CN101295872B

CN101295872B - 为功率转换器提供过电流和过功率保护的***和方法

Info

Publication number: CN101295872B
Application number: CN2007100403799A
Authority: CN
Inventors: 方烈义; 赵时峰; 黎波; 陈志樑
Original assignee: On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Current assignee: On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date: 2007-04-28
Filing date: 2007-04-28
Publication date: 2010-04-14
Anticipated expiration: 2027-04-28
Also published as: US8482946B2; US9647448B2; US20130294121A1; US7684220B2; CN101295872A; US20110292698A1; US20100165676A1; US20070279820A1; US8018745B2

Abstract

本发明公开了用于保护功率转换器的***和方法。一种***包括被配置用于生成阈值信号的阈值生成器，以及被配置用于接收所述阈值信号和第一信号并生成比较信号的第一比较器。所述第一信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括被配置用于接收比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收所述调制信号并调节功率转换器的输入电流的开关。所述阈值信号与作为时间的函数的阈值量值相关联。所述阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且所述阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。所述第一斜率和所述第二斜率是不同的。

Description

为功率转换器提供过电流和过功率保护的***和方法

相关申请的交叉引用

该申请是共同转让的2005年8月26日递交的美国专利申请No.11/213,657的部分继续申请，这里通过引用将该美国专利申请结合于此以用于所有目的。

该申请与共同转让的美国专利申请No.11/051,242有关，这里通过引用将该美国专利申请结合于此以用于所有目的。

技术领域

本发明涉及集成电路。更具体而言，本发明提供了用于过电流保护和过功率保护的控制***和方法。仅作为示例，本发明被应用到功率转换器。但是将会意识到，本发明具有广泛得多的应用范围。

背景技术

功率转换器被广泛用于诸如便携式设备之类的消费电子设备。功率转换器可以将电功率从一种形式转换成另一种形式。作为示例，电功率被从交流(AC)转换到直流(DC)、从DC转换到AC、从AC转换到AC或从DC转换到DC。另外，功率转换器可以将电功率从一种电压电平转换到另一电压电平。

功率转换器包括线性转换器和开关模式(switch-mode)转换器。开关模式转换器通常使用脉宽调制(PWM)或脉频调制机制。这些机制通常利用包括各种保护组件的开关模式控制器来实现。这些组件可以包括过电压保护、过温度保护、过电流保护(OCP)和过功率保护(OPP)。这些保护通常可以防止功率转换器和相连的电路遭受永久损坏。

例如，功率转换器包括功率开关和与功率开关串联的变压器绕组。流过功率开关和变压器绕组的电流可能受OCP***所限制。如果OCP***无效，电流则可能达到即将损坏功率开关的水平上，这是因为开关时的过量电流和电压应力或者操作期间的热量失控所造成的。例如，当发生输出短路或过载时，可以达到该电流水平。因此，在变压器次级侧(secondaryside)上的整流器组件由于很多离线反激(offline flyback)转换器中的过量电压和电流应力而受到永久损坏。因此，有效的OCP***对可靠的开关模式转换器而言是很重要的。

图1是带有过电流保护的简化传统开关模式转换器。开关模式转换器100包括OCP比较器110、PWM控制器组件120、栅极驱动器130、功率开关140、电阻器150、152、154和156以及初级绕组160。例如，OCP比较器110、PWM控制器组件120和栅极驱动器130是用于PWM控制的芯片180的一部分。当初级绕组的电流大于限制水平时，PWM控制器组件120断开功率开关140并关闭开关模式转换器100。

对于开关模式转换器，通常将逐周期(cycle-by-cycle)或逐脉冲(pulse-by-pulse)控制机制用于OCP。例如，逐周期控制方案限制最大电流并因此限制开关模式转换器递送的最大功率。这种对最大功率的限制可以防止功率转换器发生热量失控。某些传统的OCP***使用基于线路输入电压的可调节的OCP阈值，但对最大电流以至最大功率的实际限制在宽广的线路输入电压范围内不总是恒定的。其他传统的OCP***使用芯片180外部插在图1所示V_in和电阻器150之间的附加电阻器152和154。但是电阻器152消耗极大功率，这通常无法满足对低待机功率的严格要求。例如，大小为2MΩ的电阻器152在输入AC电压为264伏的情况下会消耗70mW。

因此，非常希望改进用于过电流保护和过功率保护的技术。

发明内容

根据本发明一个实施例，提供了一种用于保护功率转换器的***。该***包括第一比较器，该第一比较器被配置用于接收阈值信号和第一信号以及生成比较信号。该第一信号是第二信号和第三信号之和，并且第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括被配置用于接收所述比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并控制功率转换器的输入电流的开关。如果输入电压的幅度变得较大，第一信号的幅度则变得较大。第二信号是通过接收功率转换器的输入电压，将接收到的输入电压转换成第四信号以及将第四信号转换成第二信号来生成的。

根据另一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括第一比较器，该第一比较器被配置用于接收第一信号和第二信号以及生成比较信号。该第一信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括阈值生成器，该阈值生成器被配置用于接收至少第三信号并响应于至少第三信号来生成第二信号。第三信号与功率转换器的输入电流相关联。此外，该***包括被配置用于接收所述比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并控制功率转换器的输入电流的开关。如果输入电压的幅度变得较大，第二信号的幅度则变得较大，并且第三信号是通过接收功率转换器的输入电压并将接收的输入电压转换成第三信号来生成的。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括第一比较器，该第一比较器被配置用于接收阈值信号和第一信号以及生成比较信号。所述第一信号等于第二信号减去第三信号，并且第二信号与功率转换器的输入电流相关联。此外，该***包括被配置用于接收所述比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并控制功率转换器的输入电流的开关。此外，该***包括振荡器、跨导器和电流供应器，所述振荡器耦合到脉宽调制生成器，并被配置用于生成至少第一控制信号，所述跨导器被配置用于接收第一控制信号并生成第二控制信号，所述电流供应器被配置用于接收第二控制信号并响应于第二控制信号生成第一电流，该第一电流与第三信号相关联。如果输入电压的幅度变得较大，第一信号的幅度则变得较小。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括接收功率转换器的输入电压，将接收到的输入电压转换成第一信号，将第一信号转换成第二信号，以及基于至少与第二信号相关联的信息来生成第三信号。另外，该方法包括接收第三信号和阈值信号。第三信号是第二信号与第四信号之和，并且第四信号与功率转换器的输入电流相关联。此外，该方法包括基于至少与第三信号和阈值信号相关联的信息生成比较信号，并处理与比较信号相关联的信息。而且，该方法包括基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号来控制功率转换器的输入电流。如果输入电压的幅度变得较大，第三信号的幅度则变得较小。

根据又一实施例，一种保护功率转换器的方法包括接收功率转换器的输入电压，将接收到的输入电压转换成第一信号，处理与第一信号相关联的信息，基于至少与第一信号相关联的信息生成第二信号，以及接收第二信号和第三信号。第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该方法包括基于至少与第二信号和第三信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号控制功率转换器的输入电流。如果输入电压的幅度变得较大，第二信号的幅度则变得较小。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括基于至少与功率转换器的输入电流相关联的信息生成第一信号，生成与斜升电流成正比的第二信号，以及处理与第一信号和第二信号相关联的信息。另外，该方法包括生成等于第一信号减去第二信号的第三信号，接收第三信号和阈值信号，基于至少与第三信号和阈值信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号控制功率转换器的输入电流。如果输入电压变得较大，与输入电流的预定值相对应的斜升电流的幅度则变得较小。

利用本发明可以实现很多传统技术所不具备的优点。例如，某些实施例可以通过容易地调节外部电阻器来对“输出延迟”提供极好的补偿。例如，对外部电阻器的调节考虑到用于PWM控制的芯片外部的转换器组件。某些实施例允许最大电流和最大功率在输入电压的宽广范围内是恒定的。某些实施例通过与启动***和/或欠压保护***共享用于感测***的电阻器而使得待机功率的消耗较低。例如，电阻器由感测***和启动***共享。某些实施例无需感测输入电压就能够对“输出延迟”提供极好的补偿。例如，用于PWM控制的芯片的管脚数是有限的。在另一示例中，PWM信号的最大宽度被用于表示输入电压。不同输入电压导致PWM信号的不同最大宽度，并且不同最大宽度导致不同有效阈值信号。某些实施例提供了可以有效地防止功率转换器出现过量功率、热量失控、过量电流和/或电压应力的过电流保护。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括被配置用于生成阈值信号的阈值生成器和被配置用于接收阈值信号和第一信号并生成比较信号的第一比较器。第一信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括被配置用于接收比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并调节功率转换器的输入电流的开关。阈值信号与作为时间的函数的阈值量值相关联。阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括被配置用于生成第一阈值信号的阈值生成器和被配置用于接收第一阈值信号和第一输入信号并生成第一比较信号的第一比较器。第一输入信号与功率转换器的输入电流相关联，并且第一阈值信号与作为时间的函数的第一阈值量值相关联。另外，该***包括被配置用于接收第二阈值信号和第一输入信号并生成第二比较信号的第二比较器。该第二阈值信号与第二阈值量值相关联。此外，该***包括被配置用于接收第一比较信号和第二比较信号并生成输出信号的逻辑组件。而且，该***包括被配置用于接收输出信号并响应于输出信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并调节功率转换器的输入电流的开关。第一阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且第一阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括电流生成器和比较器，所述电流生成器被配置用于生成流到电流生成器中的第一电流，所述比较器被配置用于接收阈值信号和第一信号并生成比较信号。第一信号是第二信号和第三信号之和，第二信号与第一电流相关联，第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括被配置用于接收比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并调节功率转换器的输入电流的开关。第一电流与作为时间的函数的电流量值相关联。电流量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且电流量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括生成阈值信号以及接收阈值信号和第一信号。第一信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该方法包括处理与阈值信号和第一信号相关联的信息，基于至少与阈值信号和第一信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号来调节功率转换器的输入电流。阈值信号与作为时间的函数的阈值量值相关联。阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括生成第一阈值信号。该第一阈值信号与作为时间的函数的第一阈值量值相关联。另外，该方法包括接收第一阈值信号和第一输入信号。该第一输入信号与功率换换器的输入电流相关联。此外，该方法包括处理与第一阈值信号和第一输入信号相关联的信息，基于至少与第一阈值信号和第一输入信号相关联的信息生成第一比较信号，以及接收第二阈值信号和第一输入信号。该第二阈值信号与第二阈值量值相关联。而且，该方法包括处理与第二阈值信号和第一输入信号相关联的信息，基于至少与第二阈值信号和第一输入信号相关联的信息生成第二比较信号，接收第一比较信号和第二比较信号，以及基于至少与第一比较信号和第二比较信号相关联的信息来生成输出信号。另外，该方法包括处理与输出信号相关联的信息，基于至少与输出信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号调节功率转换器的输入电流。第一阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且第一阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括生成流到电流生成器中的第一电流以及接收阈值信号和第一信号。第一信号是第二信号和第三信号之和，第二信号与第一电流相关联，第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该方法包括处理与阈值信号和第一信号相关联的信息，基于至少与阈值信号和第一信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号来调节功率转换器的输入电流。第一电流与作为时间的函数的电流量值相关联。该电流量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且该电流量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。

通过参考以下详细描述和附图，可以更全面地理解本发明的各种附加目的、特征和优点。

附图说明

图1是带有过电流保护的简化传统开关模式转换器；

图2是示出额外电流斜升幅度和线路输入电压之间的关系的简化图；

图3是示出电流阈值和线路输入电压之间的关系的简化图；

图4是示出阈值偏移和线路输入电压之间的关系的简化图；

图5是根据本发明一个实施例的具有恒定最大电流的简化控制***；

图6是根据本发明一个实施例的具有恒定最大电流的简化控制***；

图7是根据本发明另一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***；

图8是根据本发明又一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***；

图9是根据本发明又一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***；

图10是示出根据本发明实施例PWM信号最大宽度和输入电压之间的关系的简化图；

图11是根据本发明又一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***；

图12示出CCM模式和DCM模式中初级绕组的简化电流分布特性(profile)；

图13示出作为输入线路电压的函数的在每个周期递送到负载的最大能量的简化图；

图14是示出根据本发明实施例的电流限度和PWM脉冲宽度之间的关系的简化图；

图15(A)和(B)是示出根据本发明实施例的过电流阈值电压与脉冲宽度和输入线路电压之间的关系的简化图；

图16示出根据本发明某些实施例作为输入线路电压的函数的在每个周期递送到负载的最大能量的简化图；

图17是用于根据本发明又一实施例的过电流和过功率保护的简化控制***；

图18是示出根据本发明实施例用于过电流和过功率保护的控制***中的阈值生成器和比较器的简化图；

图19是用于根据本发明又一实施例的过电流和过功率保护的简化控制***。

具体实施方式

如图1所示，电流限度表示如下：

I_{Limit} = \frac{V_{in}}{L_{p}} \times t_{on} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}}

(等式1)

其中I_Limit表示电流限度。例如，电流限度是用于触发过电流保护的电流阈值。另外，V_in是节点190处的输入线路电压，并且V_{th_oc}是OCP比较器110的输入端子112处的电压电平。R_s是电阻器150的电阻，L_p是初级绕组160的电感。此外，t_on表示每个周期中功率开关140的接通(on)时间。因此，存储在初级绕组160中的最大能量ε为：

ϵ = \frac{1}{2} \times L_{p} \times {I^{2}}_{Limit} = PT

(等式2)

其中T表示时钟周期，P表示最大功率。因此最大功率P可被表示为：

P = \frac{L_{p} \times {I^{2}}_{Limit}}{2 T} = \frac{V_{in} \times {t^{2}}_{on}}{2 \times L_{p} \times T}

(等式3)

因此，功率可以通过控制电流限度I_Limit来限制。但是等式3没有考虑到“输出延迟”，该输出延迟包括通过电流感测路径到功率开关140的传播延迟。例如，传播延迟包括通过OCP比较器110、PWM控制器组件120、栅极驱动器130的传播延迟以及断开功率开关140的响应延迟。在“输出延迟”期间，功率开关140保持接通，并且通过开关140的输入电流无论是否已经到达OCP比较器110的阈值水平都保持斜升。在“输出延迟”期间的额外电流斜升幅度ΔI与线路输入电压V_in成比例，如下：

ΔI = \frac{V_{in}}{L_{p}} \times T_{delay}

(等式4)

其中T_delay表示(输出延迟)。图2是示出额外电流斜升幅度和线路输入电压之间的关系的简化图。如图2所示，对应于较高V_in的实际最大电流I_PEAK1大于对应于较低V_in的实际最大电流I_PEAK2。因此，实际最大功率在宽广的线路输入电压的范围内不是恒定的。因此，实际最大功率被表示为：

P = \frac{L_{p} \times {(I_{Limit} + ΔI)}^{2}}{2 T} = \frac{V_{in} \times {(t_{on} + T_{delay})}^{2}}{2 \times L_{p} \times T}

(等式5)

例如，T_delay取决于内部延迟、栅极电荷和与栅极驱动器130相关的电路。在另一示例中，对于预定的开关模式转换器100，T_delay是恒定的，因此实际最大功率取决于线路输入电压。为了补偿实际最大功率的变化，用于过电流保护的阈值应该根据输入线路电压来调节。

图3是示出电流阈值和线路输入电压之间的关系的简化图。线路输入电压V_in2低于线路输入电压V_in1，并且针对V_in2的电流阈值I_{th_oc_vin2}大于针对V_in1的I_{th_oc_vin1}，如图3所示。电流阈值随线路输入电压V_in的增大而减小。所产生的针对较高V_in的最大电流I_PEAK1与所产生的针对较低V_in的最大电流I_PEAK2相同。

例如，电流阈值与线路输入电压之间具有以下关系：

I_{th_oc} \approx I_{th_oc} (V_{in 1}) - \frac{V_{in} - V_{in 1}}{L_{p}} T_{delay}

(等式6)

其中I_{th_oc}是电流阈值，V_in是线路输入电压，L_p是初级绕组的电感，T_delay是“输出延迟”。另外，I_{th_oc}(V_in1)是为输出线路电压V_in1预定的电流阈值。例如，V_in1是最小线路输入电压。在另一示例中，流过功率开关和初级绕组的电流被感测。如果感测到的电流达到I_{th_oc}，PWM控制器组件则发送信号以断开功率开关。在“输出延迟”之后，功率开关被断开。

在等式6中，第二项

表示用于补偿“输出延迟”的影响的阈值偏移。图4是示出阈值偏移和线路输入电压之间的关系的简化图。如图4所示，项

是取决于“输出延迟”和初级绕组的电感的溢出(slop)。如图4所示，电流阈值随线路输入电压的增大而减小。

对于某些应用，难以估计用于PWM控制的片上阈值偏移以便补偿“输出延迟”。例如，T_delay取决于芯片内部和外部的转换器组件。外部组件可能包括功率MOSFET。不同类型的功率MOSFET可能具有不同的栅极电荷，进而导致不同的“输出延迟”。而且，外部组件可能包括初级绕组。不同类型的初级绕组可能具有不同的电感值。在另一示例中，针对较长T_delay芯片上的栅极驱动器被故意设置得很慢。

本发明的某些实施例提供了允许最大电流在宽广的输入电压范围内恒定的***和方法。例如，这些***和方法被实现在开关模式转换器中。在另一示例中，输入电压是用于功率转换器的输入线路电压。

在某些实施例中，输入电压被感测并被用于控制电流源。电流源输出通过可调电阻器的被用于生成偏移信号的电流。例如，可调电阻器在用于PWM控制的芯片外部。偏移信号被叠加在电流感测信号上，并且该叠加为等式6所示的预定电流阈值提供了阈值偏移。

本发明的这些实施例包括图5到9的示例。图5-9是根据本发明某些实施例的具有恒定最大电流的简化控制***。这些图仅仅是示例，它们不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。

如图5-7所示，输入电压V_in被感测并被用于控制电流源。电流源生成如下电流I_{_vin}：

I_{_vin} = α \frac{V_{in}}{R_{sv}}

(等式7)

其中α是常数。电流I_{_vin}被用来通过可调电阻器R生成偏移信号。对于图5和6，偏移信号被叠加到电流感测信号。因此，到比较器的输入信号是被感测信号I_sense×R_s与偏移信号I_{_vin}×R之和。如果输入信号达到阈值信号V_{th_oc}，栅极驱动器则被命令断开功率开关。因此，当过电流保护被触发时，

I_sense×R_s+I_{_vin}×R＝V_{th_oc} (等式8A)

有效阈值信号I_{th_oc}是

I_{th_oc} = \frac{I_{sense}}{R_{s}}

(等式9)

因此，

I_{th_oc} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} - \frac{I_{_vin} \times R}{R_{s}} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} - \frac{α \times Vin \times R}{R_{s} \times R_{sv}}

(等式10)

从等式6和10，可以得到以下关系：

I_{th_oc} (V_{in 1}) = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} - \frac{V_{in 1}}{L_{p}} T_{delay}

(等式11)

和

\frac{V_{in}}{L_{p}} T_{delay} = \frac{α \times V_{in} \times R}{R_{s} \times R_{sv}}

(等式12)

据此，

R = \frac{R_{s} \times R_{sv}}{α L_{p}} T_{delay}

(等式13)

因此，“输出延迟”的影响可以通过针对开关模式转换器中的给定L_p、R_sv和R_s调节电阻器R来补偿。

对于图7，从阈值信号中减去偏移信号，以生成有效阈值信号V_{th_oc_eff}。该有效阈值信号被提供给比较器。比较器的另一输入接收被感测信号I_sense×R_s。如果被感测信号达到有效阈值信号V_{th_oc_eff}，则命令栅极驱动器断开功率开关。据此，当过电流保护被触发时，

I_sense×R_s＝V_{th_oc_eff}＝V_{th_oc}-I_{_vin}×R (等式8B)

因此，等式9-13仍旧有效。“输出延迟”的影响可以通过针对开关模式转换器中的给定L_p、R_sv和R_s调节电阻器R来补偿。

图5是根据本发明实施例的具有恒定最大电流的简化控制***。该图仅仅是一个示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***500包括电阻器510、512和514、电流供应器520和522、启动***552、比较器530、脉宽调制(PWM)生成器540、感测***550、阈值生成器560和开关570。虽然以上是利用一组用于***500的所选组件示出的，但是可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。例如，***500包括振荡器580，该振荡器580向PWM生成器540发送时钟信号和斜升信号。在另一示例中，***500包括电感值为L_p的初级绕组582。取决于实施例，组件的布置可以与替换组件互换。例如，***500被用来调节功率转换器。这些组件的更多细节可以从本说明书以下部分中找到。

例如，节点590处的输入电压V_in被感测***550通过电阻为R_sv的电阻器512感测。在一个实施例中，电阻器512具有范围从几百千欧到几兆欧姆的电阻值。在另一实施例中，感测***550向电流供应器520发送信号。例如，电流供应器520是电流源。电流供应器520生成流过电阻为R的电阻器510的电流I_{_vin}并生成偏移信号。偏移信号被叠加到电流感测信号。偏移信号和电流感测信号的和被提供到比较器530的输入532。例如，该和在电压域中。在比较器530处，将该和与阈值生成器560生成的预定阈值信号相比较。例如，阈值生成器560接收电流I_{_vin1}和参考信号V_ref。基于比较结果，比较器530向PWM生成器540发送信号。例如，PWM生成器540包括PWM比较器542、逻辑控制器544和栅极驱动器546。逻辑控制器接收从比较器530发送的信号。在另一示例中，PWM比较器542接收由振荡器580生成的斜升信号和时钟信号。PWM生成器540从比较器530接收信号并通过栅极驱动器546控制开关570。另外，根据本发明一个实施例，感测***550向电流供应器522发送信号。例如，电流供应器522是电流源。电流供应器522生成电流I_{_vin1}，电流I_{_vin1}被阈值生成器560接收。“输出延迟”的影响可以通过调节电阻器R来补偿。例如，***500允许最大电流在输入电压V_in的宽广范围内是恒定的。在另一示例中，电阻器510是根据等式13针对开关模式转换器中给定的L_p、R_sv和R_s来调节的。在又一示例中，启动***552被连接到感测***550，并被用于控制用于PWM的芯片的加电。

图6是根据本发明实施例的具有恒定最大电流的简化控制***。该图仅仅是一个示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***600是***500的一个示例。如图6所示，节点590处的输入电压V_in被电阻器512 R_sv转换成电流。该电流通过节点620处的电压VDD被晶体管610MP1感测到。例如，节点620被连接到电容器630C1，该电容器630C1被输入电压V_in充电，并被用于启动用于PWM控制的芯片。在另一示例中，由晶体管620感测到的电流I为：

I = \frac{V_{in} - VDD}{R_{sv}} \approx \frac{V_{in}}{R_{sv}}

(等式14)

其中VDD与V_in相比可以忽略。因此，感测到的电流I是输入电压V_in的函数。如图6所示，感测到的电流通过另一晶体管612MP2被镜像，以生成另一电流I1。例如，电流镜包括晶体管610和612。电流I1进一步通过晶体管614MN1和晶体管616MN2被镜像，以生成电流I2。电流I2通过晶体管618MP3和晶体管619MP4被镜像，以生成电流I_{_vin}。例如，级联晶体管被用于提升电流镜的输出阻抗。在另一示例中，电流I_{_vin}与晶体管620感测到的电流I成比例。电流I_{_vin}被用于通过电阻器510R生成偏移信号。偏移信号被叠加到电流感测信号。在节点622处生成的信号V_cs为：

V_cs＝I_sense×R_s+I_{_vin}×R (等式15)

如图6所示，信号V_cs被提供到比较器530的输入532。在比较器530处，将信号V_cs与阈值生成器560生成的预定阈值信号相比较。作为响应，比较器530向控制开关570的PWM生成器540发送信号。另外，晶体管640和642生成电流I_{_vin1}，该电流I_{_vin1}被阈值生成器560接收。

图7是根据本发明另一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***。该图仅仅是一个示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***700包括电阻器710、712和714、电流供应器720、启动***752、比较器730、脉宽调制(PWM)生成器740、感测***750、阈值生成器760和开关770。虽然上面已使用一组所选组件示出***700，但示可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。例如，***700包括振荡器780，该振荡器780向PWM生成器740发送时钟信号和斜升信号。在另一示例中，***700包括电感值为L_p的初级绕组782。在又一实施例中，***700包括用于提供电压参考信号的信号生成器762。取决于实施例，组件的布置可以与其他替换组件互换。例如，***700被用于调节功率转换器。这些组件的更多细节将从说明书以下部分中找到。

例如，节点790处的输入电压V_in被感测***750通过电阻器712 R_sv感测到。在一个实施例中，电阻器712具有范围从几百千欧到几兆欧姆的电阻值。在另一实施例中，感测***750接收来自启动***752的信号，并将信号发送到电流供应器720。例如，启动***752被通过电阻器712连接到输入电压V_in，并被用于控制用于PWM控制的芯片的加电。在另一示例中，电流供应器是电流源。电流供应器生成电流I_{_vin}，该电流I_{_vin}流过电阻器710R并生成偏移信号。例如，该偏移信号是偏移电压。该偏移信号被提供到阈值生成器760，阈值生成器760还接收来自信号生成器762的电压参考信号。阈值生成器760将有效阈值信号V_{th_oc_eff}提供到比较器730的输入734。另外，电流感测信号被比较器730的输入732接收。例如，电流感测信号由电阻器714 R_s生成。在另一示例中，电流感测信号在电压域中。

在比较器730处，将电流感测信号与有效阈值信号V_{th_oc_eff}相比较。基于比较结果，比较器730向PWM生成器740发送信号。例如，PWM生成器740包括PWM比较器742、逻辑控制器744和栅极驱动器746。逻辑控制器接收从比较器730发送的信号。在另一示例中，PWM比较器742接收由振荡器780生成的斜升信号和时钟信号。PWM生成器740从比较器730接收信号并通过栅极驱动器746控制开关770。“输出延迟”的影响可以通过调节电阻器R来补偿。例如，***700允许最大电流在输入电压V_in的宽广范围内是恒定的。在另一示例中，电阻器R是根据等式13针对开关模式转换器中给定的L_p、R_sv和R_s来调节的。

根据本发明其他实施例，输入电压V_in被感测，并被用于控制如图8和9所示的电流源。电流源生成如下电流I_{_vin}：

或I_{_vin}＝βV_in(等式14)

其中β为常数。电流I_{_vin}被用于通过可调电阻器R生成偏移信号。对于图8，偏移信号被叠加到电流感测信号。据此，到比较器的输入信号是被感测信号I_sense×R_s和偏移信号I_{_vin}×R的和。如果输入信号达到阈值信号V_{th_oc}，栅极驱动器则被命令断开功率开关。据此，当过电流保护被触发时，

I_sense×R_s+I_{_vin}×R＝V_{th_oc}(等式15A)

有效阈值信号I_{th_oc}为：

I_{th_oc} = \frac{I_{sense}}{R_{s}}

(等式16)

因此，

I_{th_oc} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} - \frac{I_{_vin} \times R}{R_{s}} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} - \frac{β \times V_{in} \times R}{R_{s}}

(等式17)

从等式6和17，可以导出以下关系：

I_{th_oc} (V_{in 1}) = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} - \frac{V_{in 1}}{L_{p}} T_{delay}

(等式18)

和

\frac{V_{in}}{L_{p}} T_{delay} = \frac{β \times V_{in} \times R}{R_{s}}

(等式19)

据此，

R = \frac{R_{s}}{β L_{p}} T_{delay}

(等式20)

因此，“输出延迟”的影响可以通过针对开关模式转换器中给定的L_p和R_s调节电阻器R来补偿。

对于图9，从阈值信号中减去偏移信号，以生成有效阈值信号V_{th_oc_eff}。该有效阈值信号被提供到比较器。比较器的另一输入接收被感测信号I_sense×R_s。如果被感测信号达到有效阈值信号V_{th_oc_eff}，则命令栅极驱动器断开功率开关。因此，当过电流保护被触发时，

I_sense×R_s＝V_{th_oc_eff}＝V_{th_oc}-I_{_vin}×R (等式15B)

因此，等式16-20仍然有效。“输出延迟”的影响可以通过针对开关模式转换器中给定的L_p和R_s调节电阻器R来补偿。

图8是根据本发明又一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***。该图仅仅是一个示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***800包括电阻器810、811、812和814、比较器830、脉宽调制(PWM)生成器840、感测***850、跨导器852、阈值生成器860和开关870。虽然上面已使用一组所选组件示出***800，但是可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。例如，***800包括振荡器，该振荡器向PWM生成器840发送时钟信号和斜升信号。在另一示例中，***800包括电感值为L_p的初级绕组882。在又一实施例中，***800包括欠压(brownout)保护***854。取决于实施例，组件的布置可以与其他替换组件互换。例如，***800被用于调节功率转换器。这些组件的更多细节将从说明书以下部分中找到。

例如，节点890处的输入电压V_in被分压器接收以生成电压βV_in。例如，分压器包括在用于PWM控制的芯片外部的电阻器811和812。电压βV_in被感测***850接收以生成电压信号。电压信号被提供到跨导器852，跨导器852生成流过电阻器810R并生成偏移信号的电流I_{_vin}。例如，跨导器852是压控电流源。偏移信号被叠加到电流感测信号。例如，电流感测信号由电阻器814 R_s生成。偏移信号和电流感测信号之和被提供到比较器830的输入832。例如，该和在电压域中。在比较器830处，将该和与阈值生成器860生成的预定阈值信号相比较。基于比较结果，比较器830向PWM生成器840发送信号。例如，PWM生成器840包括PWM比较器842、逻辑控制器844和栅极驱动器846。逻辑控制器接收从比较器830发送的信号。在另一示例中，PWM比较器842接收由振荡器生成的斜升信号和时钟信号。PWM生成器840从比较器830接收信号并通过栅极驱动器846控制开关870。“输出延迟”的影响可以通过调节电阻器R来补偿。例如，***800允许最大电流在输入电压V_in的宽广范围内是恒定的。在另一示例中，电阻器810是根据等式20针对开关模式转换器中给定的L_p、R_sv和R_s来调节的。在又一示例中，欠压保护***854接收电压βV_in，并被用于在输入电压下降到预定值以下的情况下保护开关模式转换器。

图9根据本发明又一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***。该图仅仅是一个示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***900包括电阻器910、911、912和914、比较器930、脉宽调制(PWM)生成器940、感测***950、跨导器952、阈值生成器960和开关970。虽然上面已使用一组所选组件示出***900，但是可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。例如，***900包括振荡器，该振荡器向PWM生成器940发送时钟信号和斜升信号。在另一示例中，***900包括电感值为L_p的初级绕组982。在又一实施例中，***900包括欠压保护***954。在又一实施例中，***900包括用于提供电压参考信号的信号生成器962。取决于实施例，组件的布置可以与其他替换组件互换。例如，***900被用于调节功率转换器。这些组件的更多细节将从说明书以下部分中找到。

例如，节点990处的输入电压V_in被分压器接收以生成电压βV_in。例如，分压器包括在用于PWM控制的芯片外部的电阻器911和912。电压βV_in被感测***950接收以生成电压信号。电压信号被提供到跨导器952，跨导器952生成流过电阻器910R并生成偏移信号的电流I_{_vin}。例如，跨导器952是压控电流源。在另一示例中，偏移信号是偏移电压。偏移信号被提供到阈值生成器960，阈值生成器960还接收来自信号生成器962的电压参考信号。阈值生成器960向比较器930的输入934提供有效阈值信号V_{th_oc_eff}。另外，电流感测信号被比较器930的输入932接收。例如，电流感测信号是由电阻器914 R_s生成的。在另一示例中，电流感测信号在电压域中。

在比较器930处，将电流感测信号与有效阈值信号V_{th_oc_eff}相比较。基于比较结果，比较器930向PWM生成器940发送信号。例如，PWM生成器940包括PWM比较器942、逻辑控制器944和栅极驱动器946。逻辑控制器接收从比较器930发送的信号。在另一示例中，PWM比较器942接收由振荡器生成的斜升信号和时钟信号。PWM生成器940从比较器930接收信号并通过栅极驱动器946控制开关970。“输出延迟”的影响可以通过调节电阻器R来补偿。例如，***900允许最大电流在输入电压V_in的宽广范围内是恒定的。在另一示例中，电阻器R是根据等式20针对开关模式转换器中给定的L_p、R_sv和R_s来调节的。在又一示例中，欠压保护***954接收电压βV_in，并被用于在输入电压下降到预定值以下的情况下保护开关模式转换器。

根据本发明其他实施例，输入电压是基于PWM信号的最大宽度来感测的。例如，PWM信号被提供到串联连接到功率转换器的初级绕组的功率开关的栅极。图10是示出根据本发明实施例PWM信号最大宽度与输入电压之间的关系的简化图。该图仅仅是一个示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。如图5所示，最大电流相对于输入电压是恒定的，并且PWM信号的最大宽度随输入电压变化。例如，输入电压是用于功率转换器的输入线路电压。在另一示例中，最大电流I_PEAK1等于最大电流I_PEAK2。最大电流I_PEAK1对应于较高输入电压和PWM信号510，而最大电流I_PEAK2对应于较低输入电压和PWM信号520。如图5所示，PWM信号510的最大宽度针对较高输入电压较窄，而PWM信号520的最大宽度针对较低输入电压较宽。如果最大电流相对于输入电压是恒定的，输入电压则由PWM信号的最大宽度来表示。据此，PWM信号的最大宽度可被用于确定用于补偿图6所示“输出延迟”的影响的阈值偏移。

在一个实施例中，该补偿可以通过生成电流阈值I_{th_oc}来实现，如图10所示，该电流阈值I_{th_oc}是PWM信号的最大宽度的函数。例如，针对PWM信号510，电流阈值等于I_{th_oc_1}，而针对PWM信号520，电流阈值等于I_{th_oc_2}。在另一示例中，I_{th_oc}相对于最大宽度的斜率根据等式6被适当地选择以补偿“输出延迟”的影响。所选斜率考虑到关于用于PWM控制的芯片外部的功率转换器组件的信号。例如，外部组件包括初级绕组、电流感测电阻器和功率MOSFET。本发明的该实施例包括图11的某些示例。

图11是根据本发明又一实施例的具有恒定最大电流的简化控制***。该图仅仅是一个示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***1100包括电阻器1110、1112、1114和1116、电流供应器1120、启动***1152、比较器1130、脉宽调制(PWM)生成器1140、阈值生成器1160和开关1170。虽然上面已使用一组所选组件示出***1100，但是可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。例如，***1100包括振荡器1180，该振荡器1180向PWM生成器1140发送时钟信号和斜升信号。在另一示例中，***1100包括电感值为L_p的初级绕组1182。取决于实施例，组件的布置可以与其他替换组件互换。例如，***1100被用于调节功率转换器。在另一示例中，电阻器1116 R_comp被删除。这些组件的更多细节将从说明书以下部分中找到。

电流供应器1120被连接到电阻器1116 R_comp，并被用于生成电流I_{_comp}。例如，电流供应器1120是电流吸入器(sink)。在另一示例中，电流供应器1120包括跨导器。在又一示例中，电流I_{_comp}是与PWM信号同步的斜升电流。电流I_{_comp}流过电阻器1116 R_comp以及电阻器1110R，并且生成偏移信号。例如，该偏移信号在电压域中。偏移信号被从电流感测信号中减去以生成复合信号。例如，电流感测信号由电阻器1114 R_s生成。该复合信号被提供到比较器1130的输入1132。例如，该复合信号处于电压域中并由V_com表示。在比较器1130处，将该复合信号与阈值生成器1160生成的预定阈值信号相比较。例如，该预定阈值信号是阈值电压V_{th_oc}。基于比较结果，比较器1130向PWM生成器1140发送信号。例如，PWM生成器1140包括PWM比较器1142、逻辑控制器1144和栅极驱动器1146。逻辑控制器接收从比较器1130发送的信号。在另一示例中，PWM比较器1142接收由振荡器1180生成的斜升信号和时钟信号。PWM生成器1140接收来自比较器1130的信号并且通过栅极驱动器1146控制开关1170。例如，栅极驱动器1146生成PWM信号。启动***1152通过电阻器1112被连接到输入电压V_in，并被用于控制用于PWM控制的芯片的加电。

在一个实施例中，在比较器1130的输入1132处的电压V_com为：

V_com＝I_sense×R_s-I_{_comp}×(R_comp+R)(等式21)

比较器1130向PWM生成器1140发送用于在V_com达到阈值电压V_{th_oc}的情况下断开开关1170的信号，如下：

I_sense×R_s-I_{_comp}×(R_comp+R)＝V_{th_oc}(等式22)

和I_sense×R_s＝V_{th_oc}+I_{_comp}×(R_comp+R)(等式23)

有效阈值信号I_{th_oc}为：

I_{th_oc} = \frac{I_{sense}}{R_{s}}

(等式24)

因此，

I_{th_oc} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} + \frac{I_{_comp} \times (R_{comp} + R)}{R_{s}}

(等式25)

其中，I_{_comp}是幅度与PWM信号同步的斜升信号。PWM信号的不同最大宽度导致等式25中的第二项出现不同量值。例如，较大的最大宽度对应于较低的输入电压，较小的最大宽度对应于较高的输入电压。据此，较高的输入电压导致较小的I_{th_oc}，而较低的输入电压导致较大的I_{th_oc}。在另一示例中，斜升信号I_{_comp}被描述为：

I_{_comp}(t)＝δ×(t-nT)(等式26)

并且0≤t≤T_on (等式27)

其中δ是常数，并且T_on是PWM信号的最大宽度。例如，T_on对应于PWM信号接通开关1170的时段。在另一示例中。PWM信号的时段T_off对应于PWM信号断开开关1170的时段。在又一示例中，T_on取决于输入电压和最大电流，并被表示为对应于输入电压V_in的T_{_vin}。

据此，在t＝T_on时，(等式28)

I_{th_oc} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} + \frac{I_{_comp} \times (R_{comp} + R)}{R_{s}} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} + \frac{δ \times T_{_vin} \times (R_{comp} + R)}{R_{s}}

(等式29)

例如，T_{_vin}可被表示如下：

T_{_vin} = \frac{V_{th_oc} \times L_{p}}{V_{in} \times R_{s}}

(等式30)

因此，

I_{th_oc} = \frac{V_{th_oc}}{R_{s}} + \frac{δ \times (R_{comp} + R) \times V_{th_oc} \times L_{p}}{V_{in} \times R_{s} \times R_{s}}

(等式31)

如等式31所示，右侧第二项与V_in成反比。有效阈值对于较高输入电压较低，并且对于角度输入电压较高。通过调节电阻器1110 R，“输出延迟”的影响可得到补偿。例如，***1100允许最大电流在输入电压V_in的宽广范围内是恒定的。在另一示例中，电阻器1110根据等式31针对开关模式转换器中给定的L_p和R_s来调节。

如上所述并且这里进一步强调，等式1-31仅仅是示例，它们不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。例如，等式7-31被用于描述针对图5-9和11的某些示例，但是图5-9和11可以根据不同于等式7-31的方法来工作。

根据本发明另一实施例，提供了一种可编程的线路电压补偿的电流限制控制***及其方法。该线路输入电压被输入控制的电流源感测并接收。该电流源生成流过连接在电流感测端子和电流感测电阻器R之间的外部电阻器的电流。所产生的偏移电压与该线路输入电压成正比，并被与电流感测信号叠加在一起。和信号被提供到过电流比较器以生成控制信号。控制信号可被用于断开开关模式转换器中的功率开关。例如，所述***和方法是根据***500和/或600来实现的。

根据本发明又一实施例，提供了一种可编程的线路电压补偿的电流限制控制***及其方法。该线路输入电压被输入控制的电流源感测并接收。该电流源生成流过连接在电流源和地之间的外部电阻器的电流。所产生的偏移电压与该线路输入电压成正比，并被与参考信号叠加在一起，以生成有效阈值信号。过电流比较器将有效阈值信号与电流感测信号相比较，以生成控制信号。控制信号可被用于断开开关模式转换器中的功率开关。例如，所述***和方法是根据***700来实现的。

根据本发明又一实施例，提供了一种可编程的线路电压补偿的电流限制控制***及其方法。该线路输入电压被连接在线路电压和芯片电源端子之间的电阻器和感测晶体管所感测。结果，生成与线路输入电压成正比的电流。该电流通过电流镜和/或电流放大器被镜像，以生成输入控制的电流。该输入控制的电流流过外部电阻器以生成偏移信号。例如，所述***和方法是根据***500、600和/或700来实现的。

根据本发明又一实施例，提供了一种可编程的线路电压补偿的电流限制控制***及其方法。该线路输入电压被分压器分压。分压电压被跨导器感测并转换成输入控制的电流。该输入控制的电流流过连接在电流感测端子和电流感测电阻器之间的外部电阻器。所产生的偏移电压与线路输入电压成正比，并被与电流感测信号叠加在一起。和信号被提供到过电流比较器以生成控制信号。该控制信号可被用于断开开关模式转换器中的功率开关。例如，所述***和方法是根据***800来实现的。

根据本发明又一实施例，提供了一种可编程的线路电压补偿的电流限制控制***及其方法。该线路输入电压被分压器分压。分压电压被跨导器感测并转换成输入控制的电流。该输入控制的电流流过连接在跨导器和地之间的外部电阻器。所产生的偏移电压与线路输入电压成正比，并被与参考信号叠加在一起以生成有效阈值信号。过电流比较器将有效阈值信号与电流感测信号相比较，以生成控制信号。该控制信号可被用于断开开关模式转换器中的功率开关。例如，所述***和方法是根据***900来实现的。

根据本发明又一实施例，提供了一种可编程的线路电压补偿的电流限制控制***及其方法。该线路输入电压被分压器分压。分压电压被跨导器感测并转换。结果，生成了与线路输入电压成正比的电流。该电流通过电流镜和/或电流放大器被镜像，以生成输入控制的电流。该输入控制的电流流过外部电阻器以生成偏移信号。例如，所述***和方法是根据***800和/或900来实现的。

根据本发明又一实施例，提供了一种可编程的线路电压补偿的电流限制控制***及其方法。线路输入电压信息由PWM宽度来表示以用于恒定电流限制。PWM同步的电流斜升信号控制连接到芯片的电流感测端子的电流吸入器。结果，流过外部电阻器进入芯片并且流过芯片中的内部电阻器的电流被电流吸入器吸收。另外，电流具有与PWM信号同步的斜升幅度。从电流感测信号中减去所产生的偏移电压以生成复合信号。该复合信号被提供到过电流比较器以生成控制信号。该控制信号可被用于断开开关模式转换器中的功率开关。例如，所述***和方法是根据***1100来实现的。

根据本发明又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括第一比较器，该第一比较器被配置用于接收阈值信号和第一信号以及生成比较信号。该第一信号是第二信号和第三信号之和，并且第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括被配置用于接收所述比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并控制功率转换器的输入电流的开关。如果输入电压的幅度变得较大，第一信号的幅度则变得较大。第二信号是通过接收功率转换器的输入电压，将接收到的输入电压转换成第四信号以及将第四信号转换成第二信号来生成的。例如，该***是根据***500、600和/或800来实现的。

根据本发明又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括第一比较器，该第一比较器被配置用于接收第一信号和第二信号以及生成比较信号。该第一信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括阈值生成器，该阈值生成器被配置用于接收至少第三信号并响应于至少第三信号来生成第二信号。第三信号与功率转换器的输入电压相关联。此外，该***包括被配置用于接收所述比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并控制功率转换器的输入电流的开关。如果输入电压的幅度变得较大，第二信号的幅度则变得较大，并且第三信号是通过接收功率转换器的输入电压并将接收的输入电压转换成第三信号来生成的。例如，该***是根据***700和/或900来实现的。

根据本发明又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括第一比较器，该第一比较器被配置用于接收阈值信号和第一信号以及生成比较信号。所述第一信号等于第二信号减去第三信号，并且第二信号与功率转换器的输入电流相关联。此外，该***包括被配置用于接收所述比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并控制功率转换器的输入电流的开关。此外，该***包括振荡器、跨导器和电流供应器，所述振荡器耦合到脉宽调制生成器，并被配置用于生成至少第一控制信号，所述跨导器被配置用于接收第一控制信号并生成第二控制信号，所述电流供应器被配置用于接收第二控制信号并响应于第二控制信号生成第一电流，该第一电流与第三信号相关联。如果输入电压的幅度变得较大，第一信号的幅度则变得较小。例如，该***是根据***1100来实现的。

根据本发明又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括接收功率转换器的输入电压，将接收到的输入电压转换成第一信号，将第一信号转换成第二信号，以及基于至少与第二信号相关联的信息来生成第三信号。另外，该方法包括接收第三信号和阈值信号。第三信号是第二信号与第四信号之和，并且第四信号与功率转换器的输入电流相关联。此外，该方法包括基于至少与第三信号和阈值信号相关联的信息生成比较信号，并处理与比较信号相关联的信息。而且，该方法包括基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号来控制功率转换器的输入电流。如果输入电压的幅度变得较大，第三信号的幅度则变得较小。例如，该方法是根据***500、600和/或800来实现的。

根据本发明又一实施例，一种保护功率转换器的方法包括接收功率转换器的输入电压，将接收到的输入电压转换成第一信号，处理与第一信号相关联的信息，基于至少与第一信号相关联的信息生成第二信号，以及接收第二信号和第三信号。第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该方法包括基于至少与第二信号和第三信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号控制功率转换器的输入电流。如果输入电压的幅度变得较大，第二信号的幅度则变得较小。例如，该方法是根据***700和/或900来实现的。

根据本发明又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括基于至少与功率转换器的输入电流相关联的信息生成第一信号，生成与斜升电流成正比的第二信号，以及处理与第一信号和第二信号相关联的信息。另外，该方法包括生成等于第一信号减去第二信号的第三信号，接收第三信号和阈值信号，基于至少与第三信号和阈值信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号控制功率转换器的输入电流。如果输入电压的幅度变得较大，与输入电流的预定值相对应的斜升电流的幅度则变得较小。例如，该方法是根据***1100来实现的。

本发明具有各种应用。在某些实施例中，图5-9和/或11的***可被用于调节开关模式转换器。例如，开关模式转换器包括离线反激转换器和/或正激转换器。在其他实施例中，图5-9和/或11的***允许最大功率在输入电压的宽广范围内是恒定的。

本发明具有各种优点。某些实施例可以通过容易地调节外部电阻器来对“输出延迟”提供极好的补偿。例如，对外部电阻器的调节考虑到用于PWM控制的芯片外部的转换器组件。某些实施例允许最大电流和最大功率在输入电压的宽广范围内是恒定的。某些实施例通过与启动***和/或欠压保护***共享用于感测***的电阻器而使得待机功率的消耗较低。例如，电阻器由感测***和启动***共享。某些实施例无需感测输入电压就能够对“输出延迟”提供极好的补偿。例如，用于PWM控制的芯片的管脚数是有限的。在另一示例中，PWM信号的最大宽度被用于表示输入电压。不同输入电压导致PWM信号的不同最大宽度，并且不同最大宽度导致不同的有效阈值信号。某些实施例提供了可以有效地防止功率转换器出现过量功率、热量失控、过量电流和/或电压应力的过电流保护。

为了实现高效率，功率转换器通常在低输入线路电压时工作在CCM模式，并在高输入线路电压时工作在DCM模式。图12示出CCM模式和DCM模式中的初级绕组的简化电流分布特性。该电流分布特性描述了作为时间的函数的电流量值。如图12(a)所示，在DCM模式中，初级绕组的电流在每个周期的脉冲宽度内从I_L上升到电流限度I_p1。例如，I_L等于0。在每个周期递送到负载的能量为：

ϵ = \frac{1}{2} \times L_{p} \times {(I_p 1)}^{2}

(等式32)

相反，如图12(b)所示，在CCM模式中，初级绕组的电流在每个周期的脉冲宽度内从I_i2上升到电流限度I_p2。例如U_i2大于0。在每个周期递送到负载的能量为：

ϵ = \frac{1}{2} \times L_{p} \times [{(I_p 2)}^{2} - {(I_i 2)}^{2}]

(等式33)

其中，比率

可以随输入线路电压变化。例如，该比率随着输入线路电压的下降而增大。如等式32和33所述，如果两个电流限度I_p1和I_p2相等，每个周期中在DCM模式中递送到负载的能量的量则高于在CCM模式中递送到负载的能量的量。

图13示出作为输入线路电压的函数的在每个周期中递送到负载的最大能量的简化图。作为输入线路电压的函数，等于I_p1或I_p2的电流限度被调节以补偿图4所示的“输出延迟”，但是等式32和33之间的差异未被考虑在内。而且，图4没有显示已经考虑了变化的比率

因此，最大能量在线路输入电压的整个范围内不是恒定的。例如，如曲线1300所示，即使最大能量在DCM模式中表现出基本恒定，在CCM模式中，最大能量也会随输入线路电压的降低而大大降低。

为了实现在输入线路电压的宽广范围内的恒定最大能量，基于等式32和33应该满足以下等式：

\frac{1}{2} \times L_{p} \times {(I_p 1)}^{2} = \frac{1}{2} \times L_{p} \times [{(I - p 2)}^{2} - {(I_i 2)}^{2}]

(等式34)

在实践中，功率转换器工作在不同模式中，并且在不同输入线路电压时，针对给定负载具有不同的PWM脉冲宽度。图14是示出根据本发明实施例电流限度和PWM脉冲宽度之间的关系的简化图。PWM脉冲宽度用时间段表示。图14仅仅是示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。

电流限度在DCM模式中被表示为I_p1，在CCM模式中被表示为I_p2。例如，I_p1与脉冲宽度之间具有斜率为S_p1的线性关系，并且I_p2与脉冲宽度之间具有斜率为S_p2的线性关系。在一个实施例中，斜率S_p1小于斜率S_p2。在另一实施例中，I_p1和I_p2在脉冲宽度为Ton_0时相等。例如，脉冲宽度Ton_0表示DCM模式和CCM模式之间的跳变。在又一实施例中，脉冲宽度反映输入线路电压的不同值，因此，脉冲宽度可被用于使得电流限度依赖于输入线路电压。

例如，在高输入线路电压时(例如在AC中264伏)，功率转换器在DCM模式中以窄脉冲宽度Ton_1工作，以提供负载所需的全部功率。如图14所示，初级绕组电流被限制为I_p1。在每个脉冲宽度内，初级绕组的电流从I_L上升到电流限度I_p1。在另一示例中，在低输入线路电压时(例如在AC中90伏)，功率转换器在CCM模式中以宽脉冲宽度Ton_2工作，以提供负载所需的全部功率。如图14所示，初级绕组电流被限制为I_p2。在每个脉冲宽度内，初级绕组的电流从I_i2上升到电流限度I_p2。

图15(A)和(B)是示出根据本发明实施例过电流域值电压分别与脉冲宽度和输入线路电压之间的关系的简化图。例如，过电流阈值电压V_{th_OC}被用于控制如图1所示初级绕组的峰值电流。图15(A)和(B)仅仅是示例，它们不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。

如图15(A)所示，在不同区域中，过电流阈值电压V_{th_OC}与PWM脉冲宽度之间具有不同的关系。在区域I中，阈值电压V_{th_OC}与脉冲宽度之间具有斜率为S_1w的线性关系；在区域II中，阈值电压V_{th_OC}与脉冲宽度之间具有斜率为S_2w的线性关系；并且在区域III中，阈值电压V_{th_OC}与脉冲宽度之间具有斜率为S_3w的线性关系。例如，斜率S_2w在量值上大于斜率S_1w，并且斜率S_1w在量值上大于斜率S_3w。在一个实施例中，斜率S_3w等于0。在另一实施例中，PWM脉冲宽度的降低对应于在给定开关频率上针对负载所需全部功率的输入线路电压的增大。

如图15(B)所示，在不同区域中，过电流阈值电压V_{th_OC}与输入线路电压之间具有不同的关系。在区域I中，阈值电压V_{th_OC}与输入线路电压之间具有斜率为S_1v的线性关系；在区域II中，阈值电压V_{th_OC}与输入线路电压之间具有斜率为S_2v的线性关系；并且在区域III中，阈值电压V_{th_OC}与输入线路电压之间具有斜率为S_3v的线性关系。例如，斜率S_1v对应于斜率S_3w，斜率S_2v对应于斜率S_2w，并且斜率S_3v对应于斜率S_1w。在另一示例中，斜率S_2w在量值上大于斜率S_3w，并且斜率S_3w在量值上大于斜率S_1w。在一个实施例中，斜率S_1w等于0。在另一实施例中，斜率S_3w等于

如图4所示。

根据一个实施例，在区域I中，功率转换器工作在DCM模式中，以满足在相对较高范围中的输入线路电压时高达全部负载的功率需求。过电流阈值电压V_{th_OC}针对给定的开关频率，随着输入线路电压的降低而上升，或随着PWM脉冲宽度的增大而上升，以便补偿传播延迟T_delay。根据另一实施例，在区域II中，功率转换器工作在CCM模式中，以满足在中间范围内的输入线路电压时高达全部负载的功率需求。过电流阈值电压V_{th_OC}针对给定的开关频率，随着输入线路电压的降低而上升，或随着PWM脉冲宽度的增大而上升，以便补偿CCM模式操作和传播延迟T_delay两者。根据又一实施例，在区域III中，功率转换器工作在CCM模式中，但过电流阈值电压V_{th_OC}被限制到Vth_OC_2以适应相对较低范围中的输入线路电压。例如，Vth_OC_2的限制可以防止初级绕组电流上升得过高或防止功率转换器电感器饱和。

图16示出根据本发明某些实施例，作为输入线路电压的函数在每个周期中递送到负载的最大能量的简化图。如曲线1600所示，例如，最大能量在CCM模式中相对于输入线路电压的下降保持基本平坦。对比之下，曲线1300示出在CCM模式中，最大能量随着输入线路电压的下降而大大降低。在一个实施例中，曲线1600描述了图17所示***的性能。在另一示例中，曲线1600描述了图19所示***的性能。

图17是根据本发明又一实施例用于过电流和过功率保护的简化控制***。该图仅仅是示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***1700包括信号生成器1710、脉宽调制(PWM)生成器1720、比较器1730、1740和1750以及阈值生成器1760。虽然上面已使用一组所选组件示出***1700，但是可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。取决于实施例，组件的布置可以与其他替换组件互换。例如，***1700被用于调节功率转换器。这些组件的更多细节将从说明书以下部分中找到。

信号生成器1710生成时钟信号1712和斜升信号1714。例如，时钟信号1712是周期性的，每个周期包括断开(off)时段和接通(on)时段。时钟信号1712和斜升信号1714被发送到PWM生成器1720。例如，信号生成器1710是振荡器。在另一示例中，斜升信号1714表示作为时间的函数的电压电平。PWM生成器1720生成PWM信号1722。在一个实施例中，PWM信号1722被用于控制流过电压转换器的初级绕组的电流的开关。

如图17所示，斜升信号1714还被比较器1730和1740接收。例如，比较器1730将斜升信号1714与参考电压V_{th_1}相比较，并生成比较信号1732。在另一示例中，比较器1740将斜升信号1714与参考电压V_{th_2}相比较，并生成比较信号1742。

比较信号1732和1742都被阈值生成器1760所接收。阈值生成器1760还接收斜升信号1714。基于至少与比较信号1732和1742以及斜升信号1714相关联的信息，阈值生成器1760输出电压信号1762。例如，电压信号1762表示作为时间的函数的过电流阈值电压V_{th_OC}。在另一示例中，电压信号1762是周期为T的周期信号。根据一个实施例，在每个周期中，电压信号1762覆盖图15(A)所示的三个区域I、II和III。根据另一实施例，在每个周期中，电压信号1762可被用于确定如图14和15所示的针对给定脉冲宽度的阈值电压V_{th_OC}的值。例如，针对给定负载并在给定开关频率上，不同脉冲宽度对应于不同输入线路电压。

电压信号1762被阈值生成器1760发送到比较器1750，比较器1750还接收电流感测信号1752。在一个实施例中，电流感测信号1752是表示电流感测电压V_CS的斜升信号。例如，电流感测电压V_CS随时间以斜率

线性增大。R_s是电阻器1760的电阻，L_p是功率转换器的初级绕组的电感。在另一示例中，电流感测电压V_CS用以下等式确定：

V_CS＝I_sense×R_s(等式35)

其中I_sense表示流过初级绕组的电流。

比较器1750将电压信号1762与电流感测信号1752相比较，并生成输出信号1754。例如，在每个周期T开始时，用于初级绕组的开关被关闭，例如被接通。然后，如果V_CS变得等于或大于V_{th_OC}，输出信号1754则变为逻辑低。如图17所示，输出信号1754被PWM生成器1720接收。根据一个实施例，如果输出信号1754变为逻辑低，PWM信号则断开用于流过初级绕组的电流的开关。因此，初级绕组的不同峰值电流可被实现为输入线路电压的函数和PWM脉冲宽度的函数。

具体而言，根据某些实施例，初级绕组的峰值电流用以下等式确定：

I_{peak} = \frac{V_{th_OC}}{R_{s}}

(等式36)

例如，阈值电压V_{th_OC}是周期为T的周期性电压，并且在每个周期中覆盖三个区域I、II和III。例如，每个周期开始于t₀并结束于t₀+T。时间段I从t₀延伸到t₁，时间段II从t₁延伸到t₂，并且时间段III从t₂延伸到t₀+T。在一个实施例中，过电流阈值电压V_{th_OC}用以下等式确定：

区域I：V_{th_OC}＝V_{th_OC_0}+β₁×(t-t₀)t₀≤t≤t₁(等式37A)

区域II：V_{th_OC}＝V_{th_OC_0}+β₁×(t₁-t₀)+β₂×(t-t₁)

t₁≤t≤t₂ (等式37B)

区域III：V_{th_OC}＝V_{th_OC_0}+β₁×(t₁-t₀)+β₂×(t₂-t₁)

t₂≤t≤t₀+T (等式37C)

其中β₁和β₂是斜率。例如，如图15(A)所示，

β₁＝S_1w (等式38A)

β₂＝S_2w (等式38B)

如上所述并且这里进一步强调，图17仅仅是示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。例如，比较器1750包括两个或更多个比较器。在另一示例中，比较器1750还包括一个或多个逻辑组件，例如AND门。

图18是示出根据本发明实施例用于过电流和过功率保护的控制***1700中的阈值生成器1760和比较器1750的简化图。该图仅仅是示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。阈值生成器1760包括电流源1910和1920、晶体管1930、1940和1950、电容器1960、比较器1970、1972和1974、OR门1980和AND门1990。虽然上面已使用一组所选组件示出阈值生成器1760，但是可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。取决于实施例，组件的布置可以与其他替换组件互换。这些组件的更多细节将从说明书以下部分中找到。

在时钟信号1712的断开时段期间，晶体管1950被接通，并且晶体管1930和1940被关断。例如，晶体管1950是NMOS晶体管MN1，并且晶体管1930和1940分别是PMOS晶体管MP1和MP2。结果，电容器1960上的电压为V_{th_oc_0}。

在时钟信号1712的接通时段期间，晶体管1950被关断。在t₀到t₁之间，信号1732处于逻辑高，信号1742处于逻辑低。结果，晶体管1930被接通，但晶体管1940保持关断。如图18所示，电容器1960通过电流源1910生成的电流1912被充电。在一个实施例中，电流1912等于I_c，并且电容器1960的电容等于C₀。电容器1960上的电压以斜率

斜升，如等式37A所示。电容器1960上的电压是比较器1972的阈值电压。在一个实施例中，比较器1972将阈值电压与电流感测信号1752相比较，并生成比较信号。如果V_CS变得等于或大于阈值电压，输出信号1754则变为逻辑低。根据一个实施例，如果输出信号1754变为逻辑低，PWM信号则断开用于流过初级绕组的电流的开关。

在时钟信号1712的接通时段期间的t₁和t₂之间，信号1732和1742都处于逻辑高。因此，晶体管1930和1940都被接通。电容器1960利用电流1912和电流源1920生成的另一电流1922来充电。在一个实施例中，电流1912等于I_c，电流1922等于k×I_c。电容器1960上的电压以斜率

斜升，如等式37B所示。电容器1960上的电压是比较器1972的阈值电压。在一个实施例中，比较器1972将阈值电压与电流感测信号1752相比较，并生成比较信号。如果V_CS变为等于或大于阈值电压，输出信号1754则变为逻辑低。根据一个实施例，如果输出信号1754变为逻辑低，PWM信号则断开用于流过初级绕组的电流的开关。在t₂之后，当V_CS变得等于或大于V_{th_oc_2}时，比较器1974的输出变为逻辑低。结果，无论比较器1972的输出怎样，信号1754都处于逻辑低。因此，对于某些实施例，过电流阈值电压V_{th_OC}在V_{th_oc_2}饱和，如图15(A)所示。

图19是根据本发明又一实施例的用于过电流和过功率保护的简化控制***。该图仅仅是示例，其不应过度限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将意识到很多变化、替换和修改。***1800包括信号生成器1810、脉宽调制(PWM)生成器1820、比较器1830、1840和1850、电流生成器1860和电阻器1870。虽然上面已使用一组所选组件示出***1800，但是可以存在很多替换、修改和变化。例如，某些组件可以被扩展和/或组合。其他组件可被***到上述组件中。取决于实施例，组件的布置可以与其他替换组件互换。例如，***1800被用于调节功率转换器。这些组件的更多细节将从说明书以下部分中找到。

信号生成器1810生成时钟信号1812和斜升信号1814。时钟信号1812和斜升信号1814被发送到PWM生成器1820。例如，信号生成器1810是振荡器。在另一示例中，斜升信号1814表示作为时间的函数的电压电平。PWM生成器1820生成PWM信号1822。在一个实施例中，PWM信号1822被用于控制用于流过电压转换器的初级绕组的电流的开关。

如图19所示，斜升信号1814还被比较器1830和1840所接收。例如，比较器1830将斜升信号1814与参考电压V_{th_1}相比较，并生成比较信号1832。在另一示例中，比较器1840将斜升信号1814与参考电压V_{th_2}相比较，并生成比较信号1842。

比较信号1832和1842都被电流生成器1860所接收。电流生成器1860还接收斜升信号1814。基于至少与比较信号1832和1842以及斜升信号1814相关联的信息，电流生成器1860生成电流1862。例如，电流1862流到电流生成器1860中。在另一示例中，电流生成器1860是电流吸入器。在又一示例中，电流1862具有作为时间的函数变化的量值I_comp。在一个实施例中，量值I_comp是周期性的，周期为T。

如图19所示，电流生成器1860被耦合到预定电压和电阻器1870。在一个实施例中，预定电压是地电压。在另一实施例中，电阻器1870具有电阻值R_comp。流过电阻器1870的电流1862生成补偿电压V_comp。该补偿电压V_comp被与电流感测电压V_CS叠加在一起，从而生成总电压V_total。例如，电流感测电压V_CS随时间以斜率

线性增大。R_s是电阻器1870的电阻，并且L_p是功率转换器的初级绕组的电感。在另一示例中，电流感测电压V_CS是基于等式35根据R_s和I_sense来确定的，其中I_sense表示流过初级绕组的电流。

根据一个实施例，总电压V_total等于：

V_total＝V_cs-V_comp＝V_cs-I_comp×R_comp＝I_sense×R_s-I_comp×R_comp (等式39)

该总电压V_total被比较器1850接收，比较器1850还接收阈值电压V_{th_OC_0}。比较器1850将总电压V_total和阈值电压V_{th_OC_0}相比较，并生成输出信号1854。例如，在每个周期T开始时，初级绕组的开关是关闭的，例如被接通。然后，如果V_total变得等于或大于V_{th_OC_0}，输出信号1854则变为逻辑低。如图19所示，输出信号1854被PWM生成器1820所接收。根据一个实施例，如果输出信号1854变为逻辑低，PWM信号则断开用于流过初级绕组的电流的开关。因此，针对初级绕组的不同峰值电流可以被实现为输入线路电压的函数和PWM脉冲宽度的函数。

I_{peak} = \frac{V_{th_OC_0} + I_{comp} \times R_{comp}}{R_{s}}

(等式40)

因此，有效阈值电压V_{th_OC_eff}为：

V_{th_OC_eff}＝V_{th_OC_0}+I_comp×R_comp (等式41)

根据一个实施例，在每个周期内，有效阈值电压V_{th_OC_eff}覆盖三个区域I、II和III，如图15(A)所示。根据另一实施例，在每个周期内，等式41可被用于确定如图14和15所示的针对给定脉冲宽度的有效阈值电压V_{th_OC_eff}的值。例如，针对给定负载并在给定开关频率上，不同脉冲宽度对应于不同输入线路电压。

作为等式41的结果，I_comp例如可以用以下等式来确定：

I_{comp} = \frac{V_{th_OC_eff} - V_{th_OC_0}}{R_{comp}}

(等式42)

根据某些实施例，电流量值I_comp是周期性的，周期为T，并且在每个周期中覆盖三个区域I、II和III。例如，每个周期开始于t₀并结束于t₀+T。时间段I从t₀延伸到t₁，时间段II从t₁延伸到t₂，并且时间段III从t₂延伸到t₀+T。在一个实施例中，电流量值I_comp由以下等式确定：

区域I：

I_{comp} = \frac{β_{3} \times (t - t_{0})}{R_{comp}}

t₀≤t≤t₁(等式43A)

区域II：

I_{comp} = \frac{β_{3} \times (t_{1} - t_{0}) + β_{4} \times (t - t_{1})}{R_{comp}}

t₁≤t≤t₂(等式43B)

区域III：

I_{comp} = \frac{β_{3} \times (t_{1} - t_{0}) + β_{4} \times (t_{2} - t_{1})}{R_{comp}}

t₂≤t≤t₀+T (等式43C)

其中β₃和β₄是斜率。例如，如图15(A)所示：

β₃＝S_1w (等式44A)

β₄＝S_2w (等式44B)

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括被配置用于生成阈值信号的阈值生成器和被配置用于接收阈值信号和第一信号并生成比较信号的第一比较器。第一信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括被配置用于接收比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并调节功率转换器的输入电流的开关。阈值信号与作为时间的函数的阈值量值相关联。阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。例如，该***是根据图17来实现的。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括被配置用于生成第一阈值信号的阈值生成器和被配置用于接收第一阈值信号和第一输入信号并生成第一比较信号的第一比较器。第一输入信号与功率转换器的输入电流相关联，并且第一阈值信号与作为时间的函数的第一阈值量值相关联。另外，该***包括被配置用于接收第二阈值信号和第一输入信号并生成第二比较信号的第二比较器。该第二阈值信号与第二阈值量值相关联。此外，该***包括被配置用于接收第一比较信号和第二比较信号并生成输出信号的逻辑组件。而且，该***包括被配置用于接收输出信号并响应于输出信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并调节功率转换器的输入电流的开关。第一阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且第一阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。例如，该***是根据图17和/或18来实现的。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的***包括电流生成器和比较器，所述电流生成器被配置用于生成流到电流生成器中的第一电流，所述比较器被配置用于接收阈值信号和第一信号并生成比较信号。第一信号是第二信号和第三信号之和，第二信号与第一电流相关联，第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该***包括被配置用于接收比较信号并响应于比较信号生成调制信号的脉宽调制生成器，以及被配置用于接收调制信号并调节功率转换器的输入电流的开关。第一电流与作为时间的函数的电流量值相关联。电流量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且电流量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。例如，该***是根据图19来实现的。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括生成阈值信号以及接收阈值信号和第一信号。第一信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该方法包括处理与阈值信号和第一信号相关联的信息，基于至少与阈值信号和第一信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号来调节功率转换器的输入电流。阈值信号与作为时间的函数的阈值量值相关联。阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。例如，该方法是根据图17来实现的。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括生成第一阈值信号。该第一阈值信号与作为时间的函数的第一阈值量值相关联。另外，该方法包括接收第一阈值信号和第一输入信号。该第一输入信号与功率换换器的输入电流相关联。此外，该方法包括处理与第一阈值信号和第一输入信号相关联的信息，基于至少与第一阈值信号和第一输入信号相关联的信息生成第一比较信号，以及接收第二阈值信号和第一输入信号。该第二阈值信号与第二阈值量值相关联。而且，该方法包括处理与第二阈值信号和第一输入信号相关联的信息，基于至少与第二阈值信号和第一输入信号相关联的信息生成第二比较信号，接收第一比较信号和第二比较信号，以及基于至少与第一比较信号和第二比较信号相关联的信息来生成输出信号。另外，该方法包括处理与输出信号相关联的信息，基于至少与输出信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号调节功率转换器的输入电流。第一阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且第一阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。例如，该方法是根据图17和/或18来实现的。

根据又一实施例，一种用于保护功率转换器的方法包括生成流到电流生成器中的第一电流以及接收阈值信号和第一信号。第一信号是第二信号和第三信号之和，第二信号与第一电流相关联，第三信号与功率转换器的输入电流相关联。另外，该方法包括处理与阈值信号和第一信号相关联的信息，基于至少与阈值信号和第一信号相关联的信息生成比较信号，处理与比较信号相关联的信息，基于至少与比较信号相关联的信息生成调制信号，以及响应于调制信号来调节功率转换器的输入电流。第一电流与作为时间的函数的电流量值相关联。该电流量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大，并且该电流量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大。第一斜率和第二斜率不同。例如，该方法是根据图19来实现的。

虽然已经描述了本发明的特定实施例，但是本领域技术人员将会理解，存在等同于所述实施例的其他实施例。据此，将会理解，本发明并不受限于所述特定实施例，而是仅由所附权利要求的范围来限定。

Claims

1.一种用于保护功率转换器的***，该***包括：

阈值生成器，其被配置用于生成阈值信号；

第一比较器，其被配置用于接收所述阈值信号和第一信号并生成比较信号，所述第一信号与功率转换器的输入电流相关联；

脉宽调制生成器，其被配置用于接收所述比较信号并响应于所述比较信号生成调制信号；

开关，其被配置用于接收所述调制信号并调节所述功率转换器的输入电流；

其中：

所述阈值信号与作为时间的函数的阈值量值相关联；

所述阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大；

所述阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大；

所述第一斜率和所述第二斜率是不同的。

2.如权利要求1所述的***，其中所述阈值量值是周期性的，其具有阈值周期，所述阈值周期至少包括所述第一时段和所述第二时段。

3.如权利要求2所述的***，其中所述阈值周期还包括第三时段。

4.如权利要求3所述的***，其中：

所述阈值量值在所述第一时段期间从第一阈值增大到第二阈值；

所述阈值量值在所述第二时段期间从所述第二阈值增大到第三阈值；

所述阈值量值在所述第三时段期间保持恒定。

5.如权利要求1所述的***，其中：

所述功率转换器包括电感绕组；

所述输入电流经过所述电感绕组流入所述开关并被所述开关调节。

6.如权利要求1所述的***，还包括第一电阻器，其被配置用于将所述功率转换器的输入电流转换成第一电压，该第一电压用所述第一信号表示。

7.如权利要求6所述的***，其中所述阈值信号表示阈值电压。

8.如权利要求1所述的***，其中如果所述比较信号指示所述第一信号的第一幅度等于或大于所述阈值信号的幅度，所述调制信号则断开所述开关。

9.如权利要求1所述的***，其中所述脉宽调制生成器包括脉宽调制比较器、逻辑控制器和栅极驱动器，其中：

所述逻辑控制器被配置用于接收所述比较信号并生成控制信号；

所述栅极驱动器被配置用于接收所述控制信号并生成所述调制信号。

10.一种用于保护功率转换器的***，该***包括：

阈值生成器，其被配置用于生成第一阈值信号；

第一比较器，其被配置用于接收所述第一阈值信号和第一输入信号并生成第一比较信号，所述第一输入信号与功率转换器的输入电流相关联，所述第一阈值信号与作为时间的函数的第一阈值量值相关联；

第二比较器，其被配置用于接收第二阈值信号和所述第一输入信号并生成第二比较信号，所述第二阈值信号与第二阈值量值相关联；

逻辑组件，其被配置用于接收所述第一比较信号和所述第二比较信号并生成输出信号；

脉宽调制生成器，其被配置用于接收所述输出信号并响应于所述输出信号生成调制信号；

其中：

所述第一阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大；

所述第一阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大；

所述第一斜率和所述第二斜率是不同的。

11.如权利要求10所述的***，其中所述第二阈值量值是恒定的。

12.如权利要求10所述的***，其中所述第一阈值量值是周期性的，其具有阈值周期，所述阈值周期至少包括所述第一时段和所述第二时段。

13.如权利要求10所述的***，其中：

所述功率转换器包括电感绕组；

14.如权利要求10所述的***，还包括第一电阻器，其被配置用于将所述功率转换器的输入电流转换成第一电压，该第一电压用所述第一输入信号表示。

15.如权利要求14所述的***，其中：

所述第一阈值信号表示第一阈值电压；

所述第二阈值信号表示第二阈值电压。

16.如权利要求10所述的***，其中所述逻辑组件是与门。

17.如权利要求10所述的***，其中：

如果所述第一输入信号的第一输入幅度等于或大于有效阈值幅度，所述调制信号则断开所述开关；

如果所述第一阈值量值等于或小于所述第二阈值量值，所述有效阈值幅度则等于所述第一阈值量值；

如果所述第一阈值量值高于所述第二阈值量值，所述有效阈值幅度则等于所述第二阈值量值。

18.一种用于保护功率转换器的***，该***包括：

电流生成器，其被配置用于生成流到所述电流生成器中的第一电流；

比较器，其被配置用于接收阈值信号和第一信号并生成比较信号，所述第一信号是第二信号和第三信号之和，所述第二信号与所述第一电流相关联，所述第三信号与功率转换器的输入电流相关联；

其中：

所述第一电流与作为时间的函数的电流量值相关联；

所述电流量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大；

所述电流量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大；

所述第一斜率和所述第二斜率是不同的。

19.如权利要求18所述的***，其中所述阈值信号与阈值量值相关联，所述阈值量值是恒定的。

20.如权利要求18所述的***，其中所述电流量值是周期性的，其具有量值周期，所述量值周期至少包括所述第一时段和所述第二时段。

21.如权利要求20所述的***，其中所述量值周期还包括第三时段。

22.如权利要求21所述的***，其中：

所述电流量值在所述第一时段期间从第一电流值增大到第二电流值；

所述电流量值在所述第二时段期间从所述第二电流值增大到第三电流值；

所述电流量值在所述第三时段期间保持恒定。

23.如权利要求18所述的***，其中：

所述功率转换器包括电感绕组；

24.如权利要求18所述的***，还包括：

第一电阻器，其被配置用于将所述第一电流转换成第一电压，该第一电压用所述第二信号表示；

第二电阻器，其被配置用于将所述功率转换器的输入电流转换成第二电压，该第二电压用所述第三信号表示。

25.如权利要求24所述的***，其中所述阈值信号表示阈值电压。

26.如权利要求18所述的***，其中如果所述比较信号指示所述第一信号的第一幅度等于或大于所述阈值信号的阈值幅度，所述调制信号则断开所述开关。

27.如权利要求18所述的***，其中所述脉宽调制生成器包括脉宽调制比较器、逻辑控制器和栅极驱动器，其中：

28.一种用于保护功率转换器的方法，该方法包括：

生成阈值信号；

接收所述阈值信号和第一信号，所述第一信号与功率转换器的输入电流相关联；

处理与所述阈值信号和所述第一信号相关联的信息；

基于至少与所述阈值信号和所述第一信号相关联的信息生成比较信号；

处理与所述比较信号相关联的信息；

基于至少与所述比较信号相关联的信息生成调制信号；

响应于所述调制信号来调节所述功率转换器的输入电流；

其中：

所述阈值信号与作为时间的函数的阈值量值相关联；

所述阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大；

所述阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大；

所述第一斜率和所述第二斜率是不同的。

29.一种用于保护功率转换器的方法，该方法包括：

生成第一阈值信号，该第一阈值信号与作为时间的函数的第一阈值量值相关联；

接收所述第一阈值信号和第一输入信号，该第一输入信号与功率转换器的输入电流相关联；

处理与所述第一阈值信号和所述第一输入信号相关联的信息；

基于至少与所述第一阈值信号和所述第一输入信号相关联的信息生成第一比较信号；

接收第二阈值信号和所述第一输入信号，所述第二阈值信号与第二阈值量值相关联；

处理与所述第二阈值信号和所述第一输入信号相关联的信息；

基于至少与所述第二阈值信号和所述第一输入信号相关联的信息生成第二比较信号；

接收所述第一比较信号和所述第二比较信号；

基于至少与所述第一比较信号和所述第二比较信号相关联的信息来生成输出信号；

处理与所述输出信号相关联的信息；

基于至少与所述输出信号相关联的信息生成调制信号；

响应于所述调制信号调节所述功率转换器的输入电流；

其中：

所述第一阈值量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大；

所述第一阈值量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大；

所述第一斜率和所述第二斜率是不同的。

30.一种用于保护功率转换器的方法，该方法包括：

生成流到电流生成器中的第一电流；

接收阈值信号和第一信号，所述第一信号是第二信号和第三信号之和，所述第二信号与所述第一电流相关联，所述第三信号与功率转换器的输入电流相关联；

处理与所述阈值信号和所述第一信号相关联的信息；

处理与所述比较信号相关联的信息；

基于至少与所述比较信号相关联的信息生成调制信号；

响应于所述调制信号来调节所述功率转换器的输入电流；

其中：

所述第一电流与作为时间的函数的电流量值相关联；

所述电流量值在第一时段期间以第一斜率随时间增大；

所述电流量值在第二时段期间以第二斜率随时间增大；

所述第一斜率和所述第二斜率是不同的。