CN1193486C - Dc－dc变换器 - Google Patents

Dc－dc变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN1193486C
CN1193486C CNB011450657A CN01145065A CN1193486C CN 1193486 C CN1193486 C CN 1193486C CN B011450657 A CNB011450657 A CN B011450657A CN 01145065 A CN01145065 A CN 01145065A CN 1193486 C CN1193486 C CN 1193486C
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
time
circuit
load condition
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB011450657A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1365181A (zh
Inventor
小池宪吾
冈田敬
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanken Electric Co Ltd
Original Assignee
Sanken Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanken Electric Co Ltd filed Critical Sanken Electric Co Ltd
Publication of CN1365181A publication Critical patent/CN1365181A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1193486C publication Critical patent/CN1193486C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明的课题是解决难于简单地提高等待模式等的轻负载时的效率，以及抑制磁致伸缩声音。开关(3)通过变压器(2)连接于直流电源(1)中的一个端子(1a)和另一端子(1b)之间。设置用于对开关(3)进行接通/断开的控制信号形成电路(7)。设置用于将输出电压控制在一定值的反馈控制电路。通过借助回扫电压发生时间检测电路(11)检测的时间与由基准时间发生电路(12)形成的第(1)和第(2)基准时间的比较，对负载状态进行判断，如果判定为轻负载状态，使开关频率下降。

Description

DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及通过反馈控制，将输出电压控制在一定值的形式的DC-DC变换器。
背景技术
典型的DC-DC变换器由下述部分形成，该部分包括直流电源、连接于上述电源的一端和另一端之间的变压器的初级线圈和开关的串联电路、与变压器的次级线圈连接的整流平滑电路、输出电压检测电路、开关电流检测电路、根据上述输出电压检测电路和电流检测电路的输出对开关进行接通/断开控制的控制电路。
开关的接通/断开方式大致分为下述的2种。
(1)振铃扼流变换器方式，即RCC方式。
在RCC方式中，随着负载的减轻，开关的接通/断开的重复频率，即开关频率增加。
(2)脉冲宽度调制方式，即PWM方式。
在该PWM方式中，开关频率保持在一定值，随着负载的变轻，开关的接通时间宽度变窄。
但是，在RCC方式的场合，由于在等待模式(standby mode)这样的轻负载时，开关的频率增加，故每单位时间的切换次数变多，相对供给负载的电的开关中产生的切换损失的比例增加，DC-DC变换器的效率降低。
另外，在PWM方式的场合，一般为了减小正常负载(normal mode)时的变压器的损失，且小型化，则将开关频率置位得象例如，100kHz那样较高。由此，在等待模式那样的轻负载时，按照较高的开关频率，驱动开关。其结果是，即使在PWM方式的场合，由于在轻负载时，开关的每单位时间的切换次数较多，故DC-DC变换器的效率变差。
为了解决上述的问题，例如，象本申请人的日本专利公开公报2000-23458号所公开的那样，人们知道在轻负载时，间歇地使DC-DC变换器动作。如果按照此方式间歇地使DC-DC变换器动作，则输出电压的稳定性降低，但是由于切换次数变少，故切换损失很少，DC-DC变换器的效率提高。
另外，例如，象日本专利公开公报9-140128号所公开的那样，人们知道，在正常负载和轻负载时，进行开关频率的切换，降低轻负载时的开关频率，由此降低每单位时间的切换次数，使效率提高。
但是，为了提高等待模式等的轻负载时的效率，必须检测负载状态，以便自动地进行开关的控制模式的切换，根据该检测，进行开关的控制模式的切换控制。但是，人们尚未提出下述方案，在该方案中，可通过较简单的电路，正确地检测负载状态。
发明内容于是，本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器，其可通过较简单的电路，正确地检测负载状态，可进行适合于负载状态的开关的控制。
用于解决上述课题，实现上述目的的本发明涉及一种DC-DC变换器，其用于向负载供给直流电，其特征在于其包括：用于供给直流电压的第1和第2电源端子；开关，该开关连接于上述第1电源端子和第2电源端子之间，并且具有控制端子；电感组件，该电感组件与上述开关串联；整流平滑电路，该整流平滑电路与上述电感组件连接；输出电压检测组件，该输出电压检测组件直接地或间接地检测表示上述整流平滑电路的输出电压的信号；回扫电压发生时间检测电路，该回扫电压发生时间检测电路用于检测从上述电感组件发生回扫电压的时间；基准时间发生电路，该基准时间发生电路发生表示基准时间的信号；负载状态判定组件，该负载状态判定组件与上述回扫电压发生时间检测电路和上述基准时间发生电路连接，对上述回扫电压发生时间是否大于基准时间进行判断，在上述回扫电压发生时间大于上述基准时间时，输出表示上述负载处于第1负载状态的信号，在上述回扫电压发生时间不大于上述基准时间时，输出表示上述负载处于比第1负载状态轻的第2负载状态的信号；开关控制信号形成组件，该开关控制信号形成组件用于形成对上述开关进行接通/断开控制用的控制信号，该组件与上述开关和上述输出电压检测组件和上述负载状态判定组件连接，该组件具有形成控制信号的功能，该控制信号能在从上述负载状态判定组件输出表示上述第1负载状态的信号时，以第1模式使上述开关进行接通/断开控制以便使上述输出电压一定；还具有形成第2模式控制信号的功能，该控制信号在从上述负载状态判定组件输出表示第2负载状态的信号时，以比上述第1模式的每单位时间的上述开关的切换次数少的切换次数使上述开关进行接通/断开。
另外，最好，上述基准时间发生电路由第1基准时间发生电路以及第2基准时间发生电路形成，该第1基准时间发生电路产生表示从上述回扫电压发生的开始时刻经过第1基准时间(TA)的信号，该第2基准时间发生电路发生表示从上述回扫电压发生的开始时刻经过大于上述第1基准时间(TA)的第2基准时间(TB)的信号，上述负载状态判定组件具有以下四种功能，即对上述回扫电压发生时间(Tf)是否短于上述第1基准时间(TA)进行判断的功能；即对上述回扫电压发生时间(Tf)是否大于上述第2基准时间(TB)进行判断的功能；在获得表示上述回扫电压发生时间(Tf)大于上述第2基准时间(TB)的判断结果时，输出表示上述第1负载状态的信号的功能；在获得表示上述回扫电压发生时间(Tf)不大于上述第1基准时间(TA)的判断结果时，输出表示上述第2负载状态的信号的功能。
此外，最好，上述负载状态判定组件由第1和第2D型双稳态多谐振荡器与RS双稳态多谐振荡器形成；上述第1D型双稳态多谐振荡器具有与上述回扫电压发生时间检测电路连接的数据输入端子和时钟输入端子，该时钟输入端子与上述第1基准时间发生电路连接，并且将表示上述第1基准时间(TA)结束的信号作为时钟信号接收那样地形成；上述第2D型双稳态多谐振荡器具有与上述回扫电压发生时间检测电路连接的数据输入端子和时钟输入端子，该时钟输入端子与上述第2基准时间发生电路连接，并且将表示上述第2基准时间(TB)结束的信号作为时钟信号接收那样地形成；上述RS双稳态多谐振荡器具有置位端子、复位端子、输出端子，该置位端子与从上述第1D型双稳态多谐振荡器的置位状态向复位状态的转换同步地触发，该复位端子与从上述第2D型双稳态多谐振荡器的复位状态向置位状态的转换同步地触发；该输出端子在置位状态时发生表示第1负载状态的第1电平的电压，在复位状态时发生表示上述第2负载状态的第2电平的电压。
还有，上述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示上述第1负载状态的信号，形成用于以第1重复频率对上述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能；响应于表示上述第2负载状态的信号形成用于以低于第1重复频率的第2重复频率对上述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能。
再有，上述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示上述第1负载状态的信号，形成上述开关的接通/断开重复频率与上述负载的值成反比例变化的第1模式的开关控制信号的功能；响应于表示上述第2负载状态的信号，形成使上述开关的接通/断开重复频率保持一定的第2模式的开关控制信号的功能。
另外，上述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示上述第1负载状态的信号，形成用于以第1重复频率对上述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能；响应于表示上述第2负载状态的信号，形成间歇地产生上述开关的第1重复频率的接通/断开控制的控制信号功能。
此外，上述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示上述第1负载状态的信号，形成上述开关的接通/断开重复频率与上述负载的值反比例的方式变化的第1模式的开关控制信号的功能；响应于表示上述第2负载状态的信号，形成间歇地发生用于使上述开关进行接通/断开的控制信号的功能。
还有，本发明涉及一种DC-DC变换器，其用于向负载供给直流电，其特征在于其包括：用于供给直流电压的第1和第2电源端子；开关，该开关连接于上述第1电源端子和第2电源端子之间，并且具有控制端子；电感组件，该电感组件与上述开关串联；整流平滑电路，该整流平滑电路与上述电感组件连接；输出电压检测组件，该输出电压检测组件直接地或间接地检测表示上述整流平滑电路的输出电压的信号；接通时间检测组件，该接通时间检测组件检测表示上述开关的接通时间(Ton)的接通时间信号；基准时间发生电路，该基准时间发生电路发生表示基准时间的信号；负载状态判定组件，该负载状态判定组件与上述接通时间检测电路和上述基准时间发生电路连接，对上述接通时间是否大于基准时间进行判断，在上述接通时间大于上述基准时间时，输出表示上述负载处于第1负载状态的信号，在上述接通时间不大于上述基准时间时，输出表示上述负载处于比第1负载状态轻的第2负载状态的信号；开关控制信号形成组件，该开关控制信号形成组件用于形成时上述开关进行接通/断开控制用的控制信号，该组件与上述开关和上述输出电压检测组件和上述负载状态判定组件连接，该组件具有形成控制信号的功能，即该控制信号在从上述负载状态判定组件输出表示上述第1负载状态的信号时，以第1模式对上述开关进行接通/断开控制，以便使上述输出电压保持一定；还具有形成第2模式控制信号的功能，该第2模式控制信号在从上述负载状态判定组件输出表示第2负载状态的信号时，以比上述第1模式的每单位时间的上述开关的切换次数少的切换次数使上述开关进行接通/断开。
按照本发明，获得下述的效果。
(1)由于检测开关的接通期间或回扫电压的发生期间，根据由此检测到的期间的长短，判断第1负载状态与第2负载状态，通过较简单的电路，正确地并且自动地判断第1和第2负载状态，可自动地进行开关的控制模式的切换。
(2)如果处于第2负载状态，由于每单位时间的切换次数降低，故可提高效率。
另外，按照本发明，不仅仅对回扫电压发生时间Tf或接通时间Ton与第1基准时间TA进行比较，而且还与第2基准时间TB进行比较，设定回扫电压发生时间Tf或接通时间Ton小于第1基准时间TA的第2模式，然后，只要Tf或Ton不大于TB，则保持第1模式。另外，在从第2模式转换到第1模式后，只要Tf或Ton不小于TA，则保持第1模式。根据需要，第1和第2模式的转换通过具有迟滞性的比较确定。由此，即使在负载的值慢慢地变化的情况下，仍可稳定地进行第1模式与第2模式的切换。
附图说明
图1为表示本发明的第1实施例的DC-DC变换器的电路图；
图2为详细表示图1的控制信号形成电路的方框图；
图3为详细表示图1的回扫电压发生时间检测电路、基准时间发生电路和负载状态判断电路的电路图；
图4为表示图1、图2和图3的各部分的状态的波形图；
图5为表示图3的回扫电压发生检测电路的各部分的状态的波形图；
图6为表示第2实施例的DC-DC变换器的电路图；
图7为详细表示图6的基准时间发生电路和负载状态判定电路的电路图；
图8为表示图6和图7中的各部分的状态的波形图；
图9为表示第3实施例的DC-DC变换器的控制信号形成电路的电路图；
图10为表示图9中的各部分的状态的波形图；
图11为表示第4实施例的DC-DC变换器的电路图；
图12为详细表示图11的控制信号形成电路的电路图；
图13为表示图12的各部分的状态的波形图；
图14为表示第5实施例的DC-DC变换器的控制信号形成电路的电路图；
图15为表示第6实施例的DC-DC变换器的电路图；
图16为详细表示图15的控制信号形成电路的电路图；
图17为表示图16的各部分的状态的波形图；
图18为表示第7实施例的DC-DC变换器的控制信号形成电路的电路图；
图19为表示第8实施例的DC-DC变换器的电路图。
具体实施方式下面参照图1～19，对本发明的实施例进行描述。
第1实施例
首先，参照图1～5，对第1实施例的DC-DC变换器进行描述。
图1所示的第1实施例的DC-DC变换器一般称为“回扫型的开关式稳压器”，其由与直流电源1连接的第1和第2电源端子1a、1b、作为电感组件的变压器2、由N型沟道的绝缘栅极型场效应晶体管形成的开关3、输出平滑电路5、作为输出电压检测组件的输出电压检测电路6、开关控制信号形成电路7、驱动电路8、控制电源用整流平滑电路9、启动电阻器10、回扫电压发生时间检测电路11、基准时间发生电路12、以及负载状态判定电路13形成。
作为电感组件的变压器2由磁芯14、初级线圈15、次级线圈16、第3级线圈17形成。卷绕于磁芯14上且相互以电磁耦合的初级、次级、第3级线圈15，16，17具有由黑圈表示的极性。因此，在开关3的接通期间，在变压器2中累积能量，在断开期间，释放能量。
由FET形成的开关3包括作为第1和第2主端子的漏极和源极，以及作为控制端子的栅极。该漏极通过初级线圈15与第1电源端子1a连接，上述源极与接地侧的第2电源端子1b连接，栅极与驱动电路8连接。
整流平滑电路5由整流二极管18和平滑用电容器19形成，平滑用电容器19通过整流二极管18与次级线圈16并联。二极管18在开关3的断开期间，具有实现导通的方向性。与平滑用电容器19连接的成对的输出端子20a，20b用于连接负载20。
输出电压检测电路6由电压检测电阻器21、22、误差放大器23、参考电压源24、以及发光二极管25形成。电阻器21、22检测输出端子20a、20b之间的电压，将该检测电压传送给误差放大器23中的一个输入端子。该误差放大器23输出检测电压与参考电压源24的参考电压之间的差值。发光二极管25连接于输出端子20a与误差放大器23的输出端子之间，在此实例中，产生与输出电压成比例地变化的光输出。
作为开关控制信号形成组件的控制信号形成电路7包括光敏晶体管47，该光敏晶体管47与电压检测电路6的发光二极管25实现光耦合，该电路47按照根据光敏晶体管47，对开关3的控制脉冲的幅度进行调整的方式形成。为了切换开关3的动作模式，负载状态判定电路13的输出线路27与控制信号形成电路7连接。控制信号形成电路7的输出线路29通过驱动电路8，与开关3的控制端子连接，并且通过线路30，与回扫电压发生时间检测电路11连接。另外，控制电源用整流平滑电路9与控制信号形成电路7的电源端子31连接。该控制电源用整流平滑电路9由与第3级线圈17连接的二极管32和电容器33连接。此外，电源端子31还通过启动电阻器10，与第1电源端子1a连接。下面进一步对控制信号形成电路7进行具体描述。
回扫电压发生时间检测电路11检测在开关3的断开期间，释放出在开关3的接通时间累积于变压器2中的能量时所产生的回扫电压的持续时间，其通过线路34、35与第3级线圈17连接。下面进一步对此回扫电压发生时间检测电路11进行详细描述。
基准时间发生电路12与回扫电压发生时间检测电路11的输出线路36连接，以回扫电压的发生开始时刻为基准，在线路37，38中产生表示第1和第2基准时间TA，TB的信号。
下面进一步对该基准时间发生电路12进行详细描述。
作为负载状态判定组件的负载状态判定电路13，与回扫电压发生时间检测电路11和基准时间发生电路12连接，通过已检测的回扫时间与第1和第2基准时间的比较，通过线路27，将表示负载20处与于第1负载状态，即正常负载状态，还是处于第2负载状态，即轻负载状态的信号传送给控制信号形成电路7。控制信号形成电路7响应于表示正常负载状态的信号，按照第1模式驱动开关3，响应于表示轻负载状态的信号，按照开关频率低于第1模式的第2模式驱动开关3。下面进一步对负载状态判定电路13和该输出的控制进行详细描述。
如图2中以示意性方式所示的那样，图1的控制信号形成电路7由电压反馈信号形成电路40、比较器41、电压控制振荡器(VCD)42、锯齿波发生电路43、模式切换电路44和电压调整电路45形成。
电压反馈信号形成电路40由电阻器46和光敏晶体管47形成。该光敏晶体管47与图1的发光二极管25实现光耦合。该光敏晶体管47的集电极与电原端子31连接，发射极通过电阻器46，实现接地。电阻器46与光敏晶体管47的接点48的电位按照与图1的输出电压V0成比例的方式变化。
电压控制振荡器42在负载20的值处于第1负载状态，即正常负载状态时，以作为第1频率的100kHz产生时钟脉冲，在处于第2负载状态，即轻负载或备用负载状态时，以作为足够地低于第1频率的第2频率的20kHz产生时钟脉冲。
为了进行振荡器42的输出频率的切换，第1电压源50通过第1开关49与振荡器42连接，另外，第2电压源52通过第2开关51与振荡器42连接。第1开关49由例如，电子开关形成，其控制端子通过“非”电路53，与图1的负载状态判定电路13的输出线路27连接。于是，在线路27表示第1模式的低电平时，第1开关49接通。由电子开关形成的第2开关51的控制端子与线路27直接连接。因此，在线路27表示第2模式的高电平时，第2开关51接通。振荡器42响应于表示正常负载状态(第1模式)的判定输出，在第1开关49接通时，以100kHz产生时钟脉冲，响应于表示轻负载状态(第2模式)的判定输出，在第2开关51接通时，以20kHz产生时钟脉冲。
锯齿波发生电路43以与振荡器42的输出频率相同的频率，产生锯齿波电压。
PWM脉冲形成用比较器41的负输入端子与电压反馈信号形成电路40的接点48连接，其正输入端子与锯齿波发生电路43连接。因此，在锯齿波电压大于接点48的电压反馈信号的电压电平时，发生图4(C)所示的开关控制信号VG。比较器41的输出端子通过线路29和图1的驱动电路8，与开关3的控制端子连接。因此，开关3响应于图4(C)的控制信号VG地接通/断开。
电压调整电路45调整电源端子31的电压，向控制信号形成电路7中的各电路供电。
在从负载状态判定电路13象图4(K)的t5以前、t21以后所示的那样，获得表示第1模式的低电平信号、即正常负载状态检测信号时，控制信号形成电路7按照对应于振荡器42的输出频率100kHz的第1周期T1，象图4(C)所示的那样，产生控制脉冲VG。另外，在从正常负载状态，到轻负载状态变化，或按照与此相反的方式变化时的过渡期间，控制脉冲VG的发生周期是不稳定的。
在从负载状态判定电路13象在图4(K)的t5～t21区间所示的那样，获得表示第2模式的高电平信号、即轻负载状态检测信号时，控制信号形成电路7按照对应于振荡器42的输出频率20kHz的第2周期T2，象图4(C)所示的那样，产生控制脉冲VG。第2周期T2大于第1周期T1。
图3表示图1的回扫电压发生时间检测电路11、基准时间发生电路12和负载状态判定电路13的具体结构。
回扫电压发生时间检测电路11由比较器61、参考电压源62和后缘、即下沿检测电路63、RS双稳态多谐振荡器64，以及“与”门65形成，按照图5的时序图所示的那样动作。比较器61的正输入端子通过线路34与图1的第3级线圈17连接，比较器61的负输入端子与参考电压源62连接。参考电压源62的电压VR象图4(D)和图5(B)所示的那样，按照横切包括回扫电压的第3级线圈17的电压V3的方式置位。在图5(B)中，由于参考电压VR横切回扫电压和振铃(ringing)电压，故从比较器61，在图5(C)的t3～t4期间，t7～t8区间等的回扫期间和此后的振铃(ringing)期间，获得方形波，即双值信号。
下沿检测电路63由进行延迟动作的“非”电路66和“或非”电路67形成。“或非”电路67中的一个输入端子通过“非”电路66与比较器61的输出端子连接，“非”电路66的另一输入端子与比较器61的输出端子连接。“非”电路66发生使图5(C)所示的比较器61的输出延迟并相位反转的图5(D)的输出。因此，“非”电路66象图5(E)的t4～t5区间、t4’～t5’区间、t8～t9区间等所示的那样，与比较器61的输出的下沿(后缘)一致地发生脉冲。RS双稳态多谐振荡器64的置位端子S通过线路30，与图1的控制信号形成电路7的输出线路29连接。因此，RS双稳态多谐振荡器64的重新置位端子R与“或非”门67连接。因此，从双稳态多谐振荡器64的输出端子Q，获得图5(F)的输出。双稳态多谐振荡器64的输出象图5(F)所示的那样，在t4～t5’区间、t8～t11区间等，为低电平。“与”门65中的一个输入端子与比较器61连接，另一输入端子与双稳态多谐振荡器64连接。因此，在“与”门65的输出线路36中，可象图4(E)和图5(G)所示的那样，获得表示回扫电压发生期间Tf的检测信号Vf。另外，所谓本发明中的回扫电压发生期间Tf仅仅指在开关3的接通期间，累计于变压器2中的能量在开关3的断开期间连续地释放的期间。因而，在本发明的回扫电压发生期间Tf中，不包括图4的t8～t9区间、t13～t15区间等，以及图5(B)的t8～10区间等的振铃(ringing)期间。另外，振铃(ringing)期间的振铃(ringing)基于变压器2的电感和变压器2与开关3的杂散电容而产生。
基准时间发生电路12由“非”电路68、T型双稳态多谐振荡器69、第1和第2的基准时间发生电路70、71形成。T型双稳态多谐振荡器69的相位反转型触发输入端子T通过“非”电路68，与回扫电压发生时间检测电路11的输出线路36连接。因而，T型双稳态多谐振荡器69在图4(E)所示的回扫电压发生时间检测信号Vf所包含的脉冲的上沿，即前缘时刻t3、t7’、t11、t16、t19、t24等触发，象图4(F)所示的那样，在t3、t11、t19等时刻发生脉冲。设置该T型双稳态多谐振荡器69的目的在于即使在回扫电压发生时间较短的情况下，仍确实地检测回扫电压的发生开始时刻。
第1和第2基准时间发生电路70、71为计时电路，该脉冲与T型双稳态多谐振荡器69的输出脉冲的上沿时刻t3、t11、t19等同步地产生图4(G)、(H)所示的第1和第2基准时间TA，TB的脉冲。图4(G)的t3～t5区间、t11～t12区间、t19～t20区间等所示的第1基准时间TA置位在与第1负载、即正常负载的变化范围内的最小负载时的回扫电压发生期间相同的规定值。图4(H)的t3～t6、t11～t14、t19～t21等所示的第2的基准时间TB置位为大于第1基准时间TA的规定时间。设定第1和第2基准时间TA、TB，以便具有迟滞性的方式，进行回扫电压发生时间Tf的负载状态的判定。第1和第2基准时间TA，TB的时间差可任意地置位，但是，最好置位在例如，0.1～10μs的范围内。另外，图3的第1和第2基准时间发生电路70、71以开关3的2次中的每个切换周期的1次的比例，发生表示第1和第2基准时间TA、TB的脉冲，以便由T型双稳态多谐振荡器69的输出而触发。显然，因“与”门65的输出直接触发第1和第2基准时间发生电路70、71，在每个切换周期，可发生表示第1和第2基准时间TA、TB的信号。
作为负载状态判定组件的负载状态判定电路13通过回扫发生时间Tf与第1和第2基准时间TA、TB的比较，判定负载20是正常负载范围的值，还是轻负载范围的值，其由第1和第2D型双稳态多谐振荡器72、73、以及RS双稳态多谐振荡器74形成。第1和第2D型双稳态多谐振荡器72、73的数据输入端子D分别与回扫电压发生时间检测电路11的输出线路36连接。第1D型双稳态多谐振荡器72的相位反转型时钟输入端子CK与第1基准时间发生电路70的输出线路37连接，第2D型双稳态多谐振荡器73的相位反转型时钟输入端子CK与第2基准时间发生电路71的输出线路38连接。因此，第1D型双稳态多谐振荡器72在图4(G)所示的第1的基准时间发生电路70的输出脉冲的下沿时刻t5、t12，t20等，读入图4(E)所示的回扫电压发生时间检测电路11的输出。在表示图4(G)所示的第1基准时间TA的脉冲的下沿时刻t5，由于图4(E)的回扫时间检测信号为低电平，故第1D型双稳态多谐振荡器72处于重新置位状态，如图4(I)所示，第1D型双稳态多谐振荡器72的相位反转输出端子Q-转换为高电平。在图4的实例中，转移到轻负载模式，由于开关3的开关频率较低，故t11～t13所示的回扫电压发生时间大于t11～t12所示的第1基准时间TA。由此，第1D型双稳态多谐振荡器72的相位反转输出端子Q-，象图4(I)所示的那样，在t12时刻变为低电平。第2D型双稳态多谐振荡器73将图4(H)所示的第2基准时间发生电路71的输出脉冲的下沿，即后缘作为时钟信号，读入图4(E)的回扫电压发生时间检测电路11的输出Vf。在图4的t6，t14时刻，由于回扫电压检测信号Vf为低电平，故第2D型双稳态多谐振荡器73的输出端子Q保持在图4(J)所示的低电平。但是，在表示第2基准时间TB的下缘的t21时刻，由于回扫电压时间检测信号Vf为高电平，故第2D型双稳态多谐振荡器73的输出端子Q象图4(J)所示的那样，转换到高电平。
另外，第1和第2基准时间发生电路70、71的输出脉冲的下沿时刻为表示从回扫电压Vf的发生开始时刻，第1和第2基准时间TA、TB的时刻经过的信号。
RS双稳态多谐振荡器74的置位输入端子S与第1D型双稳态多谐振荡器72的相位反转输出端子Q-连接，重新置位输入端子R与第2D型双稳态多谐振荡器73的正相输出端子Q连接。因此，如果第1D型双稳态多谐振荡器72的相位反转输出端子Q-象图4(I)所示的那样，在t5时刻从低电平转换为高电平，则RS双稳态多谐振荡器74处于置位状态，该输出端子Q象图4(K)所示的那样，在t5时刻从低电平转换为高电平。此后，如果第2D型双稳态多谐振荡器73的输出端子Q象图4(J)所示的那样，在t21时刻从低电平转换为高电平，则对RS双稳态多谐振荡器74进行重新置位，RS双稳态多谐振荡器74的输出端子Q象图4(K)所示的那样，在t21时刻从高电平转换到低电平。图4(K)的t5时刻以前和t21时刻以后所示的RS双稳态多谐振荡器74的低电平输出，用作正常负载(第1负载)状态检测信号或正常负载模式置位信号，t5～t21的高电平输出用作轻负载(第2负载)状态检测信号，或轻负载模式置位信号。
基准时间发生电路12与负载状态判定电路13的重要方面在于能判定具有迟滞性的负载状态。另外，如果假定省略第2基准时间发生电路71、第2D双稳态多谐振荡器73和RS双稳态多谐振荡器74，仅仅通过第1基准时间发生电路70和第1D型双稳态多谐振荡器72，判定负载状态，则图4(I)所示的第1D型双稳态多谐振荡器72的输出原封不变地变为负载状态检测信号。即，在假定的状态，负载20慢慢地变小，象图4(C)的t1～t2区间所示的那样，开关3的接通时间幅度变窄，其结果是，象图4(E)的t3～t4区间所示的那样，回扫电压发生时间Tf缩短，如果象图4(I)的t5时刻所示的那样，第1D型双稳态多谐振荡器72的相位反转输出端子Q-转换为高电平，则在t5时刻，从第1D型双稳态多谐振荡器72发生表示轻负载模式的信号。根据表示从第1D型双稳态多谐振荡器72所发生的轻负载模式的信号，开关3的开关频率例如，从100kHz降低到20kHz。开关3的断开时间幅度加长，开关3的占空系数降低，基于该情况的输出电压V0降低。象例如，图4(C)的t9～t10所示的那样，开关3的接通控制脉冲的幅度大于t1～t2区间，以便对此输出电压的降低进行补偿。其结果是，象图4(E)的t11～t13所示的那样，回扫电压发生时间Tf大于第1基准时间TA。由此，如果象上面假定的那样，仅仅通过第1基准时间发生电路70与第1D型双稳态多谐振荡器72判定负载状态，无论负载20是否为轻负载，在图4(I)的t12时刻，均处于表示正常负载(第1负载)的低电平状态。其结果是，不可能对负载状态进行正确的判定，轻负载用的第1模式的控制与正常负载用的第2模式的控制重复地进行，不能够置位适合负载20的值的开关3的接通/断开控制模式。另外，由于重复动作模式的切换的，开关3的接通/断开周期象图4的t1～t4区间、t17～t22’区间所示的那样，不特定地变化，产生难于通过噪音去除用滤波器去除的噪音。另外，由于重复第1和第2模式，输出电压V0的稳定性降低。
与此相对，在具有图3的迟滞效果的负载状态判定电路13中，RS双稳态多谐振荡器74由于不响应图4(I)的t12时刻所示的第1D型双稳态多谐振荡器72的输出的状态变化，所以能保持高电平。即，如果采用图3的负载状态判定电路13，当回扫电压发生时间Tf象t3～t4所示的那样，在最初，窄于第1基准时间TA时，按照此后的切换动作，即使在回扫电压发生时间Tf大于第1基准时间TA的情况下，不发生负载状态的判断结果的变化，在回扫电压发生时间Tf大于第2基准时间TB时，开始产生负载状态的判定结果的变化。在图4的t21时刻，置位正常负载模式，在第1周期T1的开关3的第1模式的接通/断开动作开始后，即使在图4(E)的t26～t27所示的回扫电压发生时间短于图4(H)的t26～t28所示的第2基准时间TB的情况下，仍不变更模式置位。然后，象图4(E)的t3～t4所示的那样，回扫电压发生时间Tf短于第1基准时间TA，进行模式切换。由于上述的负载状态判定的迟滞特性，故可获得与比较器或施密特触发电路中的迟滞特性类似的效果。
如果负载状态判定电路13的RS双稳态多谐振荡器74的输出在图4(K)的t5时刻转换为高电平，则图2的第2开关51接通，反之，开关49断开。由此，振荡器42的输出频率转换为20kHz，从比较器41，按照图4(C)所示的第2周期T2产生控制脉冲。如果在图4(K)的t21时刻RS双稳态多谐振荡器74的输出转换为低电平，则图2的第1开关49接通，反之，第2开关51断开，振荡器42的输出频率转换为100kHz，从比较器41，按照图4(C)所示的第1周期T1产生控制脉冲。
如果响应于图4(C)的控制脉冲，开关3接通/断开，则按照公知的动作，产生DC-DC变换动作。即，在开关3接通的期间，在由直流电源1、初级线圈15、以及开关3形成的电路中，电流I1象图4(B)所示的那样流动。由于初级线圈15具有电感，故电流11以一定斜率增加。由于变压器2的次级线圈16和第3级线圈17的极性与初级线圈15相反，故在开关3的接通期间，二极管18和32保持在非导通状态，在变压器2中积蓄能量。如果开关3断开，则由于变压器2中的积蓄能量的释放，产生回扫电压，二极管18、32导通，充电电流流过电容器19，33。
在输出电压V0高于目标值时，发光二极管25的光输出增加，光敏晶体管47的电阻值降低，接点48的电位，即，比较器41的负输入端子的电位增加，从比较器41获得的控制脉冲的幅度变窄，开关3的接通时间幅度变短，使输出电压V0恢复到目标值。在输出电压V0低于目标值时，进行与上述高于目标值时的相反的动作。
本实施例的DC-DC变换器具有下述效果。
(1)由于根据负载状态判定电路13的输出，自动地进行正常负载模式与开关频率低于此正常负载模式的轻负载模式之间的切换，故可容易地、并且确实地提高轻负载模式的效果。
(2)由于有迟滞特性地比较时间Tf与第1和第2基准时间TA、TB并判断负载状态的判断，故即使在负载20的值慢慢地变化的情况下，仍可稳定地实现开关3的正常负载模式的控制与轻负载模式的控制之间的切换。因而，不仅正常负载时和轻负载时的输出电压V0的稳定性提高，而且可抑制开关3的开关频率无法预测的不特定的变化。其结果是，容易采取抑制变压器2的磁致伸缩音的噪音的措施。
(3)由于回扫电压发生时间检测电路11、基准时间发生电路12、以及负载状态判定电路13以逻辑电路为主体而形成，故可由半导体集成电路形成，可抑制另件数量的增加。
(第2实施例)
下面参照图6～8，对第2实施例的DC-DC变换器进行描述。但是，在图6～8和表示后面将要描述的第3～8实施例的图9～19中，与图1～5实质上相同的部分采用同一标号，故省略对其的描述。
图6所示的第2实施例的DC-DC变换器相对图1的DC-DC变换器，省略回扫电压发生时间检测电路11，通过线路30a、30、29，将基准时间发生电路12和负载状态判定电路13与控制信号形成电路7连接，以便代替该省略电路11，其它的方面按照与图1的电路相同的方式形成。图7表示图6的基准时间发生电路12和负载状态判定电路13。图7的基准时间发生电路12和负载状态判定电路13除了“非”电路68、第1和第2D型双稳态多谐振荡器72，73的数据输入端子D与线路30a连接这点以外，其它的方面按照与图3的场合等相同的方式形成。该线路30a用作检测表示开关3的接通时间Ton的信号的接通时间检测组件。
在图7的基准时间发生电路12中，响应于表示图8(C)所示的开关控制信号VG的接通时间Ton的脉冲，从T型双稳态多谐振荡器69获得图8(D)的输出，与该T型双稳态多谐振荡器69的输出脉冲的上沿同步，从第1和第2基准时间发生电路70、71，发生表示图8(E)、(F)所示的第1和第2基准时间TA、TB的脉冲。第1和第2D型双稳态多谐振荡器72，73将表示第1和第2基准时间TA、TB的图8(E)、(F)的脉冲的下沿，即后缘作为时钟信号，读入图8(C)的开关控制信号VG，输出图8(G)、(H)所示的信号。即，第1和第2D型双稳态多谐振荡器72、73对开关3的接通时间Ton是短于第1和第2基准时间TA、TB，还是大于该基准时间进行判断。RS双稳态多谐振荡器74用图8(G)、(H)的第1和第2D型双稳态多谐振荡器72、73的输出置位和复位，输出图8(I)的信号。
由于图4的回扫电压发生时间Tf与图8的开关3的接通时间Ton具有比例关系，即使比较开关接通时间Ton与第1和第2基准时间TA，TB，也能与第1实施例相同地判定负载状态，即使通过第2实施例，也可获得与第1实施例相同的效果。
(第3实施例)
在第3实施例的DC-DC变换器中，将图1所示的第1实施例的DC-DC变换器的控制信号形成电路7变形为图9所示的控制信号形成电路7a，其它的方面按照与图1相同的方式形成。
图9的变形了的控制信号形成电路7a相对图2的控制信号形成电路7，省略第2电压源52和第2开关51，设置间歇控制电路80，以代替上述省略的部分，用该间歇控制电路80进行变形，以便在轻负载模式时，对开关49进行接通/断开控制，其它的方面按照与图2相同的方式形成。
间隙控制电路80在表示由线路27提供的图10(B)的负载状态判定信号的第2模式的高电平的期间t1～t5，发生图10(C)所示的间隙控制信号。该间歇控制信号具有脉冲幅度t1～t2，该脉冲幅度大于图10(A)所示的比较器41的输出脉冲，即开关3的控制脉冲的周期T1。模式切换开关49在作为间歇控制电路80的输出的低电平期间的t1之前、t2～t3期间、t4以后处于接通状态，在t1～t2区间和t3～t4区间，对开关49进行断开控制。于是，VCO42的输出脉冲象图10(D)所示的那样，间歇地发生，比较器41的输出脉冲也间歇地发生。其结果是，在图10的t1～t5的轻负载模式控制期间的开关3的每单位时间的平均切换次数，少于t1以前和t5以后的正常负载模式控制期间的开关3的每单位时间的平均切换次数，可降低切换损失。
另外，第3实施例的DC-DC变换器具有与图1所示的回扫电压发生时间检测电路11和基准时间发生电路12以及负载状态判定电路13相同的电路。于是，通过第3实施例，也可获得与第1实施例相同的效果。
此外，可进行这样的变形，即使供给表示第3实施例的图9的线路27的负载状态判定信号，与图6和图7所示的基准时间发生电路12和负载状态判定电路13相同，根据表示开关3的接通时间Ton的控制脉冲，进行动作。
(第4实施例)
图11所示的第4实施例的DC-DC变换器设置有对图1的DC-DC变换器的开关控制信号形成电路7进行了变形的开关控制信号形成电路7b，并且设置有电流检测电阻器4，其它的方面按照与图1相同的方式形成。
电流检测电阻器4连接于开关3与第2电源端子1b之间。即，电阻器4与初级线圈15和开关3串联。由电阻器4获得的电流检测信号借助线路26，发送给控制信号形成电路7b。
控制脉冲形成电路7b这样构成，即与公知的RCC(ringing choke converter)的控制电路相同，该方式为：有选择地置位在正常负载模式时，随着负载变轻开关频率变高的第1控制模式，以及在轻负载时，其开关频率低于第1模式的第2控制模式。
下面参照图12和图13，对变形了的控制信号形成电路7b进行详细描述。但是，在图12中，与图2实质上相同的部分采用同一标号，故省略对其的描述。图12的控制信号形成电路7b与图2相同，具有VCO42、电压调整电路45、分压用电阻器46、光敏晶体管47，第1和第2开关49、51、电压源52、“非”电路53，此外，其还包括比较器81、双稳态多谐振荡器82、“或非”电路83、“非”电路84、放大电路85。
比较器81中的一个输入端子与电流检测线路26连接。因此，将具有与流过电流检测电阻器4的电流成比例的电压值Va的电流检测信号供给比较器81中的一个输入端子。在电源端子31与地线之间，连接有光敏晶体管47与电阻器46。与发光二极管25实现光耦合的光敏晶体管47连接于电阻器46与地线之间。因此，在电阻器46与光敏晶体管47的接点48，获得具有相当于通过电阻器46和光敏晶体管47的电阻对电源电压进行分压的电压值Vb的电压反馈控制信号。电压反馈控制信号Vb相对输出电压V0成反比例的方式变化。接点48与比较器81的另一输入端子连接，并且与放大电路85连接。比较器81象图13(B)所示的那样，对电流检测信号Va与电压反馈控制信号Vb进行比较，发生图13(C)所示的输出。
电压控制振荡器42在正常负载模式时，响应于通过第1开关49供给的放大电路85的输出，发生图13的t1～t7区间所示的变化周期T1的脉冲信号Vosc，在轻负载模式时，响应于通过第2开关51，由电压源52供给的电压，发生图13的t7～t12所示的一定周期T2的脉冲信号。RS双稳态多谐振荡器82的置位端子S通过“非”电路84与振荡器42的输出端子连接，复位端子R与比较器81连接。“或非”门83中的一个输入端子与振荡器42的输出端子连接，另一输入端子与双稳态多谐振荡器82的反转输出端子Q-连接，输出端子通过线路29与图11的驱动电路连接。双稳态多谐振荡器82发生图13(D)所示的信号，“或非”门83输出图13(E)所示开关控制信号。
在图12的线路27象图13(F)的t1～t7所示的那样，在表示正常负载状态的低电平时，开关49接通，开关51断开，电压控制振荡器42具有与从放大电路85供给的电压控制信号成比例地变化的输出频率，象图13(A)所示的那样发生时钟脉冲。即，由于双稳态多谐振荡器82的置位输入端子S通过“非”电路84，与振荡器42连接，故与从图13(A)的脉冲的高电平转换为低电平同步而触发，在图13的t1、t4、t6等时刻，双稳态多谐振荡器82处于置位状态，其相位反转输出端子Q-象图13(D)所示的那样，转换为低电平。由于在图13的t1～t2区间、t4～t5区间等，“或非”门83的两个输入为低电平，故“或非”门83的输出象图3(E)所示的那样，为高电平。该“或非”门83的高电平输出为开关3的接通控制脉冲。在图13的t7之前的正常负载模式时，开关3连续地接通，直至使双稳态多谐振荡器82复位。在开关3的接通期间，由于初级线圈15的电感的作用，流过初级线圈15和开关3以及电流检测电阻器4的电流呈三角形波形状地放大，从电流检测电阻器4，获得图13(B)所示的电流检测信号Va。如果在t2、t5等电流检测信号Va达到电压反馈控制信号Vb，则从比较器81，产生图13(C)所示的脉冲，由此，使双稳态多谐振荡器82复位，双稳态多谐振荡器82和“或非”门83的输出反转，开关3的接通期间结束。由于电压反馈控制信号Vb的电平按照与负载20的值成比例地变化，故双稳态多谐振荡器82的置位时间和“或非”门83的输出脉冲的幅度按照与负载20的值成比例地变化，并且开关3的接通/断开重复频率与负载20的值成反比例地变化。
如果线路27象图13的t8～t12所示的那样处于表示轻负载模式的高电平，则图12的第1开关49断开，第2开关51接通。其结果是，振荡器42按照与电压源52的电压成比例的一定的输出频率，发生图13(A)所示的脉冲。图13(A)的t7之后的脉冲的周期T2大于t7之前的周期T1的最大值。轻负载模式时的动作除了切换周期为一定的T2的方面以外，其它方面与正常负载模式时的动作相同。
即使在该第4实施例中，由于在轻负载模式时开关3的每单位时间的切换次数也很少，故可提高效率。另外，由于借助负载状态判定电路13的判定与第1实施例相同，按照具有迟滞性的方式进行，故可获得与第1实施例相同的效果。
作为该第4实施例的变形例，与第2实施例相同，通过比较图13(E)所示的“或非”门83的输出，即比较开关3的控制脉冲的接通时间Ton与图8所示的第1和第2基准时间TA、TB，可对负载状态进行判定。
(第5实施例)
在第5实施例的DC-DC变换器中，将第4实施例的DC-DC变换器的控制信号形成电路7b变形为图14所示的控制信号形成电路7c，其它的方面与图11相同地形成。图14的控制信号形成电路7c在图12的电路中添加间歇控制电路90和第3开关91，其它的方面与图12相同地形成。间歇控制电路90响应于线路27的负载状态判定信号，与图9的间歇控制电路80相同，发生图10(C)所示的间歇控制信号相同的信号，对开关91进行接通/断开控制。由于开关91连接于开关51和振荡器42之间，故在轻负载模式时，将电压源52的电压以间歇方式供给振荡器42。由此，即使通过第5实施例，也可获得与第3实施例相同的效果。
此外，作为第5实施例的变形例，可以使用图14的控制信号形成电路7c代替图6的控制信号形成电路7。
(第6实施例)
图15所示的第6实施例的DC-DC变换器设置有使图11的第4实施例的DC-DC变换器的控制信号形成电路7b变形的控制信号形成电路7d，其它的方面按照与图11相同的方式形成。
由于图15的控制信号形成电路7d采用由第3级线圈17获得的回扫电压，故第3级线圈17通过线路28，与控制脉冲形成电路7d连接。
图16以示意方式表示图15的控制信号形成电路7d。另外，在图16中，具有实质上与图2和图12相同功能的部分采用同一标号，故省略对其的描述。
图16的控制脉冲形成电路7d与图2和图12相同，具有电压调整电路45，此外具有接通结束时刻确定电路100和断开结束时刻确定电路101，以及RS双稳态多谐振荡器102。
接通结束时刻确定电路100由与图12相同地构成的电阻器46和光敏晶体管47和比较器81形成。该比较器81象图17(B)所示的那样，对线路26的电流检测信号Va与接点48的电压反馈信号Vb进行比较，在Va达到Vb时，发生图17(C)的脉冲。由于该比较器81与双稳态多谐振荡器102的复位端子R连接，故通过图17(C)的脉冲，双稳态多谐振荡器102按照图17(F)所示的那样复位。
断开结束时刻确定电路101由确定正常模式的断开结束时刻的电路104、确定轻负载模式的断开结束时刻的振荡器105、第1和第2模式切换开关49、51、以及“非”电路53形成。
正常模式断开结束时刻确定电路104，与第3级线圈17的电压检测线路28和比较器81连接，在表示由比较器81获得的断开结束时刻的图17(C)的脉冲的发生后，检测第3级线圈17的电压V3最初为最低的时刻，在线路104a中，发生图17(D)所示的脉冲。另外，电压V3达到最低的点相当于开关3的电压VDS在回扫电压期间Tf后为最低的时刻。线路104a通过与图12同样的开关49，与双稳态多谐振荡器102的置位端子S连接。因而，在正常负载时，双稳态多谐振荡器102象图17的t2时刻所示的那样，响应于图17(D)的脉冲而置位。双稳态多谐振荡器102的输出端子Q通过线路29，与图15的驱动电路8连接。由此，双稳态多谐振荡器102的输出为开关3的控制脉冲。在正常负载时，进行一般为与称为RCC(ringing chock converter)的动作相同的动作，开关3的接通时间Ton和断开时间Toff响应于负载20的值的变化而变化。
作为确定轻负载模式断开结束时间的电路的振荡器105按照低于正常负载时的开关3的最低开关频率的20kHz的频率，在线路105a中产生图17(E)所示的脉冲。线路105a通过第2开关51，与双稳态多谐振荡器102的置位端子S连接。第2开关51在图17的t4以后所示的轻负载模式时接通。因而，双稳态多谐振荡器102在以图17(E)的t5，t7，t9的脉冲置位后，以图17(C)的t6，t8，t10的脉冲复位。
在图16中，单独地设置有轻负载用振荡器105，但是可省略该振荡器，共同使用正常模式断开结束时刻确定电路104中内藏的用于确定正常模式时的断开结束时刻的振荡器，形成轻负载模式用振荡器。根据需要，如果断开结束时刻确定电路101具有下述功能，则可为任意的形式，该功能包括第1功能，即在正常负载模式时，发生表示以RCC方式驱动开关3所要求的断开结束时刻的脉冲；第2功能，即在轻负载模式时，发生表示以低于正常负载模式的频率驱动开关3所要求的断开结束时刻的脉冲。
由于第6实施例的正常负载模式与轻负载模式之间的判定与第1实施例的相同，故通过第6实施例，也能获得与第1实施例相同的效果。另外，在本实施例中，由于在开关3的电压实质上为零时，将开关3从断开转换到接通，切换损失减小。
另外，在第6实施例中，在轻负载时不检测开关3的电压为零的点，但是即使在轻负载模式时检测开关3的电压为零的点，在此刻，可按照开关3接通的方式变形。
此外，可采用图16的控制信号形成电路7d，以代替图6的控制信号形成电路7。
(第7实施例)
第7实施例的DC-DC变换器将图16所示的第6实施例的DC-DC变换器的控制脉冲形成电路7d，变形为图18所示的控制脉冲形成电路7e，其它与第6实施例相同地形成。
图18的控制脉冲形成电路7e在图16的电路7d中添加间歇控制电路110和开关111，其它与图6相同地形成。图18的间歇控制电路110和开关111具有与图14的间歇控制电路90和开关91相同的功能，响应于表示线路27的轻负载模式的信号，间歇地实现开关111的接通/断开，可使轻负载模式时的开关3的每单位时间的切换次数减小。
通过第7实施例，也可获得与第1，第5和第6实施例相同的效果。
另外，可采用图18的控制信号形成电路7e，代替图6的控制信号形成电路7。
(第8实施例)
在图19所示的第8实施例的DC-DC变换器将图1的DC-DC变换器的变压器2作为扼流圈2a，即电感器，并且省略相当于图1的次级线圈16，将整流平滑电路5与开关3并联，其它与图1相同地形成。在图19的DC-DC变换器中，在开关3的接通期间，整流二极管18处于反偏置状态，产生相对扼流圈2a的能量积累动作，在开关3的断开期间，整流二极管18处于顺偏置状态，产生扼流圈2a的积累能量的释放能量的释放动作。由此，电容器19按照电源1的电压和线圈15的电压的总值进行充电。根据需要，图19的DC-DC变换器作为升压型的开关式稳定器动作。由于图19的DC-DC变换器的控制电路与第1实施例的相同，故可获得与第1实施例相同的效果。
还有，图19的第8实施例的扼流圈2a的形式还可适合于第2～7实施例。
(变形例)
本发明不限于上述的实施例，例如，可采用下述的变形。
(1)本发明还可适合用于下述公知的正向型DC-DC变换器，在该变换器中，在开关3接通期间，按照整流平滑电路5的二极管18导通的方式，置位次级线圈16的极性。
(2)可从例如与第3级线圈17连接的整流平滑电路9检测输出电压V0，以便代替从整流平滑电路5直接检测该电压V0。整流平滑电路9的输出电压包括输出电压V0的信息。
(3)开关3可采用双极晶体管、IGBT(绝缘栅级型双极晶体管)等的其它半导体开关元件。
(4)可将发光二极管25与光敏晶体管47之间的光耦合的部分形成电耦合的电路。
(5)可添加为了减小开关3的接通和断开时的切换损失的公知的共振电路。
(6)可设置霍尔元件等的磁电转换装置的电流检测组件，以代替电流检测电阻器4。
(7)开关的接通时间检测组件也可为检测驱动电路8的输出的电路，或从第3级线圈17的电压V3，抽出接通期间的电路。
(8)可将相当于TB-TA＝TC的时间与从第1基准时间发生电路70获得的第1基准时间TA相加，形成第2基准时间TB，以便代替用单独的第2基准时间发生电路71形成第2基准时间TB的方式。

Claims (14)

1.一种DC-DC变换器，用于向负载供给直流电，其特征在于包括：
用于供给直流电压的第1和第2电源端子；
开关，该开关连接于所述第1电源端子和第2电源端子之间，并且具有控制端子；
电感组件，该电感组件与所述开关串联；
整流平滑电路，该整流平滑电路与所述电感组件连接；
输出电压检测组件，该输出电压检测组件直接地或间接地检测表示所述整流平滑电路的输出电压的信号；
回扫电压发生时间检测电路，该回扫电压发生时间检测电路用于检测从所述电感组件发生回扫电压的时间；
基准时间发生电路，该基准时间发生电路发生表示基准时间的信号；
负载状态判定组件，该负载状态判定组件与所述回扫电压发生时间检测电路和所述基准时间发生电路连接，对所述回扫电压发生时间是否大于基准时间进行判断，在所述回扫电压发生时间大于所述基准时间时输出表示所述负载处于第1负载状态的信号，在所述回扫电压发生时间不大于所述基准时间时输出表示所述负载处于比第1负载状态轻的第2负载状态的信号；
开关控制信号形成组件，该开关控制信号形成组件用于形成对所述开关进行接通/断开控制用的控制信号，该组件与所述开关和所述输出电压检测组件和所述负载状态判定组件连接，该组件具有形成控制信号的功能，该控制信号能在从所述负载状态判定组件输出表示所述第1负载状态的信号时，以第1模式使所述开关进行接通/断开控制以便使所述输出电压一定；还具有形成第2模式控制信号的功能，该第2模式控制信号在从所述负载状态判定组件输出表示第2负载状态的信号时，以比所述第1模式的每单位时间的所述开关的切换次数少的切换次数，使所述开关进行接通/断开。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：
所述基准时间发生电路由第1基准时间发生电路以及第2基准时间发生电路形成，该第1基准时间发生电路表示从所述回扫电压发生的开始时刻经过第1基准时间(TA)的信号，该第2基准时间发生电路发生表示从所述回扫电压发生的开始时刻经过大于所述第1基准时间(TA)的第2基准时间(TB)的信号；
所述负载状态判定组件具有以下四种功能，即对所述回扫电压发生时间(Tf)是否短于所述第1基准时间(TA)进行判断的功能；对所述回扫电压发生时间(Tf)是否大于所述第2基准时间(TB)进行判断的功能；在获得表示所述回扫电压发生时间(Tf)大于所述第2基准时间(TB)的判断结果时，输出表示所述第1负载状态的信号的功能；在获得表示所述回扫电压发生时间(Tf)不大于所述第1基准时间(TA)的判断结果时，输出表示所述第2负载状态的信号的功能。
3.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于：
所述负载状态判定组件由第1和第2D型双稳态多谐振荡器与RS双稳态多谐振荡器形成；
所述第1D型双稳态多谐振荡器具有与所述回扫电压发生时间检测电路连接的数据输入端子和时钟输入端子，该时钟输入端子与所述第1基准时间发生电路连接，并且将表示所述第1基准时间(TA)的结束的信号作为时钟信号接收那样地形成；
所述第2D型双稳态多谐振荡器具有与所述回扫电压发生时间检测电路连接的数据输入端子和时钟输入端子，该时钟输入端子与所述第2基准时间发生电路连接，并且将表示所述第2基准时间(TB)的结束的信号作为时钟信号接收那样地形成；
所述RS双稳态多谐振荡器具有置位端子、复位端子和输出端子，该置位端子与从所述第1D型双稳态多谐振荡器的置位状态向复位状态的转换同步地触发，该复位端子与从所述第2D型双稳态多谐振荡器的复位状态向置位状态的转换同步地触发，该输出端子在置位状态时，发生表示第1负载状态的第1电平的电压，在复位状态时，发生表示所述第2负载状态的第2电平的电压。
4.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成用于以第1重复频率对所述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能；响应于表示所述第2负载状态的信号，形成用于以低于第1重复频率的第2重复频率对所述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能。
5.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成所述开关的接通/断开重复频率与所述负载的值成反比例变化的第1模式的开关控制信号的功能；和响应于表示所述第2负载状态的信号，形成使所述开关的接通/断开重复频率保持一定的第2模式的开关控制信号的功能。
6.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成用于以第1重复频率对所述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能；和响应于表示所述第2负载状态的信号，形成间歇地产生所述开关的第1重复频率的接通/断开控制的控制信号的功能。
7.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成所述开关的接通/断开重复频率与所述负载的值反比例变化的第1模式的开关控制信号的功能；和响应于表示所述第2负载状态的信号，形成间歇地发生用于使所述开关进行接通/断开的控制信号的功能。
8.一种DC-DC变换器，其用于向负载供给直流电，其特征在于包括：
用于供给直流电压的第1和第2电源端子；
开关，该开关连接于所述第1电源端子和第2电源端子之间，并且具有控制端子；
电感组件，该电感组件与所述开关串联；
整流平滑电路，该整流平滑电路与所述电感组件连接；
输出电压检测组件，该输出电压检测组件直接地或间接地检测表示所述整流平滑电路的输出电压的信号；
接通时间检测组件，该接通时间检测组件检测表示所述开关的接通时间(Ton)的接通时间信号；
基准时间发生电路，该基准时间发生电路发生表示基准时间的信号；
负载状态判定组件，该负载状态判定组件与所述接通时间检测电路和所述基准时间发生电路连接，对所述接通时间是否大于基准时间进行判断，在所述接通时间大于所述基准时间时，输出表示所述负载处于第1负载状态的信号，在所述接通时间不大于所述基准时间时，输出表示所述负载处于比第1负载状态轻的第2负载状态的信号；
开关控制信号形成组件，该开关控制信号形成组件用于形成对所述开关进行接通/断开控制用的控制信号，该组件与所述开关和所述输出电压检测组件和所述负载状态判定组件连接，该组件具有形成控制信号的功能，该控制信号在从所述负载状态判定组件输出表示所述第1负载状态的信号时，以第1模式使所述开关进行接通/断开控制以便使所述输出电压一定；还具有形成第2模式控制信号的功能，该第2模式控制信号在从所述负载状态判定组件输出表示第2负载状态的信号时，以比所述第1模式的每单位时间的所述开关的切换次数少的切换次数，使所述开关进行接通/断开。
9.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：
所述基准时间发生电路具有第1基准时间发生电路和第2基准时间发生电路，该第1基准时间发生电路发生表示从所述接通时间信号的发生的开始时刻经过第1基准时间(TA)的信号；该第2基准时间发生电路发生表示从所述接通时间信号的开始时刻经过大于所述第1基准时间(TA)的第2基准时间(TB)的信号；
所述负载状态判定组件具有以下四种功能，即对所述接通时间(Ton)是否短于所述第1基准时间(TA)进行判断的功能；对所述接通时间(Ton)是否大于所述第2基准时间(TB)进行判断的功能；在获得所述接通时间(Ton)大于所述第2基准时间(TB)的判断结果时，输出表示所述第1负载状态的信号的功能；在获得表示所述接通时间(Ton)不大于所述第1基准时间(TA)的判断结果时，输出表示所述第2负载状态的信号的功能。
10.根据权利要求9所述的DC-DC变换器，其特征在于：
所述负载状态判定组件由第1和第2D型双稳态多诣振荡器与RS双稳态多谐振荡器形成；
所述第1D型双稳态多谐振荡器具有与所述接通时间检测电路连接的数据输入端子和时钟输入端子，该时钟输入端子与所述第1基准时间发生电路连接，并且将表示所述第1基准时间(TA)的结束的信号作为时钟信号接收那样地形成；
所述第2D型双稳态多谐振荡器具有与所述接通时间检测电路连接的数据输入端子和时钟输入端子，该时钟输入端子与所述第2基准时间发生电路连接，并且将表示所述第2基准时间(TB)的结束的信号作为时钟信号接收那样地形成；
所述RS双稳态多谐振荡器具有置位端子、复位端子和输出端子，该置位端子与从所述第1D型双稳态多谐振荡器的置位状态向复位状态的转换同步地触发；该复位端子与从所述第2D型双稳态多谐振荡器的复位状态向置位状态的转换同步地触发；该输出端子在置位状态时，发生表示第1负载状态的第1电平的电压，在复位状态时，发生表示所述第2负载状态的第2电平的电压。
11.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成用于以第1重复频率，对所述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能，和响应于表示所述第2负载状态的信号，形成用于以低于第1重复频率的第2重复频率，对所述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能。
12.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成所述开关的接通/断开重复频率与所述负载的值成反比例变化的第1模式的开关控制信号的功能；和响应于表示所述第2负载状态的信号，形成将所述开关的接通/断开重复频率保持一定的第2模式的开关控制信号的功能。
13.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成用于以第1重复频率对所述开关进行接通/断开控制的控制信号的功能；和响应于表示所述第2负载状态的信号，形成间歇地产生所述开关的第1重复频率的接通/断开控制的控制信号的功能。
14.根据权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于：所述开关控制信号形成组件具有以下两种功能，即响应于表示所述第1负载状态的信号，形成所述开关的接通/断开重复频率与所述负载的值反比例变化的第1模式的开关控制信号的功能；和响应于表示所述第2负载状态的信号，形成间歇地发生用于使所述开关进行接通/断开的控制信号的功能。
CNB011450657A 2000-12-04 2001-12-04 Dc－dc变换器 Expired - Fee Related CN1193486C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP369199/2000 2000-12-04
JP2000369199A JP3371962B2 (ja) 2000-12-04 2000-12-04 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP369199/00 2000-12-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1365181A CN1365181A (zh) 2002-08-21
CN1193486C true CN1193486C (zh) 2005-03-16

Family

ID=18839273

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB011450657A Expired - Fee Related CN1193486C (zh) 2000-12-04 2001-12-04 Dc－dc变换器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6515876B2 (zh)
EP (1) EP1213823B1 (zh)
JP (1) JP3371962B2 (zh)
CN (1) CN1193486C (zh)
DE (1) DE60101991T2 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103457474A (zh) * 2012-06-01 2013-12-18 Tdk株式会社 双向dcdc转换器

Families Citing this family (117)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2827109B1 (fr) * 2001-07-05 2003-11-07 Eastman Kodak Co Procede d'identification des ombres dans une image et image obtenue grace a ce procede
JP3494223B2 (ja) * 2001-12-03 2004-02-09 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
KR100856900B1 (ko) * 2001-12-21 2008-09-05 페어차일드코리아반도체 주식회사 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이
KR100665782B1 (ko) * 2002-08-30 2007-01-09 산켄덴키 가부시키가이샤 스위칭전원장치
JP4096201B2 (ja) * 2002-09-04 2008-06-04 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃ変換器
KR100732353B1 (ko) * 2002-12-18 2007-06-27 페어차일드코리아반도체 주식회사 자동 버스트모드 동작을 갖는 스위칭 파워서플라이의제어모듈회로
JP4212366B2 (ja) * 2003-01-16 2009-01-21 新電元工業株式会社 スイッチング電源装置
CN100454205C (zh) * 2003-02-03 2009-01-21 Jam技术有限责任公司 检测开关电源输出电流的改进方法
CN1303750C (zh) * 2003-03-17 2007-03-07 华南理工大学 具有双闭环控制的软开关埋弧焊逆变电源
US7275501B1 (en) * 2003-07-03 2007-10-02 Laceky William P System and method using capacitors to power an automatic feeder system
US8525469B1 (en) 2003-07-03 2013-09-03 Battery-Free Outdoors, Llc System and method using capacitors to power a camera having a motion sensor
DE10347193A1 (de) * 2003-10-10 2005-05-12 Thomson Brandt Gmbh Schaltnetzteil
JP2005261112A (ja) * 2004-03-12 2005-09-22 Sanken Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN100466438C (zh) * 2004-05-24 2009-03-04 松下电器产业株式会社 开关电源装置
JP3973652B2 (ja) * 2004-05-24 2007-09-12 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
US7239119B2 (en) * 2004-11-05 2007-07-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to provide temporary peak power from a switching regulator
JP4400426B2 (ja) 2004-11-19 2010-01-20 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7265999B2 (en) * 2005-04-06 2007-09-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power supply regulator circuit and semiconductor device
US7453709B2 (en) * 2005-07-08 2008-11-18 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for increasing the power capability of a power supply
CN101295872B (zh) 2007-04-28 2010-04-14 昂宝电子（上海）有限公司 为功率转换器提供过电流和过功率保护的***和方法
US20070159143A1 (en) * 2006-01-11 2007-07-12 Ta-Yung Yang Switching power converter with transformer arrangement
CN101127495B (zh) 2006-08-16 2010-04-21 昂宝电子（上海）有限公司 用于为开关式电源提供控制的***和方法
US7518885B2 (en) * 2006-10-04 2009-04-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for a control circuit with multiple operation modes
US8362838B2 (en) 2007-01-19 2013-01-29 Cirrus Logic, Inc. Multi-stage amplifier with multiple sets of fixed and variable voltage rails
US7911808B2 (en) * 2007-02-10 2011-03-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output current controller with highly improved accuracy
US8018171B1 (en) 2007-03-12 2011-09-13 Cirrus Logic, Inc. Multi-function duty cycle modifier
US8076920B1 (en) 2007-03-12 2011-12-13 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter and control system
US7804256B2 (en) 2007-03-12 2010-09-28 Cirrus Logic, Inc. Power control system for current regulated light sources
US7667408B2 (en) 2007-03-12 2010-02-23 Cirrus Logic, Inc. Lighting system with lighting dimmer output mapping
KR101309293B1 (ko) * 2007-03-28 2013-09-16 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
US7764520B2 (en) * 2007-04-06 2010-07-27 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for on/off control of a power converter
US7869229B2 (en) * 2007-04-23 2011-01-11 Active-Semi, Inc. Compensating for cord resistance to maintain constant voltage at the end of a power converter cord
US7554473B2 (en) 2007-05-02 2009-06-30 Cirrus Logic, Inc. Control system using a nonlinear delta-sigma modulator with nonlinear process modeling
US7696913B2 (en) 2007-05-02 2010-04-13 Cirrus Logic, Inc. Signal processing system using delta-sigma modulation having an internal stabilizer path with direct output-to-integrator connection
US8102127B2 (en) 2007-06-24 2012-01-24 Cirrus Logic, Inc. Hybrid gas discharge lamp-LED lighting system
CN101340155B (zh) * 2007-07-06 2012-05-16 立锜科技股份有限公司 改进驰返式电压转换器轻载效能的装置及方法
US8031496B2 (en) * 2007-11-07 2011-10-04 Panasonic Corporation Driving circuit for power switching device, driving method thereof, and switching power supply apparatus
KR20090050318A (ko) * 2007-11-15 2009-05-20 삼성전자주식회사 펄스 스킵 모드로 자동 전환기능을 가진 전력 변환기 및제어 방법
US7804697B2 (en) 2007-12-11 2010-09-28 Cirrus Logic, Inc. History-independent noise-immune modulated transformer-coupled gate control signaling method and apparatus
US8022683B2 (en) 2008-01-30 2011-09-20 Cirrus Logic, Inc. Powering a power supply integrated circuit with sense current
US7755525B2 (en) 2008-01-30 2010-07-13 Cirrus Logic, Inc. Delta sigma modulator with unavailable output values
US8576589B2 (en) 2008-01-30 2013-11-05 Cirrus Logic, Inc. Switch state controller with a sense current generated operating voltage
US8008898B2 (en) 2008-01-30 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Switching regulator with boosted auxiliary winding supply
US7759881B1 (en) 2008-03-31 2010-07-20 Cirrus Logic, Inc. LED lighting system with a multiple mode current control dimming strategy
US8008902B2 (en) 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
US8279628B2 (en) 2008-07-25 2012-10-02 Cirrus Logic, Inc. Audible noise suppression in a resonant switching power converter
US8212491B2 (en) 2008-07-25 2012-07-03 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter control with triac-based leading edge dimmer compatibility
US8344707B2 (en) 2008-07-25 2013-01-01 Cirrus Logic, Inc. Current sensing in a switching power converter
US8487546B2 (en) 2008-08-29 2013-07-16 Cirrus Logic, Inc. LED lighting system with accurate current control
JP2010081686A (ja) * 2008-09-24 2010-04-08 Panasonic Corp スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
US8222872B1 (en) 2008-09-30 2012-07-17 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter with selectable mode auxiliary power supply
US8179110B2 (en) 2008-09-30 2012-05-15 Cirrus Logic Inc. Adjustable constant current source with continuous conduction mode (“CCM”) and discontinuous conduction mode (“DCM”) operation
US7864550B2 (en) * 2008-11-05 2011-01-04 Bcd Semiconductor Manufacturing Limited Power adapter with voltage-stabilized compensation
US8288954B2 (en) 2008-12-07 2012-10-16 Cirrus Logic, Inc. Primary-side based control of secondary-side current for a transformer
US8299722B2 (en) 2008-12-12 2012-10-30 Cirrus Logic, Inc. Time division light output sensing and brightness adjustment for different spectra of light emitting diodes
US8362707B2 (en) 2008-12-12 2013-01-29 Cirrus Logic, Inc. Light emitting diode based lighting system with time division ambient light feedback response
US7994863B2 (en) 2008-12-31 2011-08-09 Cirrus Logic, Inc. Electronic system having common mode voltage range enhancement
US8159843B2 (en) 2009-01-30 2012-04-17 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to regulate an output voltage of a power converter at light/no load conditions
US8482223B2 (en) 2009-04-30 2013-07-09 Cirrus Logic, Inc. Calibration of lamps
JP2010288334A (ja) * 2009-06-09 2010-12-24 Panasonic Corp スイッチング電源装置及び半導体装置
US8248145B2 (en) 2009-06-30 2012-08-21 Cirrus Logic, Inc. Cascode configured switching using at least one low breakdown voltage internal, integrated circuit switch to control at least one high breakdown voltage external switch
US8963535B1 (en) 2009-06-30 2015-02-24 Cirrus Logic, Inc. Switch controlled current sensing using a hall effect sensor
US8198874B2 (en) 2009-06-30 2012-06-12 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter with current sensing transformer auxiliary power supply
US8212493B2 (en) 2009-06-30 2012-07-03 Cirrus Logic, Inc. Low energy transfer mode for auxiliary power supply operation in a cascaded switching power converter
US9155174B2 (en) 2009-09-30 2015-10-06 Cirrus Logic, Inc. Phase control dimming compatible lighting systems
US9178415B1 (en) 2009-10-15 2015-11-03 Cirrus Logic, Inc. Inductor over-current protection using a volt-second value representing an input voltage to a switching power converter
US8487591B1 (en) 2009-12-31 2013-07-16 Cirrus Logic, Inc. Power control system with power drop out immunity and uncompromised startup time
US8654483B2 (en) 2009-11-09 2014-02-18 Cirrus Logic, Inc. Power system having voltage-based monitoring for over current protection
GB2475261B (en) * 2009-11-11 2014-10-22 E2V Tech Uk Ltd High frequency cathode heater supply for a microwave source
US8811045B2 (en) 2009-12-25 2014-08-19 02Micro, Inc. Circuits and methods for controlling power converters including transformers
CN101789689B (zh) * 2009-12-25 2011-07-06 凹凸电子（武汉）有限公司 电源转换器、控制电源转换器中变压器的控制器及方法
US8233292B2 (en) * 2010-02-25 2012-07-31 O2Micro, Inc. Controllers, systems and methods for controlling power of light sources
US20120262079A1 (en) * 2010-03-04 2012-10-18 Yung-Lin Lin Circuits and methods for driving light sources
JP5447531B2 (ja) * 2010-03-29 2014-03-19 富士電機株式会社 擬似共振スイッチング電源装置
JP5457927B2 (ja) * 2010-04-23 2014-04-02 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー 発光素子の制御回路
US8912781B2 (en) 2010-07-30 2014-12-16 Cirrus Logic, Inc. Integrated circuit switching power supply controller with selectable buck mode operation
US8866452B1 (en) 2010-08-11 2014-10-21 Cirrus Logic, Inc. Variable minimum input voltage based switching in an electronic power control system
US9510401B1 (en) 2010-08-24 2016-11-29 Cirrus Logic, Inc. Reduced standby power in an electronic power control system
CN102545567B (zh) * 2010-12-08 2014-07-30 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过电流保护的***和方法
US9553501B2 (en) 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
US9351356B2 (en) 2011-06-03 2016-05-24 Koninklijke Philips N.V. Primary-side control of a switching power converter with feed forward delay compensation
WO2012167127A1 (en) 2011-06-03 2012-12-06 Cirrus Logic, Inc. Control data determination from primary-side sensing of a secondary-side voltage in a switching power converter
CN103597697A (zh) * 2011-06-09 2014-02-19 丰田自动车株式会社 受电装置、车辆以及非接触供电***
WO2013090777A2 (en) 2011-12-14 2013-06-20 Cirrus Logic, Inc. Isolation of secondary transformer winding current during auxiliary power supply generation
EP2805409B1 (en) * 2012-01-19 2019-04-24 Koninklijke Philips N.V. Power supply device
US9520794B2 (en) 2012-07-25 2016-12-13 Philips Lighting Holding B.V Acceleration of output energy provision for a load during start-up of a switching power converter
KR20140017305A (ko) * 2012-07-31 2014-02-11 삼성전기주식회사 발광 다이오드 구동 장치
JP5983172B2 (ja) * 2012-08-10 2016-08-31 富士電機株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源装置の制御回路
TWI457741B (zh) * 2012-09-18 2014-10-21 Upi Semiconductor Corp 直流對直流控制器
JP6015421B2 (ja) 2012-12-20 2016-10-26 富士電機株式会社 擬似共振スイッチング電源装置
CN103973138B (zh) * 2013-02-04 2017-05-10 产晶积体电路股份有限公司 动态变频电源转换***
WO2014138629A1 (en) 2013-03-07 2014-09-12 Cirrus Logic, Inc. Utilizing secondary-side conduction time parameters of a switching power converter to provide energy to a load
WO2014186776A1 (en) 2013-05-17 2014-11-20 Cirrus Logic, Inc. Charge pump-based circuitry for bjt power supply
WO2014186765A1 (en) 2013-05-17 2014-11-20 Cirrus Logic, Inc. Single pin control of bipolar junction transistor (bjt)-based power stage
CN103427655B (zh) * 2013-06-25 2015-08-19 广州金升阳科技有限公司 一种控制方法及控制器
CN103294091B (zh) * 2013-06-28 2014-10-15 电子科技大学 一种适用于dc-dc变换器的电压型反馈电路
CN103401424B (zh) 2013-07-19 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于调整电源变换***的输出电流的***和方法
US9496855B2 (en) 2013-07-29 2016-11-15 Cirrus Logic, Inc. Two terminal drive of bipolar junction transistor (BJT) of a light emitting diode (LED)-based bulb
WO2015017315A1 (en) 2013-07-29 2015-02-05 Cirrus Logic, Inc. Compensating for a reverse recovery time period of a bipolar junction transistor (bjt) in switch-mode operation of a light-emitting diode (led)-based bulb
CN104953835B (zh) * 2014-03-25 2018-05-01 三垦电气株式会社 Dc/dc转换器
CN104953824B (zh) * 2014-03-25 2018-04-17 三垦电气株式会社 Dc/dc转换器
US9214862B2 (en) 2014-04-17 2015-12-15 Philips International, B.V. Systems and methods for valley switching in a switching power converter
US9584005B2 (en) 2014-04-18 2017-02-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating output currents of power conversion systems
CN108809100B (zh) 2014-04-18 2020-08-04 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换***的输出电流的***和方法
US9325236B1 (en) 2014-11-12 2016-04-26 Koninklijke Philips N.V. Controlling power factor in a switching power converter operating in discontinuous conduction mode
JP6245385B2 (ja) 2015-01-16 2017-12-13 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
CN104660022B (zh) 2015-02-02 2017-06-13 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过流保护的***和方法
US9504118B2 (en) 2015-02-17 2016-11-22 Cirrus Logic, Inc. Resistance measurement of a resistor in a bipolar junction transistor (BJT)-based power stage
US9609701B2 (en) 2015-02-27 2017-03-28 Cirrus Logic, Inc. Switch-mode drive sensing of reverse recovery in bipolar junction transistor (BJT)-based power converters
US9603206B2 (en) 2015-02-27 2017-03-21 Cirrus Logic, Inc. Detection and control mechanism for tail current in a bipolar junction transistor (BJT)-based power stage
CN106981985B (zh) 2015-05-15 2019-08-06 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源转换***中的输出电流调节的***和方法
US10270334B2 (en) 2015-05-15 2019-04-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for output current regulation in power conversion systems
WO2017043994A1 (ru) * 2015-09-09 2017-03-16 Закрытое Акционерное Общество "Драйв" Устройство для получения постоянного напряжения (варианты)
JP6611385B1 (ja) * 2018-07-30 2019-11-27 浜松ホトニクス株式会社 直流電源回路
JP7404905B2 (ja) * 2020-02-04 2023-12-26 富士電機株式会社 スイッチング制御回路、及び電源回路
CN111614148A (zh) * 2020-03-14 2020-09-01 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种基于能量路由器的充电站效率和动态性能的改善方案
CN111682780B (zh) * 2020-06-05 2021-09-07 东南大学 提高原边反馈有源箝位反激变换器轻载效率的控制方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0626480B2 (ja) * 1987-04-15 1994-04-06 沖電気工業株式会社 スイツチングレギユレ−タ
JP3450929B2 (ja) * 1995-03-23 2003-09-29 株式会社リコー スイッチング電源装置
JPH09140128A (ja) 1995-11-10 1997-05-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置
TW328992B (en) * 1997-03-17 1998-04-01 Acer Peripherals Inc Improved low power consumption electric power supply
JP3364136B2 (ja) * 1997-11-05 2003-01-08 シャープ株式会社 スイッチング電源装置
JP2956681B2 (ja) * 1998-02-27 1999-10-04 富士電機株式会社 スイッチング電源の切換運転回路
JP2914378B1 (ja) 1998-07-03 1999-06-28 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP2000032749A (ja) * 1998-07-09 2000-01-28 Canon Inc スイッチング電源
JP2000236662A (ja) * 1999-02-15 2000-08-29 Canon Inc スイッチング電源
US6445598B1 (en) * 1999-12-09 2002-09-03 Sanken Electric Co., Ltd. Dc-dc converter

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103457474A (zh) * 2012-06-01 2013-12-18 Tdk株式会社 双向dcdc转换器
US9093908B2 (en) 2012-06-01 2015-07-28 Tdk Corporation Bidirectional DC-DC converter and method of controlling bidirectional DC-DC converter
CN103457474B (zh) * 2012-06-01 2016-03-16 Tdk株式会社 双向dcdc转换器

Also Published As

Publication number Publication date
JP3371962B2 (ja) 2003-01-27
DE60101991D1 (de) 2004-03-18
EP1213823A2 (en) 2002-06-12
EP1213823A3 (en) 2002-11-13
US20020067626A1 (en) 2002-06-06
DE60101991T2 (de) 2004-12-16
US6515876B2 (en) 2003-02-04
EP1213823B1 (en) 2004-02-11
CN1365181A (zh) 2002-08-21
JP2002171761A (ja) 2002-06-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1193486C (zh) Dc－dc变换器
CN1197229C (zh) Dc－dc变换器
CN1677824A (zh) 开关电源控制用半导体装置
CN1041039C (zh) 开关式电源
CN1599971A (zh) Dc－dc变换器
CN1238955C (zh) 开关电源装置
CN1698256A (zh) 开关电源装置
CN1677825A (zh) 开关电源控制用半导体器件
CN101065891A (zh) 开关电源及它的控制电路以及使用它的电子设备
CN1596503A (zh) 开关电源装置及其驱动方法
CN1950996A (zh) 开关电源装置
KR101263065B1 (ko) 컨버터, 스위칭 전원, 및 화상 형성 장치
CN1405961A (zh) 用于功率转换器的具有频率调变的脉冲宽度调变控制器
CN1905340A (zh) 控制非同步型dc－dc转换器的自举电容器充电的方法及装置
CN101060286A (zh) 电源转换器的输出电流控制电路以及电源检测电路
CN1885704A (zh) 开关电源装置
CN1378331A (zh) 开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置
JP2006204044A (ja) 共振型スイッチング電源装置
CN1391336A (zh) 开关电源装置及使用它的电子装置
CN1585228A (zh) 用于电容器充电电路的电路和技术
CN1442947A (zh) 直流电压变换电器
CN1264271C (zh) 开关电源
CN101061628A (zh) 同步整流型正激变换器
CN1691479A (zh) 开关电源电路
CN1848641A (zh) 准谐振类型开关电源单元及使用其的准谐振开关电源装置

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20050316

Termination date: 20151204

EXPY Termination of patent right or utility model