JP4096201B2 - Dc−dc変換器 - Google Patents
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Description
この種の問題を解決するためにスイッチ制御回路の電源を構成するトランスの3次巻線の巻数を増やし且つ第2の整流平滑回路の平滑コンデンサの容量を大きくすることが考えられる。しかし、このようにトランスの3次巻線の巻数を増やし且つ第2の整流平滑回路の平滑コンデンサの容量を大きくすると、ここでの損失が大きくなり、DC−DCコンバータの総合効率が低下する。別の方法として間欠的動作におけるスイッチのオン・オフ制御の停止期間Toff を短く設定することが考えられる。しかし、停止期間Toff を短くすると、単位時間当りのスイッチング回数の低減効率が少なくなり、効率向上を十分に図れない。
上記目的を達成するための本発明のDC−DC変換器は、対の直流入力端子4,5と、トランス6と、前記対の直流入力端子4,5間に前記トランスを介して接続された少なくとも1つのスイッチ7と、前記スイッチ7をオン・オフ制御するために前記スイッチ7の制御端子に接続されたスイッチ制御回路2又は2aと、前記トランス6と負荷15との間に接続された第1の整流平滑回路9と、前記トランス6と前記スイッチ制御回路2又は2aの電源端子16a,16bとの間に接続された第2の整流平滑回路10とを有している。前記スイッチ制御回路2又は2aは、前記負荷15が所定値よりも大きい時に前記スイッチ7を連続的にオン・オフ制御する第1の機能及び前記負荷15が前記所定値よりも小さい時に前記スイッチ7のオン・オフ制御を間欠的に停止する第2の機能を有している。前記DC−DC変換器は、更に、前記第2の整流平滑回路10の出力電圧が所定値よりも低いか否かを判定する判定手段と、前記判定手段から得られた前記第2の整流平滑回路10の出力電圧が前記所定値よりも低いことを示す信号に応答して前記第2の機能に従う前記スイッチのオン・オフ制御の間欠的停止動作を阻止する間欠動作阻止手段とを有している。
前記所定値は、前記第2の整流平滑回路10の定格出力電圧よりも低く且つ前記スイッチ制御回路2又は2aの動作を維持することができる許容最低電圧又はこれよりも高い値であることが望ましい。
前記スイッチ制御回路2又は2aは、前記第1の整流平滑回路9の直流出力電圧を検出する出力電圧検出回路17と、前記出力電圧検出回路17の出力に応答して前記第1の整流平滑回路9の出力電圧を一定に制御するためのパルスを形成して前記スイッチ7の制御端子に送るスイッチ制御パルス発生回路18又は18aと、前記負荷15が所定値よりも小さいか否かを検出し、前記負荷15が前記所定値よりも小さい時に前記スイッチ7をオン・オフするためのパルスを前記スイッチ7に供給することを禁止するための指令を発生する間欠指令発生回路19とを有していることが望ましい。
前記スイッチ制御パルス発生回路18は、前記スイッチのオン期間に同期して傾斜電圧を発生する傾斜電圧発生手段8又は60と、前記出力電圧検出回路17の出力に応答して電圧帰還信号を形成する電圧帰還信号形成手段と、前記電圧帰還信号形成手段と前記傾斜電圧発生手段8又は60とに接続され、傾斜電圧発生手段の出力と前記電圧帰還信号とを比較する比較器42と、所定の周期でパルスを発生する発振器35と、前記発振器35に接続された第1の入力端子と前記比較器42に接続された第2の入力端子とを有するRSフリップフロップ36と、前記間欠指令発生回路19の出力が前記スイッチ7をオン・オフするためのパルスの通過を禁止を示している時に前記RSフリップフロップ36の出力パルスの通過を禁止するために前記RSフリップフロップ36の出力端子に接続された一方の入力端子と前記間欠指令発生回路19に接続された他方の入力端子とを有している論理回路37と、前記論理回路37の出力に基づいて前記スイッチ7を駆動する駆動手段38とから成ることが望ましい。
前記スイッチ制御パルス発生回路18aは、前記スイッチのオン期間に同期して傾斜電圧を発生する傾斜電圧発生手段8又は60と、前記出力電圧検出回路17の出力に応答して電圧帰還信号を形成する電圧帰還信号形成手段と、傾斜電圧発生手段の出力と前記電圧帰還信号とを比較するために前記電圧帰還信号形成手段と前記傾斜電圧発生手段とに接続された比較器42と、所定の周期でパルスを発生する発振器35と、前記間欠指令発生回路19の出力が前記スイッチ7をオン・オフするためのパルスの通過禁止を示している時に前記発振器35の出力パルスの通過を禁止するために前記発振器35に接続された一方の入力端子と前記間欠指令発生回路19に接続された他方の入力端子とを有している論理回路37と、前記論理回路37に接続された第1の入力端子と前記比較器42に接続された第2の入力端子とを有するRSフリップフロップ36と、前記RSフリップフロップ36の出力に基づいて前記スイッチ7を駆動する駆動手段38とで構成することができる。
前記判定手段は、前記第2の整流平滑回路10の出力電圧検出する電圧検出手段26と、所定の電圧基準(V52)を与える基準電圧源52と、前記電圧検出手段26の出力が前記所定の電圧基準(V52)よりも低いか否かを判定するために前記電圧検出手段26に接続された第1の入力端子と前記基準電圧源52に接続された第2の入力端子とを有する比較器51とで構成することができる。
間欠動作阻止手段53は、前記電圧検出手段26の出力が前記所定の電圧基準(V52)よりも低いことを示す信号に応答して前記間欠指令発生回路19の前記スイッチ7のオン・オフ制御の間欠的停止を示す信号の伝送を阻止するために前記比較器51に接続された第1の入力端子と前記間欠指令発生回路19に接続された第2の入力端子とを有する論理回路手段53であることが望ましい。
また、たとえ前記スイッチ7のオン・オフ制御を間欠的に停止する期間が長くなったとしても、スイッチ制御回路の電源電圧が許容最低電圧よりも低くなることがない。従って、負荷が所定値よりも小さい時に前記スイッチ7のオン・オフ制御を間欠的に停止するモードにおける前記スイッチ7のオン・オフ駆動期間Tonと前記スイッチ7のオン・オフ駆動停止期間Toff との比率を高効率が得られるように決定し、DC−DC変換器の効率を高めることができる。
DC−DC変換回路1は、直流電源3に接続された対の直流入力端子4、5と、トランス6と、スイッチ7と、電流検出抵抗8と、第1及び第2の整流平滑回路9、10と、対の直流出力端子11、12と、起動抵抗13とを有する。
スイッチ制御パルス発生回路18は出力電圧検出回路17に光結合され且つ電流検出抵抗8にライン23によって接続され且つライン24によってスイッチ7の制御端子に接続され、スイッチ7をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成する。なお、電流検出抵抗8が図1において、スイッチ制御パルス発生回路18の外側に示されているが、電流検出抵抗8をスイッチ制御パルス発生回路18の一部と考えることもできる。スイッチ制御パルス発生回路18の詳細は後述する。
間欠指令発生回路19はライン25によってスイッチ制御パルス発生回路18に接続され、スイッチ制御パルス発生回路18の中に含まれている直流出力電圧の大きさの情報を含む電圧帰還信号Vfに基づいて負荷15が軽負荷か否かを判定し、軽負荷の時にスイッチ制御パルスを間欠的に発生させるための間欠指令を形成する。この間欠指令発生回路19の詳細は後述する。
間欠指令阻止回路20はライン26によって制御電源端子16aに接続され且つライン27及び28によって間欠指令発生回路19とスイッチ制御パルス発生回路18との間に接続されている。この間欠指令阻止回路20は、制御電源端子16aの電圧が所定値以下になったか否かを判定する判定手段、及び制御電源端子16aの電圧が所定値以下になったことを示す判定結果が得られた時に間欠指令の伝送を阻止する間欠動作阻止手段を有する。なお、この間欠指令阻止回路20をスイッチ制御回路2の外側に配置することができる。この間欠指令阻止回路20の詳細は後述する。
なお、図3は定格負荷即ち通常負荷状態時の図1及び図2の各部の状態を示し、図4は間欠動作を開始する直前の図1及び図2の各部の状態を示し、図5は正常負荷状態時、間欠動作時,及び間欠動作阻止時における図1及び図2の各部の状態を示す。
参照電圧発生回路45は第2の比較器44のヒステリシス動作のために第1の参照電圧V1 を発生する第1の参照電圧源46と、第2の参照電圧V2 を発生する第2の参照電圧源47と、第1及び第2の選択スイッチ48、49と、位相反転回路50とを有する。第1及び第2の参照電圧源46、47は図5(C)に示す第1及び第2の参照電圧V1 、V2 を発生するものであって、第1及び第2の選択スイッチ48、49を介して第2の比較器44の負入力端子に接続されている。第1の選択スイッチ48の制御端子は第2の比較器44の出力端子に接続されており、第1の選択スイッチ48は第2の比較器44の高レベル出力に応答してオン状態になる。第2の選択スイッチ49の制御端子は反転回路50を介して第2の比較器44の出力端子に接続されているので、第2の選択スイッチ49は第2の比較器44の低レベル出力に応答してオン状態になる。
図7のスイッチ制御パルス発生回路18aでは、ORゲート53の出力によって発振器35の出力パルスがANDゲート37で阻止されていない時に、発振器35の出力パルスがRSフリップフロップ36のセット入力信号となる。図7のスイッチ制御パルス発生回路18aの基本的動作は図2のスイッチ制御パルス発生回路18と同一である。
(1) 図1のDC−DC変換回路1は、周知のフォワ−ド型DC−DCコンバ−タ回路、周知の対のスイッチを有するハ−フブリッジ型DC−DC変換回路、又は変形ハ−フブリッジ型DC−DC変換回路、又は4個のスイッチをブリッジに接続したブリッジ型インバ−タ回路とこの出力段に接続した整流平滑回路とから成る変換回路、又は2個のスイッチとトランスとの組み合せから成るプッシュプル型インバ−タと整流平滑回路との組み合せから成る変換回路とすることができる。要するに、DC−DC変換回路1は、1つ又は複数のスイッチをオン・オフ制御する形式のあらゆる回路に置き変えることができる。
(2) スイッチ7のオンオフ繰返し周波数即ちスイッチング周波数を一定としないで、負荷の大きさに応じて変えることができる。
(3) 電流検出抵抗8の電圧から図3(E)、図4(E)の鋸波状の電流検出信号Viを得る代りに、図8に示すようにコンデンサCとこの充電用抵抗Rと放電用スイッチSWとから成る傾斜電圧発生手段60を設けことができる。図8において、直流電源端子+Vの電圧によって抵抗Rを介してコンデンサCが充電され、コンデンサCから図9(B)に示す傾斜電圧Vcがスイッチ7のオンに同期して得られる。この場合、図9(B)に示す傾斜電圧Vcが電圧帰還信号Vfに達した時に、RSフリップフリップ36が図9(C)に示す第1の比較器42の出力V42でリセットされ、RSフリップフリップ36の反転出力によってスイッチSWがオンになり、コンデンサCが放電する。
(4) 間欠指令発生回路19の第2の比較器44をヒステリシス特性付き比較器として、基準電圧源45を単一の基準電圧源とすることができる。
(5) スイッチ7をバイポ−ラトランジスタ、IGBT(絶縁ゲ−ト型バイポ−ラトランジスタ)等の別の半導体スイッチング素子にすることができる。
(6) 発光ダイオ−ド34とホトトランジスタ39との光結合の部分を電気的結合回路とすることができる。この場合には出力電圧検出回路17で直流出力端子11、12間の電圧に対して反比例的関係を有する電圧帰還信号Vfを形成し、この電圧帰還信号Vfを第1の比較器42に供給する。
(7) 電流検出抵抗4の代りにホ−ル素子等の磁電変換装置による電流検出手段を設けることができる。
(8) ANDゲ−ト37、及びORゲ−トをこれと等価な別の論理回路とすることができる。
(9) 間欠指令発生回路19を電流検出信号Viが所定値よりも低いか否かの検出に基づいて軽負荷状態か否かを検出する回路に変形することができる。
図2は図1のスイッチ制御回路を詳しく示すブロック図である。
図3は定格負荷時における図1及び図2の各部の状態を示す波形図である、
図4は間欠動作直前における図1及び図2の各部の状態を示す波形図である。
図5は3つのスイッチ制御モードにおける図2の各部の状態を示す波形図である。
図6は第2の実施形態のDC−DCコンバ−タを示す回路図である。
図7は第3の実施形態のスイッチ制御回路を図2と同様に示す回路図である。
図8は変形例のスイッチ制御回路の一部を示す回路図である。
図9は図8の各部の状態を示す波形図である。
2 スイッチ制御回路
6 トランス
7 スイッチ
9、10 第1及び第2の整流平滑回路
18 スイッチ制御パルス形成回路
19 間欠指令発生回路
20 間欠指令阻止回路
Claims (6)
- 対の直流入力端子(4,5)と、トランス(6)と、前記対の直流入力端子(4,5)間に前記トランスを介して接続された少なくとも1つのスイッチ(7)と、前記スイッチ(7)をオン・オフ制御するために前記スイッチ(7)の制御端子に接続されたスイッチ制御回路(2又は2a)と、前記トランス(6)と負荷(15)との間に接続された第1の整流平滑回路(9)と、前記トランス(6)と前記スイッチ制御回路(2又は2a)の電源端子(16a,16b)との間に接続された第2の整流平滑回路(10)とを有し、且つ前記スイッチ制御回路(2又は2a)が、前記負荷(15)が所定値よりも大きい時に前記スイッチ(7)を連続的にオン・オフ制御する第1の機能及び前記負荷(15)が前記所定値よりも小さい時に前記スイッチ(7)のオン・オフ制御を間欠的に停止する第2の機能を有しているDC−DC変換器であって、
前記第2の整流平滑回路(10)の出力電圧が所定値よりも低いか否かを判定する判定手段(26、51、52)と、
前記判定手段から得られた前記第2の整流平滑回路(10)の出力電圧が前記所定値よりも低いことを示す信号に応答して、前記第2の機能に従う前記スイッチのオン・オフ制御の間欠的停止動作を阻止する間欠動作阻止手段(53)と
を有していることを特徴とするDC−DC変換器。 - 前記所定値は、前記第2の整流平滑回路(10)の定格出力電圧よりも低く且つ前記スイッチ制御回路(2)の動作を維持することができる許容最低電圧又はこれよりも高い値であることを特徴とする請求項1に従うDC−DC変換器。
- 前記スイッチ制御回路(2又は2a)は、
前記第1の整流平滑回路(9)の直流出力電圧を検出する出力電圧検出回路(17)と、
前記出力電圧検出回路(17)の出力に応答して前記第1の整流平滑回路(9)の出力電圧を一定に制御するためのパルスを形成して前記スイッチ(7)の制御端子に送るスイッチ制御パルス発生回路(18又は18a)と、
前記負荷(15)が所定値よりも小さいか否かを検出し、前記負荷(15)が前記所定値よりも小さい時に前記スイッチ(7)をオン・オフするためのパルスを前記スイッチ(7)に供給することを禁止するための指令を発生する間欠指令発生回路(19)とを有し、
前記間欠動作阻止手段は、前記間欠指令発生回路(19)から出力される間欠指令を無効にする論理回路(53)であることを特徴とする請求項1に従うDC−DC変換器。 - 前記スイッチ制御パルス発生回路(18)は、
前記スイッチのオン期間に同期して傾斜電圧を発生する傾斜電圧発生手段(8又は60)と、
前記出力電圧検出回路(17)の出力に応答して電圧帰還信号を形成する電圧帰還信号形成手段(39,40)と、
前記傾斜電圧発生手段の出力と前記電圧帰還信号とを比較するために前記電圧帰還信号形成手段(39,40)と前記傾斜電圧発生手段(8又は60)とに接続された比較器(42)と、
所定の周期でパルスを発生する発振器(35)と、
前記発振器(35)に接続された第1の入力端子と前記比較器(42)に接続された第2の入力端子とを有するRSフリップフロップ(36)と、
前記間欠指令発生回路(19)の出力が前記スイッチ(7)をオン・オフするためのパルスの通過禁止を示している時に前記RSフリップフロップ(36)の出力パルスの通過を禁止するために前記RSフリップフロップ(36)の出力端子に接続された一方の入力端子と前記間欠指令発生回路(19)に接続された他方の入力端子とを有する論理回路(37)と、
前記論理回路(37)の出力に基づいて前記スイッチ(7)を駆動する駆動手段(38)と
から成ることを特徴とする請求項3に従うDC−DC変換器。 - 前記スイッチ制御パルス発生回路(18 a)は、
前記スイッチのオン期間に同期して傾斜電圧を発生する傾斜電圧発生手段(8又は60)と、
前記出力電圧検出回路(17)の出力に応答して電圧帰還信号を形成する電圧帰還信号形成手段(39,40)と、
傾斜電圧発生手段の出力と前記電圧帰還信号とを比較するために前記電圧帰還信号形成手段と前記傾斜電圧発生手段とに接続された比較器(42)と、
所定の周期でパルスを発生する発振器(35)と、
前記間欠指令発生回路(19)の出力が前記スイッチ(7)をオン・オフするためのパルスの通過禁止を示している時に前記発振器(35)の出力パルスの通過を禁止するために前記発振器(35)に接続された一方の入力端子と前記間欠指令発生回路(19)に接続された他方の入力端子とを有している論理回路(37)と、
前記論理回路(37)に接続された第1の入力端子と前記比較器(42)に接続された第2の入力端子とを有するRSフリップフロップ(36)と、
前記RSフリップフロップ(36)の出力に基づいて前記スイッチ(7)を駆動する駆動手段(38)と
から成ることを特徴とする請求項3に従うDC−DC変換器。 - 前記判定手段は、前記第2の整流平滑回路(10)の出力電圧検出する電圧検出手段(26)と、所定の電圧基準(V52)を与える基準電圧源(52)と、前記電圧検出手段(26)の出力が前記所定の電圧基準(V52)よりも低いか否かを判定するために前記電圧検出手段(26)に接続された第1の入力端子と前記基準電圧源(52)に接続された第2の入力端子とを有する比較器(51)とから成り、
間欠動作阻止手段(53)は、前記電圧検出手段(26)の出力が前記所定の電圧基準(V52)よりも低いことを示す信号に応答して前記間欠指令発生回路(19)の前記スイッチ(7)のオン・オフ制御の間欠的停止を示す信号の伝送を阻止するために前記比較器(51)に接続された第1の入力端子と前記間欠指令発生回路(19)に接続された第2の入力端子とを有する論理回路手段(53)であることを特徴とする請求項4又は5に従うDC−DC変換器。
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