると、値Ｅ_CROSS 、Ｅ_TOTAL-1 、Ｅ_TOTAL-2 は加重計算装置252 に与えられる。装置252 は図１２で与えられているように自己相関マトリックスＲ_XXを形成する。図１２は自己相関マトリックスを発生するための１実施形態で使用されている式を与えている。雑音相関Ｒ_nnはその後、自己相関マトリックスＲ_XXとシグナチャの関数として決定される。１実施形態にしたがったＲ_nnの計算が図１２に示されている。さらに、装置252 はＰＡＴＨ１に与えられる加重ｗ ₁ を発生する。加重計算は雑音相関と空間シグナチャｃ₁ を使用する。空間シグナチャｃ ₁ は空間シグナチャ発生器954 により発生され、これはシグナチャベクトルｃ ₁ を加重計算装置252 と、ＰＡＴＨ１に関連するＳＮＲ₁ を発生するＳＮＲ計算装置258 へ提供する。加重計算装置は加重ベクトルｗ ₁ をＳＮＲ計算装置258 へ提供する。

装置252 はＰＡＴＨ１で受信されたデータサンプルに与えるため加重ｗ ₁ を乗算器256 へ提供する。アンテナ230 からのデータサンプルＸ₁ とアンテナ232 からのデータサンプルＸ₂ は計算された加重ｗ ₁ を与えるために乗算器256 へ与えられる。乗算器256 は＾ｙ₁ とラベルを付けられたＰＡＴＨ１に対する評価された値を出力する。ユニット240 と242 の動作はそれぞれＰＡＴＨ２とＰＡＴＨ３に関してユニット238 の動作と類似している。

単位パス当りのベースで結合器加重を計算する方法はハードウェア、ソフトウェアおよび／またはファームウェアで行われる。ユニット238 、240 、242 内の各モジュールの動作はデジタル信号プロセッサまたは他の処理装置により実行されてもよい。無線通信システムにおける結合器加重を計算する方法300 は図１３に示されている。ＭＳはステップ302 で送信された信号を受信する。受信された信号はデータサンプルを形成するためデジタルドメインに変換される。データサンプルから、ＭＳは全ての受信アンテナを考慮している相互相関を計算する。

図１３の参照を継続すると、共通のパスの多数のアンテナの相互相関は図１２のように行われる。ステップ306 で、受信機は図１２で与えられているように各アンテナの信号期待値Ｅ_TOTAL を計算する。自己相関マトリックスの全てのエレメントを計算すると、受信機は所定のパスの受信された信号に対する相互相関マトリックスＲ_XXを作成する。自己相関マトリックスは図１２に与えられている。ステップ310 で、受信機は受信された信号の雑音相関マトリックスを計算する。雑音相関マトリックスは自己相関マトリックスからシグナチャマトリックスを引いた値に等しく、ここではシグナチャマトリックスはエルミート値により空間シグナチャを乗算することによって形成される。最後に、受信機は所定のパスに対する加重を計算する。

基本的に方法200 は雑音自己相関マトリックスと所望のシグナチャを評価するために相関を計算する。このＭＭＳＥ方法は単位パス結合器加重当たりのＭＭＳＥをマトリックス反転により計算する。計算された加重はその後、受信機の全ての受信アンテナに対してレイク受信機フィンガからの信号パスを結合するために使用される。さらに、ＳＮＲ評価は所望の信号シグナチャとＭＭＳＥ加重に基づいて計算される。ＳＮＲ評価はレートおよび／またはパワー制御に使用される。ＬＬＲはＳＮＲ評価とＭＭＳＥ結合された信号パスに基づいて計算され、ここでＬＬＲはチャンネルデコーダ回路（図示せず）に与えられる。

ＰＮ拡散およびウォルシュカバリングを有するＣＤＭＡシステムではしばしば、異なるパスに関連する干渉が全てのアンテナで相関されていないが、同一のパスに関連する干渉は異なるアンテナを横切って相関されることを仮定するのが合理的である。この仮定により、各ＬパスのＡ結合器加重を別々に計算し、したがって図１２Ｂに示されているようにＬの異なるＡ×Ａマトリックスを反転することが可能である。このような計算は各Ｌパスの空間的なＭＭＳＥ加重、即ち異なるパスの相関されていない干渉の空間的なＭＭＳＥについての計算である。結果的な自己相関マトリックスの１実施形態が図１２Ｂに示されてており、ここでは各パスは自己相関マトリックスの対角に小さいマトリックスを有する。さらにＭＲＣ方法よりも複雑であるが、これらの小さいマトリックスはフルマトリックスよりも操作および反転が容易であり、したがってその問題をＬ（Ａ×Ａ）マトリックス反転に減少する。

図９を再度参照すると、２つのアンテナとアンテナ当りＬ個のＲＡＫＥフィンガを有する受信機に対して、異なるパスに関連する干渉が相関されていないと仮定する。ｌ番目のパスでは、２×１の複素結合ベクトルｗ _l は次式により計算される。

ＣＤＭＡシステムがＰＮ拡散とウォルシュカバリングを含んでいるとき、ベースバンドプロセッサは最初にａ番目のアンテナとｌ番目のパスの適切に補間および／または整列されたベースバンドサンプルをＰＮデスプレッドし、その後ウォルシュデカバーし、チップレートサンプルｚ_a,l ［ｎ］を生成する。空間シグナチャはＮチップのパイロットインターバルに対応する受信されたサンプルのパイロット濾波から計算される。

受信された信号相互相関マトリックスはＮチップパイロットインターバルから計算される。

雑音自己相関マトリックスはその後、受信された信号の自己相関マトリックスから空間シグナチャの外積を減算することにより計算される。
Ｒ_nn,l＝ｒ_yy,l−ｃ _l （ｃ _l ）^H （２０）
Ｒ_nn,lは結合器加重を計算するために反転されたが、連続的なパイロットバーストからＲ_nn,lを平均化しまたは濾波し、その後結果的に平均化または濾波されたマトリックスを反転することも可能である。２×２ Ｒ_nn,lを反転し、ｌ番目のパスのＭＭＳＥ結合器加重を計算するため、以下の簡単な結果を使用する。

したがってマトリックスの反転を効率的に計算する。
ｌ番目のパスのＳＮＲを計算することが可能である。
ＳＮＲ_l ＝ｗ _l ^H ｃ _l ） （２２）
パス間の相関されていない雑音の仮定により、総ＳＮＲは以下のように合計により与えられる。

ＭＭＳＥ結合された信号パスは次式により与えられる。

チャンネルデコーダにより与えられるＬＬＲは式（１５）で計算されたＳＮＲと、式（２４）で計算された結合された信号パスに基づいている。

代わりの実施形態を考慮し、ここでは受信されたチップレートサンプルが次式により与えられる。

全ての干渉パスと他の基地局信号がＬ個のＲＡＫＥフィンガにより追跡される場合、このモデルは生じる。ＰＮ拡散データが全てのパスＥ｛ｕ_l ［ｎ］｝＝０であり、相関されていないＥ｛ｕ_l ［ｎ］ｕ_p ［ｍ］｝＝δ_l,p δ_m,n であることを仮定すると、受信された信号の自己相関マトリックスは全てのパスで同一であり、即ち、

パスの貢献は式（２０）により減算されるので、雑音自己相関マトリックスＲ_nn,lは通常各パスで異なっている。

プロセスが全ての所望の干渉マルチパスを追跡しているならば、式（１９）の対角線を外した項を評価する必要はない。

受信される信号を評価するための各前述の詳細な方法は種々の仮定を使用する。ＭＲＣ方法は全ての雑音を独立しているとして考慮する。このような仮定は音声通信システムでは特に適用可能であり、信号対パイロットの比は高い。ＣＤＭＡまたは拡散スペクトルタイプのシステムでは、他のユーザが雑音として扱われると仮定することが合理的である。しかしながらデータ通信システムでは、この仮定は常に正確であるわけではない。それ故、ＭＭＳＥ方法はＨＤＲ環境ではさらに正確で効率的であることを証明する。ＭＲＣ方法と対照的に、ＭＭＳＥ方法はチャンネル単位で行われ、各受信アンテナで受信された全エネルギを考慮する。ＭＭＳＥ方法は適応フィルタを訓練し、受信されたデータに結果的に得られた値を供給するために全パワーパイロットを使用する。ＭＭＳＥ方法はＣ／Ｉ評価を改良し、それ故さらに正確で効率的なデータレート制御ＤＲＣ決定を可能にする。ＭＭＳＥはまた加重と結果的な信号評価を改良する。ＭＲＣ方法と同様に、ＭＭＳＥ方法は雑音を独立していると仮定する。

III ．ＣＤＭＡタイプのパイロットに対するＭＭＳＥ方法
パイロットがトラフィック信号のような他の信号と同時に送信されるシステムに対する結合器加重を決定するために空間ＭＭＳＥ方法を適用することが望ましい。ｃｄｍａ２０００タイプのシステムでは、パイロット信号が同時に送信され、トラフィック情報を有する送信機のパワーを共有する。パイロット信号が時間ゲートされていない、即ち時分割されていないこのようなシステムでは、パイロットエネルギの抽出は直接的ではない。１例は時間ゲートされていない即ち他の信号と時多重化されたパイロット信号、または送信機および受信機により演繹的に知られている他の信号を有するＣＤＭＡタイプのシステムである。

このような拡散スペクトルシステムで応用可能な別の実施形態は前述の式（２３）のアナログを考慮することにより実行され、即ち次式のように書換えられる。

ここでｓは空間シグナチャである。共分散項は雑音の自己相関Ｒ_nnに類似し、式の右辺の第１の項は信号の自己相関Ｒ_XXに類似している。式の右辺の第２の項は他のチャンネルのエネルギに対するパイロット信号の相対的なエネルギを表す第１の項と、補正項を表す第２の項を含んでいる。式（２８）で与えられているように、ｘはサンプル値であり、ｍは時間インデックスであり、ｄはデータシンボルであり、Ｎはウォルシュコードの長さである。式（２８）の共分散はデスプレッド前の信号の相関に基づいている。デスプレッド信号は以下のように与えられる。

空間シグナチャはパイロットチャンネルのデスプレッドおよびデカバーによって計算され、即ちＣＤＭＡシステムに対してはパイロット信号または他の基地の信号の濾波により計算され、次式として与えられる。

ここでパイロットチャンネルではｌ＝０である。
この相関を決定するため、以下の期待値を考慮する。

Ｅ［Ｐ_i ［ｎ］・Ｐ_i´［ｎ' ］］＝δ_i,i´・δ_n,n´に注意する。

ここでＰはＰＮコードであり、ｉはＰＮコードに関連するユーザインデックスであり、ｊはウォルシュコードのインデックスであり、δは以下のように規定される。
ｉ＝ｊならばδ_i,j ＝１であり、そうでなければ０に等しい。

ｘ（ｔ）の値は以下のように展開される。

ここでｉはユーザまたは送信機インデックスであり、即ち各送信機に関連する特有のＰＮコードを有するＣＤＭＡシステムのＰＮコードインデックスであり、ｊは受信機インデックスであり、即ち受信機へのウォルシュコード割当てを有するＣＤＭＡシステムのウォルシュコードインデックスであり、ｎは時間インデックス、ｄはユーザｉのｊ番目のチャンネルのデータシンボル、ｗはユーザｉのｊ番目のチャンネルのウォルシュコード、ｐはユーザｉの全てのチャンネルで同一のＰＮコードであり、ｃ _i はチャンネルの空間シグナチャであり、ここでｃ _i はユーザｉの全てのチャンネルｊで同一である。チャンネルｊの１つはパイロットチャンネルに対応する。最後の項は雑音に対応する。順方向リンクＦＬシステムの１実施形態では、ｌは基地局に対応し、ｊはウォルシュチャンネルに対応することに注意する。別の実施形態では、逆方向リンクＲＬシステムに対してｌは移動局に対応し、ｊはその移動局により送信される並列なウォルシュチャンネルに対応する。

式（３４）の関係に基づいて、データサンプルは次式のように規定される。

ここでＴｃはチップ期間であり、τ_k はｋ番目のパスのオフセットである。サンプル定義はしたがって次式のように減少される。
ｘ _k ［ｍ］＝ｘ（ｍＴ_c ＋τ_k ） （３７）
または、

ここでｍは時間インデックスである。

式（３１）に戻ると、以下の関係式が得られる。

ここでＮはウォルシュコードの長さであり、σ² は白色雑音の分散である。

ここで式（４０）と（３９）の差はエラー補正項である。ｋ番目のユーザのｌ番目のサブチャンネルの結合器加重は以下のように与えられる。
ｗ _k,l ＝ｃｏｖ（ｘ _k,l ）^-1｜Ｅ［ｘ _k,l ］｜ （４１）
他の項に関するパイロットの相対エネルギを考慮する調節項を適用すると、次式が得られる。 ｗ _k,l ＝（｜ｄ_k,l ｜／ｄ_k,0 ）ｃｏｖ（ｘ _k,l ）^-1 ｓ _k （４２）
これは結合器加重の反復定義、即ち結合器加重解を与える。結合器加重解はデスプレッド信号の共分散マトリックスと空間シグナチャの積である。

式（４２）の適用により、結合器加重を決定するための空間ＭＭＳＥ方法は、パイロットがトラフィック信号のような他の信号と同時に送信されるシステムに適用可能である。

IV．フルマトリックス反転
通常、Ａアンテナとアンテナ当たりＬ個のＲＡＫＥフィンガを有するシステムでは、ＭＭＳＥ結合器加重の特定にはＡＬ複素加重の計算を必要とする（各パスの各アンテナに１つ）。アンテナａとパスｌに対してｎ番目に受信された複素サンプルを考慮すると、ここではこれらのサンプルは適切な補間および／またはベースバンドプロセッサに入力されるＩ／Ｑベースバンドサンプル流を整列することにより計算されることができる。例示的な実施形態ではサンプルｘ［ｍ］はＣＤＭＡチップレート（例えば１．２２８８Ｍｃｐｓ）またはそれ以上（例えば２×１．２２８８Ｍｃｐｓ）で発生され、送信されたデータシンボルｙ［ｎ］はチップレートである。ｌ番目のパスと整列されるチップレートサンプルは次式のように与えられる。
ｘ_a,l ［ｎ］＝ｓ_a,l ［ｎ］ｙ［ｎ］＋ｎ_a,l ［ｎ］ （４３）
ここでｓ_a,l ［ｎ］は所望の信号複素振幅であり、ｙ［ｎ］は送信されたシンボル流であり、ｎ_a,l ［ｎ］は全ての他の加法雑音（および干渉）項からなる。シンボル評価を形成するためサンプルｎに対するＡＬ結合器加重ｗ_a,l を選択することが望ましい。

受信されたサンプルと結合器加重に対する長さＡＬの列ベクトルを形成することによって、式（４１）を以下のように書き直すことが可能である。
ｘ［ｎ］＝ｓ［ｎ］ｙ［ｎ］＋ｎ［ｎ］ （４５）
さらに式（４２）を以下のように書き直すことが可能である。

ここで（）^H は共役転置を表す。受信された信号の統計がパイロットバースト中に変化しないように十分に低い速度にチャンネルと干渉が変化すると仮定する。これらの仮定では、式（３１）を以下のように書き直すことが可能である。
ｘ［ｎ］＝ｓｙ［ｎ］＋ｎ［ｎ］ （４７）
（ＡＬ×１）の所望の信号シグナチャベクトルはｃ＝ｓとして規定される。（ＡＬ×ＡＬ）雑音自己相関マトリックスＲ_nnを計算することにより、結合器加重ベクトルのＭＭＳＥ選択は以下のように書かれることができる。
ｗ＝Ｒ_nn ^-1 ｃ （４８）
式（３１）に基づいて、雑音自己相関マトリックスは以下のように計算される。

Ｒ_nn＝Ｒ_XX−Ｒ_ss＝Ｅ｜ｘ・ｘ ^H ｜−Ｅ［ｘ］Ｅ｜ｘ ^H ｜＝Ｅ｜ｘ・ｘ ^H ｜−ｃｃ^H ｜ （４９）
したがって、Ｒ_nnとｃの正確な評価とＡＬ×ＡＬマトリックスの反転によりＭＭＳＥ結合器加重を決定することが可能である。さらにＭＭＳＥ結合器の出力のＳＮＲ（即ちＣ／Ｉ）は次式のように計算されることができる。
ＳＮＲ＝ｗ ^H ｃ （５０）
端末で計算されたこのＳＮＲ測定はパワー制御およびレート制御情報を端末から基地局へ逆方向リンクで送信することに使用されることができる。

V ．適用アルゴリズム
前述の結合器加重を決定する種々の方法は受信機で受信されるときの雑音および干渉に関して種々の仮定を行う。別の実施形態によれば、信号評価は異なるフィンガ間の相関についての仮定なしに加重セットを得るために最小平均二乗ＬＭＳまたは再帰最小二乗ＲＬＳのようなＭＭＳＥベースのダイナミックアルゴリズムを使用する。換言すると、方法はパスにおける雑音相関を含んでいる。このような方法はＭＲＣアルゴリズムで実現されるよりも高いＳＩＮＲを実現する加重セットを得る。例示的な実施形態はＩＳ−８５６のようなフルパワーで送信される時間ゲートされたパイロットを有するＣＤＭＡ波形を使用する。フィンガ当たりの特別な処理にかかわりなく、レイク受信機の動作の最終ステップは、最終的なシンボル評価を発生するためフィンガの出力を結合することを含んでいる。以下の信号モデルは結合器の丁度前の所定のフィンガの出力に応用可能であり、以下のように与えられる。
ｘ_f （ｋ）＝ｃ_f （ｋ）ｙ（ｋ）＋ｎ_f （ｋ） （５１）
ここで、
ｆはレイク受信機のフィンガインデックスでありｆ＝１乃至Ｆであり、
ｋは別の実施形態では任意の他のサンプリングレートを表すが、時間のチップレートで隔てられているサンプルを示した時間インデックスであり、
ｙ（ｋ）は所望の符号であり、
ｎ（ｋ）は干渉であり、ｎ（ｋ）はｙ（ｋ）と相関されておらず、
ｃ_f （ｋ）はフィンガｆの時間オフセットのチャンネル利得として観察されることができる。

このモデルは種々のシナリオに適用されることができる十分に一般的であることに注意すべきである。

雑音相関マトリックスは次式のように与えられる。
Ｒ_nn（ｋ）＝Ｅ｛Ｎ（ｋ）Ｎ（ｋ）^H ｝ （５２）
ここでＮ（ｋ）はｆ＝１…Ｆでは以下のようになる項ｎ_j （ｋ）により形成されるベクトルである。

Ｅ｛｝は統計的な期待値の演算子である。

結合する演算は加重のセットと、Ｆフィンガから来るサンプルのセットとの間の簡単な複素数の内積として観察されることができる。

ここでＸは時間におけるｋ番目のインスタントの各フィンガのサンプルにより形成されるＦ次元の複素数ベクトルである。

Ｗは加重のＦ次元の複素数ベクトルである。

（）^H は複素共役および転位を示している。

ｙ（ｋ）の結合された評価のＳＩＮＲであり、次式に示される。

ここでｃ（ｋ）はチャンネル係数を含んでいるＦ次元の複素数ベクトル、即ち次式で与えられるシグナチャである。

式（５４）を最大にする加重のセットは次式で与えられる。
Ｗ（ｋ）＝［Ｒ_nn（ｋ）］^-1ｃ（ｋ） （５５）
チャンネル利得ベクトルおよび雑音相関マトリックスはｋ、時間インデックスに依存することに注意する。しかしながら、最も実際的なシナリオ（即ち送信機／受信機、マルチパス、プロフィール等の異なる速度）では、これらの量の変化はチップレートに関してのみゆっくりと変化する。実際には数千チップにわたって一定であると仮定される。この方法の適用により、ベクトルの時間インデックスの降下により、結果的なＭＭＳＥ加重はｋと独立している。
Ｗ＝Ｒ_nn ^-1ｃ （５６）
伝統的なＭＲＣ方法は評価値ｃおよびＲ_nnの対角項を得るための既知のシンボルを有するパイロットシーケンスを使用することによりこの反転、即ち各フィンガの出力の個々の雑音のバライアンスを回避する。この情報と、Ｒ_nnの対角を外れた項は全てゼロであるという仮定によって、フィンガｆの結合器の加重は以下のように計算されることができる。 ｗ_f ＝ｃ_f ／σ² _wf （５７）
ここで、σ² _wfはＲ_nnのｆ番目の対角項のエレメントである。対角線を外れたマトリックスエレメントがゼロである仮定は、フィンガのオフセットが非常に離れている場合にのみ有効である。この仮定はフィンガが近似するときにはさらに正確性がなくなる。マルチパスエネルギを補正するために相互に近接してフィンガを位置付けることが必要である幾つかのチャンネルでは、式（５５）のＭＲＣ結合器の加重の適用は実質的な性能の劣化につながる。

改良された演算では、この仮定および平均二乗誤差ＥＳＥの使用、加重のベクトルを計算するためのダイナミックアルゴリズムに基づく方法をドロップすることが望ましい。直接マトリックス反転、ＬＭＳアルゴリズム、ＲＬＳアルゴリズム、これらのバリアントのような式（５６）を解くための種々の異なる方法が存在する。

直接マトリックス反転は仮定なしにパスを横切る雑音の相関とフルの自己相関マトリックスを考慮する。直接マトリックス反転は加重値を決定する最も正確な方法であるが、直接マトリックス反転は処理時間を増加し多量の処理パワーを消費する複雑な複素数マトリックス演算を必要とする。他の方法は簡単な仮定を行うか、適応アルゴリズムまたはマトリックス反転問題に対して手っ取り早い解決を可能にするその組合わせを使用する。幾つかのこれらの方法は他よりもデジタル受信機での実行に適している。

ベクトルｃが干渉Ｎのベクトルと相関しないという仮定下で、式（５６）を解くことは解のＳＩＮＲ性能に関して以下与えられている式（５８）を解くことに等しく、それは両者の解が１つの定数によってのみ異なるからである。
Ｗ＝Ｒ_XX ^-1ｃ （５８）
ここではＲ_XX（ｋ）＝Ｅ｛Ｘ（ｋ）Ｘ（ｋ）^H ｝ （５９）
未知のデータによる時分割多重化された既知のパイロットシーケンスに基づいてＷを計算するためのＲＬＳアルゴリズムを使用して、適応アルゴリズムはパイロットバースト中のフィルタ係数を変化し、加重は未知のシンボルの評価値を生成するようにデータの復調のため一定である。換言すると、加重はパイロットパーストで訓練され、訓練された加重はトラフィックの処理に使用される。

別の実施形態は平均二乗誤差を決定するための他の再帰的アルゴリズムと、これらのアルゴリズムを実行する別の方法を適用することに注意する。ＲＬＳアルゴリズムは前の値、入力データ、アルゴリズムが同様に更新を続ける知られたシンボルおよびマトリックスに基づいて、各パイロットシンボルで評価値＾Ｗ（ｋ）を再帰的に更新する。

ここでＰは共分散マトリックスの反転にほぼ等しいＦ×Ｆの複素数マトリックスである。

Ｋは加重計算の反復に適用されるＦ×１の複素数列ベクトル利得項である。

λは１以下の実数である。

シンボル* は複素共役を示している。

Ｋ（）は式（６０）で示されているように、加重更新に適用される利得項である。利得項Ｋ（）はアルゴリズムの経歴利得ファクタであるλの関数であり、経歴利得はアルゴリズムにより維持される過去の反復的な情報量を決定する。

適切な条件下で、結合係数ベクトル＾Ｗ（ｋ）は式（５８）に規定されているＷに集中する。結合器加重を選択するためのこのＭＭＳＥ方法はＭＲＣ方法よりも重要な性能の利点を提供するシミュレーションが示されている。特にフィンガが数チップ内で隔てられ、および／または所定のフィンガの干渉の主コンポーネントが付加された熱雑音または他のユーザ干渉ではなくマルチパスから生じるとき、利得は有効である。

図１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃで示されている１実施形態では、反復ｎ−１のフィルタの加重ベクトル（即ちタップ加重のベクトル）の最小二乗評価を与えられ、更新された評価が新しい入力の到着ときに反復ｎで計算されるように、ＲＬＳアルゴリズムは適応性のトランスバーサルフィルタに適用される。ＲＬＳアルゴリズムの重要な特徴はアルゴリズムが開始される時間的瞬間まで戻る長さの入力データに含まれている情報の使用である。コンバージェンスの結果的なレートはそれ故、典型的には簡単なＬＭＳアルゴリズムよりも高速度の大きさの程度である。

図１５Ａに示されているように、システム400 は加重制御装置404 に結合されているトランスバーサルフィルタ402 を含んでいる。入力ｘ（ｋ）では、トランスバーサルフィルタ402 は加重ベクトルＷ（ｋ−１）を供給し、加重ベクトルはトランスバーサルフィルタ402 の種々のタップに割当てられた加重を含んでいる。入力ｘ（ｋ）はまたアルゴリズムにしたがって加重ベクトルの加重を適応するための加重制御装置404 に与えられる。トランスバーサルフィルタ402 の出力はその後、加重を入力ｘ（ｋ）へ与えられ、ここでトランスバーサルフィルタ402 の出力は合計ノード406 へ与えられる。合計ノードは所望の信号を受信し、エラー信号を加重制御装置404 へ与えるためトランスバーサルフィルタ402 の出力を減算する。加重制御装置404 はＲＬＳアルゴリズムに適用されるときこの情報を使用し、トランスバーサルフィルタ402 のタップの加重を更新する。１実施形態によれば、加重制御装置404 は時間ゲートされたパイロット信号を使用して訓練し、ここでタップ加重への更新はパイロットインターバル中に生じることに注意する。

図１５Ｂは、図１５Ａのシステム400 の信号のフロー図500 を示している。所望の応答ｙ^* （ｋ）は合計ノード502 へ与えられる。合計ノード502 はトランスバーサルフィルタ402 の出力と所望の応答ｙ^* （ｋ）との差を決定する。信号のフロー図は−１のフィードバック構造を考慮し、ここでトランスバーサルフィルタ402 の出力と、ｘ^H （ｋ）・Ｗ（ｋ−１）の形態の濾波された入力は合計ノード502 で減算され、所望の信号ｙ^* （ｋ）を入力の一部として与えられる。ノード504 では、利得Ｋ（ｋ）は合計ノード402 の出力、即ちＸ^H （ｋ）・Ｗ（ｋ）とｙ^* （ｋ）の差に与えられ、ノード504 の結果は合計ノード506 に与えられる。ノード506 はまた加重ベクトルＷ（ｋ−１）のバージョンの従来の反復も受信し、加重ベクトルＷ（ｋ−１）のバージョンの次の反復を発生する。ノード506 の出力はＷ（ｋ−１）を発生するために遅延素子508 に与えられる。これは反復的なプロセスであるので、遅延素子508 の遅延の出力は入力データ、特にｘ^H （ｋ）・Ｗ（ｋ−１）へ提供するためノード510 へ与えられる加重ベクトルである。ノード510 はトランスバーサルフィルタ402 の動作を表しており、ここではフロー図で実行される他の演算は加重制御装置404 により行われる。図１５Ａと１５Ｂのように適用されるＲＬＳアルゴリズムは利得を有するエラー項の使用により古い値を段階的に増加することによりトランスバーサルフィルタ402 の加重を適応して更新する。

ＲＬＳ方法は図１５Ｃにさらに示されており、ここでプロセス550 はステップ552 においてパイロットおよびトラフィック情報を含んでいるフレームｎを受信することにより開始する。フィルタはステップ554 でパイロットシンボルを使用することによりフィルタで適用するための加重を決定するように訓練される。フィルタはその後、データ情報を含んでいるトラフィックを復調するための加重を使用する。訓練はアルゴリズムの各反復で新しい加重ベクトルを決定するために前述したＲＬＳ式の適用を含んでいる。別の実施形態は別の適応性アルゴリズムを使用し、ここでフィルタの加重は複素数マトリックス反転を必要とせずに反復して調節される。

拡散スペクトルシステムのＲＬＳアルゴリズムを実行するシステムが図１６に示されており、レイクタイプの受信機606 、608 にそれぞれ結合されている２つのアンテナ602 と604 を有する。各レイク受信機606 、608 は受信された信号を処理するための３つのフィンガを有するとして示されている。レイク受信機606 、608 の出力は評価装置610 へ与えられる。評価装置610 はパイロット基準ｙ（ｋ）も受信する。評価装置610 は各パスで受信された信号を結合することによりレイク受信機606 、608 から受信される信号を処理する。各パスは他のパスからの加重された信号と結合する前に加重される。これらの結合器加重の調節はＲＬＳアルゴリズムを使用して実行される。評価装置610 は結合器加重を訓練するために演繹的に知られている信号を使用する。評価装置610 の出力は評価値＾ｙ（ｎ）と受信された信号のＳＮＲの評価値である。別の実施形態は結合器加重を決定するための代わりの適応性アルゴリズムを実行し、ここでそのアルゴリズムは評価された信号と送信された信号間の平均二乗誤差を最小化しようとする。

したがって、結合器加重を決定するための種々の方法を前述した。各方法は所定のシステムの設計およびリソースの要求にしたがって応用を発見する。正確性と、計算の複雑さとの間の、即ち価格間で妥協が行われる。前述した種々の方法および無線システムは計算の複雑さを減少しながら正確性を改良する。種々の実施形態をＣＤＭＡタイプの拡散スペクトル通信システムを参照して説明したが、代わりの拡散スペクトルタイプのシステム、および他のタイプの通信システムにもその概念は適用可能である。前述した方法およびアルゴリズムはハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはその組合わせで実行されてもよい。例えば時間ゲートされていないパイロットに対してＭＭＳＥ方法を使用して、結合器加重を解く式はソフトウェアで実行されるかまたは計算を行うためのデジタル信号プロセッサＤＳＰを使用して行われる。同様に、適応性アルゴリズムはコンピュータの読取り可能な媒体に記憶されているコンピュータの読取り可能な命令の形態でソフトウェアで実行されてもよい。ＤＳＰコア等の中央処理装置は命令を実行し、応答で信号評価を与えるように動作する。別の実施形態は実行可能な場合、特定用途用集積回路ＡＳＩＣ等のハードウェアで構成される。

当業者は情報および信号が任意の種々の異なる技術を使用して表されることを理解するであろう。例えば前述の説明を通して参照されたデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、チップは電圧、電流、電磁波、磁界または粒子、光フィールドまたは粒子、或いは任意のその組合わせにより表される。

当業者はさらにここで説明した実施形態を伴って説明された種々の図示の論理ブロック、モジュール、回路、アルゴリズムステップが電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両者の組合わせとして実行されてもよいことを認識するであろう。ハードウェアおよびソフトウェアのこの互換性を明白に説明するため、種々の図示のコンポーネント、ブロック、モジュール、回路、ステップをそれらの機能に関して一般的に前述した。このような機能がハードウェアまたはソフトウェアとして実行されるかはシステム全体に課された特定の応用および設計の制約に基づいている。当業者は各特定の応用について種々の方法で説明した機能を実行してもよいが、このような実行の決定は本発明の技術的範囲を逸脱するものと解釈されるべきではない。

ここで説明した実施形態を伴って説明した種々の図示の論理ブロック、モジュール、回路は汎用目的のプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途用集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、または他のプログラム可能な論理装置、ディスクリートなゲートまたはトランジスタ論理装置、ディスクリートなハードウェアコンポーネント、またはここで説明した機能を実行するように設計されているそれらの任意の組合わせにより構成または実行されてもよい。汎用目的のプロセッサはマイクロプロセッサであってもよいが、その代わりにプロセッサは任意の通常のプロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、或いは状態マシンであってもよい。プロセッサはまたコンピュータ処理装置の組合わせとして、例えばＤＳＰとマイクロプロセッサの組合わせ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアを伴った１以上のマイクロプロセッサ、或いは任意の他のこのような構造として構成される。

ここで説明した実施形態を伴って前述した方法またはアルゴリズムのステップはハードウェアで直接的に、プロセッサにより実行されるソフトウェアモジュールで、またはその２つの組合わせで実施されてもよい。ソフトウェアモジュールはＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、取出し可能なディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、または技術で知られている任意の他の形態記憶の媒体に存在してもよい。例示的な記憶媒体はプロセッサに結合され、このようなプロセッサは記憶媒体から情報を読取り、情報を記憶媒体へ書込むことができる。プロセッサおよび記憶媒体はＡＳＩＣに存在する。ＡＳＩＣはユーザ端末に存在してもよい。代わりでは、プロセッサおよび記憶媒体はユーザ端末のディスクリートなコンポーネントとして存在してもよい。

前述の実施形態の先の説明を当業者が本発明を実行または使用することを可能にするために行った。これらの実施形態に対する種々の変形は当業者に容易に明白であり、ここで規定されている一般原理は本発明の技術的範囲を逸脱せずに他の実施形態に応用されてもよい。したがって、本発明はここで示されている実施形態に限定されることを意図しないが、ここで説明した原理および優秀な特性と一貫した最も広い技術的範囲にしたがうことを意図している。

正確な干渉エネルギ計算回路を有する電気通信システムのブロック図。 順方向リンク送信で使用するように構成された図１の正確な干渉エネルギ計算回路、ログ尤度比（ＬＬＲ）回路、パス結合回路の詳細図。 逆方向リンク送信に対して最適化され、図２のパス加重、結合回路、ＬＬＲ回路を含んでいる正確な干渉エネルギ計算回路のブロック図。 図２の正確な干渉エネルギ計算回路と最大比のパス結合回路の代わりの実施形態を示したブロック図。 干渉エネルギの評価を改良し、図２の正確な干渉エネルギ計算回路を使用するように構成されたフレームアクティビティ制御回路のブロック図。 アクチブスロットとアイドルスロットを示した例示的なタイミング図。 図６のトラフィックチャンネル信号、パイロットチャンネル信号、（逆方向パワー制御チャンネルとしても知られている）フレームアクティビティ制御ＦＡＣ信号、スロットのアイドルチャンネルスカートとを示している例示的なタイミング図。 無線通信システムの概略図。 無線通信システムの受信機の概略図。 無線通信システムの１つのパスの処理装置の概略図。 無線通信システムの１つのパスの処理装置の詳細図。 レイク受信機と共に使用するための結合器の加重を決定するために使用される自己相関マトリックスの図。 レイク受信機と共に使用するための結合器の加重を決定する方法のフロー図。 高いデータレートのシステムのチャンネル割当てのタイミング図。 結合器の加重を決定するための適応性フィルタおよび方法の概略図。 結合器の加重を決定するための適応性フィルタおよび方法の概略図。 結合器の加重を決定するための適応性フィルタおよび方法の概略図。 無線通信システムの受信機の図。

Claims (21)

1. 複数の受信アンテナと、複数の受信アンテナで受信された信号を結合する結合器とを有する無線通信システムで、結合器に与えられる結合器の加重を決定する方法において、
   複数の受信アンテナの第１のアンテナで第１の信号を受信し、
   複数の受信アンテナの第２のアンテナで第２の信号を受信し、
   第１の信号および第２の信号に基づいて第１および第２の信号に関連する第１の加重を決定するステップを含んでいる方法。
2. 第１の加重の決定はさらに複数の受信アンテナの相互相関の決定を含んでいる請求項１記載の方法。
3. 第１の加重の決定はさらに複数の各受信アンテナの信号期待値の計算を含んでいる請求項２記載の方法。
4. 第１の加重の決定はさらに受信された信号の自己相関マトリックスの決定を含んでいる請求項３記載の方法。
5. 第１の加重の決定はさらに、
   受信された信号と空間シグナチャの自己相関マトリックスの関数として受信された信号に対する雑音相関を計算し、
   第１および第２の信号に関連する加重を計算するステップを含んでいる請求項４記載の方法。
6. 第２の信号はマルチパスに対応している請求項１記載の方法。
7. 第１の加重の決定はさらに、
   送信されるとき情報に関する平均二乗誤差を最小にすることにより第１の信号および第２の信号で受信された情報を評価するステップを含んでいる請求項１記載の方法。
8. 第１の信号および第２の信号の少なくとも一部分は知られているアプリオリである請求項１記載の方法。
9. 第１の信号および第２の信号はパイロット信号インターバル中に受信される請求項８記載の方法。
10. システムは拡散スペクトル送信を使用している請求項９記載の方法。
11. 異なるパスに関連する干渉は全てのアンテナで相関されていないと仮定され、
    同一のパスに関連する干渉は異なるアンテナで相関されていると仮定されている請求項１記載の方法。
12. 無線通信システムにおける通信方法において、
    第１の通信パスにより情報を受信し、
    第２の通信パスにより情報を受信し、
    第２の通信パスから受信された情報を使用して第１の通信パスからの情報を評価するステップを含んでいる方法。
13. 評価はさらに、
    第１の通信パスからの情報の第１の評価を決定し、
    第２の通信パスからの情報の第２の評価を決定し、
    第１および第２の評価の関数として情報の第３の評価を決定するステップを含んでいる請求項１２記載の方法。
14. コンピュータの読取り可能な媒体について実施される請求項１記載の方法。
15. 遠隔局装置において、
    複数の信号を受信する手段と、
    第１の通信パスに関連する複数の信号のセットを処理する手段と、
    複数の信号のセットの評価を生成する手段とを具備している遠隔局装置。
16. 遠隔局装置は、
    複数のフィンガを有する第１のレイク受信機と、
    複数のフィンガを有する第２のレイク受信機と、
    第１のレイク受信機の複数のフィンガの１つおよび第２のレイク受信機の複数のフィンガの１つに結合されている第１のパス処理装置とを具備している遠隔局装置。
17. 第１のパス処理装置はさらに、
    第１および第２のレイク受信機に結合され、受信された信号の自己相関の関数として受信された信号の雑音相関を決定するように動作する相関装置と、
    第１および第２のレイク受信機に結合され、第１のパスに関連するシグナチャを発生するように動作するシグナチャ発生装置と、
    相関装置とシグナチャ発生装置に結合され、雑音相関およびシグナチャに基づいて第１のパスに対する結合器の加重を決定するように動作する加重装置とを具備している請求項１６記載の遠隔局装置。
18. 第１のパス処理装置はさらに、
    加重装置と第１および第２のレイク受信機に結合され、第１のレイク受信機の複数のフィンガの１つと第２のレイク受信機の複数のフィンガの１つとへの第１のパスに対する結合器の加重を与えるように動作する加算ノードを具備している請求項１７記載の遠隔局装置。
19. 第１のパス処理装置はさらに、
    シグナチャ発生装置と加重装置とに結合され、第１のパスの品質測定を決定するように動作するパス品質測量発生装置を具備している請求項１８記載の遠隔局装置。
20. 品質測定は信号対雑音比である請求項１９記載の遠隔局装置。
21. 複数の受信アンテナと、複数の受信アンテナで受信された信号を結合する結合器とを有する無線通信システムで、結合器に与えられる結合器の加重を決定する方法において、
    複数の受信アンテナの第１のアンテナで第１の信号を受信し、
    複数のアンテナで受信される信号に基づいて結合器の第１の加重を決定するステップを含んでいる方法。

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