JP6295782B2 - 電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法 - Google Patents

電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法 Download PDF

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Description

開示の実施形態は、電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法に関する。
従来、昇圧回路および単相インバータを備え、直流電源の電圧を昇圧回路により昇圧することにより、直流電源の電圧よりも振幅が大きな交流電圧を単相インバータから出力する電力変換装置が知られている。
この種の電力変換装置に関し、特許文献１では、昇圧回路の昇圧制御と単相インバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御とを交互に実施して単相インバータから交流電圧を出力する技術が提案されている。例えば、直流電源の電圧よりも出力交流電圧の絶対値が小さい部分を単相インバータにより生成し、直流電源の電圧よりも出力交流電圧の絶対値が大きい部分を昇圧回路で生成する技術が提案されている。
さらに、特許文献１に記載の電力変換装置では、昇圧回路の昇圧制御と単相インバータのＰＷＭ制御との切り替え前後の所定期間において、これらの制御を共に行うことで、切り替え時の交流電圧波形の歪みを抑制している。
国際公開第２０１３／０６９３２６号
しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置では、昇圧回路の昇圧制御と単相インバータのＰＷＭ制御との切り替え時において、交流電圧波形の歪みの抑制には効果があるものの、交流電流波形の歪みを抑制することが難しい。
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、昇圧回路の昇圧制御と単相インバータのＰＷＭ制御との切り替え時における交流電流波形の歪みを抑制できる電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法を提供することを目的とする。
実施形態の一態様に係る電力変換装置は、昇圧回路と、単相インバータと、電流制御部と、電力変換制御部とを備える。前記昇圧回路は、直流電源の電圧を昇圧する。前記単相インバータは、前記昇圧回路から出力される電圧を交流電圧に変換する。前記電流制御部は、前記単相インバータから出力される電流と電流指令との偏差に応じて電圧指令を生成する。前記電力変換制御部は、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が小さい部分を前記単相インバータに生成させ、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を前記昇圧回路に生成させることにより、前記単相インバータから前記電圧指令に応じた交流電圧を出力させる。
実施形態の一態様によれば、昇圧回路の昇圧制御と単相インバータのＰＷＭ制御との切り替え時における交流電流波形の歪みを抑制することができる電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法を提供することができる。
図１は、第１の実施形態に係る発電システムの構成例を示す図である。 図２は、図１に示す制御部による制御処理と出力電圧との関係を示す図である。 図３は、図１に示す電力変換装置の制御部の構成例を示す図である。 図４は、図３に示す電流指令生成器の構成例を示す図である。 図５は、図３に示す電流歪抽出器の構成例を示す図である。 図６は、図３に示す電流歪補償器の構成例を示す図である。 図７は、図３に示す制御部から出力されるゲート信号と出力電圧と母線電圧の関係例を示す図である。 図８は、図１に示す制御部による処理の一例を示すフローチャートである。 図９は、第２の実施形態に係る発電システムにおける電力変換装置の制御部の構成例を示す図である。 図１０は、図９に示す電流・電圧歪補償器の構成例を示す図である。 図１１は、第３の実施形態に係る電力変換装置の制御部の構成例を示す図である。 図１２は、調整ゲインと出力電流との関係の一例を示す図である。 図１３は、第４の実施形態に係る電力変換装置のｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器の構成例を示す図である。
以下、添付図面を参照して、本願の開示する電力変換装置、発電システム、制御装置および電力変換方法の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。例えば、以下においては、直流電源および発電装置の一例として太陽電池を説明するが、直流電源および発電装置は、太陽電池以外の直流発電機や燃料電池などであってもよい。また、直流電源は、例えば、交流電源（交流発電機を含む）とコンバータとを含み、交流電源の交流電力をコンバータで直流電力へ変換して出力する構成であってもよい。
［１．第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態に係る発電システムの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係る発電システム１は、電力変換装置２および太陽電池３を備える。電力変換装置２は、太陽電池３で発電された直流電力を交流電力へ変換して電力系統４へ出力する。なお、図１に示す例では、電力変換装置２は電力系統４に接続されるが、電力系統４は、負荷であればよく、例えば、交流電力で動作する機器であってもよい。
［１．１．電力変換装置２］
電力変換装置２は、入力端子Ｔｐ、Ｔｎと、出力端子Ｔ１、Ｔ２と、昇圧回路１０と、単相インバータ１１と、出力フィルタ１２と、電源電流検出部１３と、電源電圧検出部１４と、出力電流検出部１５と、出力電圧検出部１６と、母線電圧検出部１７と、制御部１８とを備える。
入力端子Ｔｐは太陽電池３の正極に接続され、入力端子Ｔｎは太陽電池３の負極に接続される。また、出力端子Ｔ１、Ｔ２は電力系統４に接続される。太陽電池３から入力端子Ｔｐ、Ｔｎを介して入力された直流電圧は、昇圧回路１０および単相インバータ１１によって交流電圧に変換され、変換後の交流電圧が出力端子Ｔ１、Ｔ２から電力系統４へ出力される。
昇圧回路１０は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６と、ダイオードＤ５、Ｄ６と、リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１、Ｃ２とを有する。リアクトルＬ１の一端は太陽電池３に接続される。
スイッチング素子Ｑ５は、リアクトルＬ１を介して太陽電池３の正極と負極との間に並列に接続される。ダイオードＤ５は、スイッチング素子Ｑ５に逆並列に接続される。スイッチング素子Ｑ６は、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ５との接続点に一端が接続され、他端が単相インバータ１１に接続される。ダイオードＤ６は、スイッチング素子Ｑ６に逆並列に接続される。
コンデンサＣ１は、太陽電池３の正極と負極との間に接続され、入力端子Ｔｐ、Ｔｎ間の電圧変動を抑制する。コンデンサＣ２は、昇圧回路１０の出力側に接続され、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ５によって昇圧された電圧を平滑する。
かかる昇圧回路１０は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を交互にオン／オフに制御して、太陽電池３から出力される直流電圧を昇圧し、昇圧した電圧をスイッチング素子Ｑ６から出力する。また、昇圧回路１０は、スイッチング素子Ｑ５をオフおよびスイッチング素子Ｑ６をオンに制御して、太陽電池３から出力される直流電圧をスイッチング素子Ｑ６から出力する。
このように、昇圧回路１０は、太陽電池３から出力される直流電圧を昇圧したり、太陽電池３から出力される直流電圧を昇圧せずに出力したりすることができる。
単相インバータ１１は、ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれ逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４とを備える。かかる単相インバータ１１においては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４のオン／オフにより、母線電圧Ｖｐｎが正の交流電圧に変換され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３のオン／オフにより母線電圧Ｖｐｎが負の交流電圧に変換される。
また、単相インバータ１１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオンに制御して母線電圧Ｖｐｎを正の電圧として出力し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオンに制御して母線電圧Ｖｐｎを負の電圧として出力する。このように、単相インバータ１１は、出力する電圧の極性を制御するとともに、母線電圧Ｖｐｎを交流電圧波形に変換したり、母線電圧Ｖｐｎを変換せずに出力したりすることができる。
なお、上述したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えば、窒化ガリウム(ＧａＮ)または炭化珪素(ＳｉＣ)を含むワイドバンドギャップ半導体である。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などであってもよい。
出力フィルタ１２は、例えば、リアクトルＬ２とコンデンサＣ３とを有するＬＣフィルタであり、単相インバータ１１と電力系統４との間に設けられる。かかる出力フィルタ１２は、単相インバータ１１を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングに起因するスイッチングノイズを除去する。
電源電流検出部１３は、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される直流電流の瞬時値Ｉｉｎ（以下、電源電流Ｉｉｎと記載する場合がある）を検出する。また、電源電圧検出部１４は、太陽電池３から供給される直流電圧の瞬時値Ｖｉｎ（以下、電源電圧Ｖｉｎと記載する場合がある）を検出する。なお、電源電流検出部１３は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する。
出力電流検出部１５は、単相インバータ１１から出力フィルタ１２へ供給される交流電流の瞬時値ｉｇ（以下、出力電流ｉｇと記載する場合がある）を検出する。また、出力電圧検出部１６は、電力変換装置２から電力系統４へ供給される交流電圧の瞬時値ｕｇ（以下、出力電圧ｕｇと記載する場合がある）を検出する。なお、出力電流検出部１５は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する。
母線電圧検出部１７は、昇圧回路１０から単相インバータ１１へ出力される母線電圧Ｖｐｎの瞬時値（以下、母線電圧Ｖｐｎと記載する場合がある）を検出する。
制御部１８は、電源電圧Ｖｉｎ、電源電流Ｉｉｎ、出力電流ｉｇ、出力電圧ｕｇおよび母線電圧Ｖｐｎに基づいて、昇圧回路１０および単相インバータ１１を制御するゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を出力する。ゲート信号Ｓ１〜Ｓ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに入力され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する。
かかる制御部１８は、電流指令生成部２１と、電流制御部２２と、電力変換制御部２３とを備える。電流指令生成部２１は、電源電流Ｉｉｎおよび電源電圧Ｖｉｎに基づき、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される電力を最大化するように電流指令ｉ*を生成する。
電流制御部２２は、電流指令ｉ*と出力電流ｉｇとの偏差に基づいて交流電圧指令Ｕｇ*を生成する。電力変換制御部２３は、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎ以下である場合、交流電圧指令Ｕｇ*に応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、単相インバータ１１のＰＷＭ制御を行う。また、電力変換制御部２３は、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎより大きい場合、交流電圧指令Ｕｇ*に応じたゲート信号Ｓ５、Ｓ６を生成し、昇圧回路１０の昇圧制御を行う。
図２は、昇圧回路１０および単相インバータ１１に対する制御部１８の制御処理と出力電圧ｕｇとの関係を示す図である。制御部１８は、上述のように、出力電圧Ｕｇ*と電源電圧Ｖｉｎとの大小関係に応じて、単相インバータ１１のＰＷＭ制御と昇圧回路１０の昇圧制御とを切り替えることにより、図２に示すように、交流電圧指令Ｕｇ*に応じた出力電圧ｕｇを出力する。
このように制御部１８は、昇圧回路１０および単相インバータ１１の制御を、電流指令ｉ*と出力電流ｉｇとの偏差に応じた電流制御に基づいて行う。そのため、単相インバータ１１による電圧制御と昇圧回路１０による電圧制御との切り替え時における出力電流ｉｇの歪みを抑制することができる。
また、制御部１８は、昇圧回路１０および単相インバータ１１を同一の交流電圧指令Ｕｇ*によって制御する。これにより、単相インバータ１１による電圧制御と昇圧回路１０による電圧制御との切り替え時における出力電流ｉｇの歪みをさらに抑制することができる。
以下、制御部１８の具体的構成の一例について図３〜図８を参照して具体的に説明する。なお、以下においては、電流指令ｉ*や交流電圧指令Ｕｇ*のｄ軸成分およびｑ軸成分のスカラー量を利用して生成する例について説明する。
［１．２．制御部１８］
図３は、制御部１８の構成例を示す図である。図３に示すように、制御部１８は、電流指令生成部２１と、電流制御部２２と、電力変換制御部２３とを備える。
制御部１８は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。かかるマイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行することにより、電流指令生成部２１、電流制御部２２および電力変換制御部２３の制御を実現する。なお、電流指令生成部２１、電流制御部２２および電力変換制御部２３の少なくともいずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアで構成することもできる。
［１．２．１．電流指令生成部２１］
電流指令生成部２１は、電源電流検出部１３から入力される電源電流Ｉｉｎおよび電源電圧検出部１４から入力される電源電圧Ｖｉｎに基づき、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される電力を最大化するように電流指令ｉ*を生成する。
なお、上述した電流指令ｉ*は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*をｑ軸成分、ｄ軸電流指令Ｉｄ*をｄ軸成分としている。ｑ軸電流指令Ｉｑ*は、電力変換装置２から電力系統４への出力電流ｉｇのうち有効成分に対する指令であり、ｄ軸電流指令Ｉｄ*は、電力変換装置２から電力系統４への出力電流ｉｇのうち無効成分に対する指令である。
図４は、電流指令生成部２１の構成例を示す図である。図４に示すように、電流指令生成部２１は、乗算器６１と、ＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御器６２と、減算器６３と、電源電圧制御器６４と、無効成分電流演算器６５とを備える。
乗算器６１は、電源電圧Ｖｉｎと電源電流Ｉｉｎとを乗算することにより、昇圧回路１０へ供給される直流電力Ｐｉｎを得る。ＭＰＰＴ制御器６２は、直流電力Ｐｉｎが最大化するように電源電圧指令Ｖｉｎ*を生成する。ＭＰＰＴ制御器６２は、例えば、直流電力Ｐｉｎの変化がゼロになるように電源電圧指令Ｖｉｎ*を調整することにより、直流電力Ｐｉｎを最大化させる電源電圧指令Ｖｉｎ*を生成する。
例えば、ＭＰＰＴ制御器６２は、直流電力Ｐｉｎが減少した場合は、前回生成した電源電圧指令Ｖｉｎ*（以下、前回値Ｖｉｎ’と記載する）と所定値ΔＶを加算して電源電圧指令Ｖｉｎ*を生成する。また、ＭＰＰＴ制御器６２は、直流電力Ｐｉｎが増加した場合は、前回値Ｖｉｎ’から所定値ΔＶを減算して電源電圧指令Ｖｉｎ*を生成する。
減算器６３は、電源電圧指令Ｖｉｎ*から電源電圧Ｖｉｎを減算して偏差Ｖｉｎｄｉｆｆを算出し、電源電圧制御器６４へ出力する。電源電圧制御器６４は、例えば、比例積分制御（ＰＩ制御）を行って偏差Ｖｉｎｄｉｆｆがゼロになるようにｑ軸電流指令Ｉｑ*を調整する。
無効成分電流演算器６５は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*と力率指令ｃｏｓφ*に基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ*を生成する。無効成分電流演算器６５は、例えば、ｃｏｓφ*からｓｉｎφ*を演算し、Ｉｑ*×（ｓｉｎφ*／ｃｏｓφ*）＝Ｉｄ*とする演算を行う。なお、ｄ軸電流指令Ｉｄ*の生成方法は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*と力率指令ｃｏｓφ*に基づく生成方法に限られない。例えば、無効成分電流演算器６５は、電力系統４に対し電力変換装置２が単独で動作しているかを検出するための信号をｄ軸電流指令Ｉｄ*として出力することもできる。
［１．２．２．電流制御部２２］
電流制御部２２は、電流指令ｉ*と出力電流ｉｇとの偏差に基づいて交流電圧指令Ｕｇ*を生成する。かかる電流制御部２２は、位相検出器３０と、座標変換器３１と、ｄｑ変換器３２と、減算器３３、３４と、ｑ軸電流制御器３５と、ｄ軸電流制御器３６と、電流歪抽出器３７と、補正器３８と、交流電圧指令生成器３９とを備える。
位相検出器３０は、電力変換装置２から電力系統４へ供給される出力電圧ｕｇの位相θ（以下、出力電圧位相θと記載する）を検出する。位相検出器３０は、例えば、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)により構成される。また、出力電圧ｕｇは、電力系統４の電圧に対応する。
座標変換器３１は、単相インバータ１１から出力フィルタ１２へ出力される出力電流ｉｇを、直交座標上で互いに直交する一対の信号に変換する。座標変換器３１は、出力電流ｉｇに基づき、例えば、出力電流ｉｇの位相と同期する第１の信号と、出力電流ｉｇの位相に対して９０度遅れた第２の信号とを生成する。
ｄｑ変換器３２は、出力電圧位相θに基づき、座標変換器３１により生成される第１および第２の信号を回転座標変換によりｄｑ座標系のｄｑ成分へ変換する。これにより、ｄｑ変換器３２は、ｄ軸成分の電流Ｉｄ（以下、ｄ軸電流Ｉｄと記載する）とｑ軸成分の電流Ｉｑ（以下、ｑ軸電流Ｉｑと記載する）とを得る。なお、ｑ軸電流Ｉｑは、出力電流ｉｇの有効電流に対応し、ｄ軸電流Ｉｄは、出力電流ｉｇの無効電流に対応する。
減算器３３は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*からｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差Ｉｑｄｉｆｆを算出し、ｑ軸電流制御器３５へ出力する。ｑ軸電流制御器３５は、例えば、ＰＩ（比例積分）制御を行うことによって、ｑ軸電流偏差Ｉｑｄｉｆｆがゼロになるようにｑ軸電圧指令Ｕｑ*を調整し、補正器３８へ出力する。
減算器３４は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*からｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差Ｉｄｄｉｆｆを算出し、ｄ軸電流制御器３６へ出力する。ｄ軸電流制御器３６は、例えば、ＰＩ制御を行うことによって、ｄ軸電流偏差Ｉｄｄｉｆｆがゼロになるようにｄ軸電圧指令Ｕｄ*を調整し、補正器３８へ出力する。
電流歪抽出器３７は、単相インバータ１１の出力電流ｉｇの歪み成分を抽出する。ここで抽出される出力電流ｉｇの歪み成分は、ｑ軸電流制御器３５およびｄ軸電流制御器３６の遮断周波数以上、かつ、単相インバータ１１のスイッチング周波数以下の周波数帯域に生じているものである。
図２に示すように、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御との切替ポイントは、出力電圧ｕｇの１周期毎に４回発生する。そのため、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御との切替による出力電流ｉｇの歪みは、出力電圧ｕｇの周波数に対して第３〜第７次高調波を含む。そこで、電流歪抽出器３７は、出力電流ｉｇの直流成分および高周波成分を除去することで、出力電流ｉｇの歪みを抽出する。
図５は、電流歪抽出器３７の構成例を示す図である。図５に示すように、電流歪抽出器３７は、微分器７１、７２と、ローパスフィルタ７３、７４とを備える。
微分器７１は、ｑ軸電流Ｉｑの直流成分を除去し、ローパスフィルタ７３は、直流成分が除去されたｑ軸電流Ｉｑの高周波成分を除去する。これにより、電流歪抽出器３７は、出力電流ｉｇのｑ軸高調波成分であるｑ軸電流高調波成分Ｉｑ~を抽出する。
また、微分器７２は、ｄ軸電流Ｉｄの直流成分を除去し、ローパスフィルタ７４は、直流成分が除去されたｄ軸電流Ｉｄの高周波成分を除去する。これにより、電流歪抽出器３７は、出力電流ｉｇのｄ軸高調波成分であるｄ軸電流高調波成分Ｉｄ~を抽出する。
なお、図５に示すように、ローパスフィルタ７３、７４は、積分要素を含むフィルタを用いて構成することにより、位相変化を抑制するようにしている。また、ローパスフィルタ７３、７４の遮断周波数は、ｑ軸電流制御器３５およびｄ軸電流制御器３６の遮断周波数以上、かつ、単相インバータ１１のスイッチング周波数（キャリア周波数）以下に設定される。
図３に戻って、制御部１８についての説明を続ける。補正器３８は、電流歪抽出器３７が抽出したｑ軸電流高調波成分Ｉｑ~およびｄ軸電流高調波成分Ｉｄ~に基づいて、ｑ軸電圧指令Ｕｑ*およびｄ軸電圧指令Ｕｄ*に対して電流歪み補償を行うことにより、ｑ軸電圧指令Ｕｑｃ*およびｄ軸電圧指令Ｕｄｃ*を生成する。
補正器３８は、電流歪補償器４１と、加算器４２、４３とを備える。電流歪補償器４１は、ｑ軸電流高調波成分Ｉｑ~およびｄ軸電流高調波成分Ｉｄ~に基づいて、ｑ軸電圧指令Ｕｑ*およびｄ軸電圧指令Ｕｄ*に対して電流歪み補償を行うためのｑ軸歪補償値ＤＶｑおよびｄ軸歪補償値ＤＶｄを生成する。
図６は、電流歪補償器４１の構成例を示す図である。図６に示すように、電流歪補償器４１は、制御ゲインＫｓを有する増幅器８１、８２を備える。増幅器８１は、ｑ軸電流高調波成分Ｉｑ~に制御ゲインＫｓを乗算することにより、ｑ軸歪補償値ＤＶｑを得る。また、増幅器８２は、ｄ軸電流高調波成分Ｉｄ~に制御ゲインＫｓを乗算することにより、ｄ軸歪補償値ＤＶｄを得る。
図３に戻って、補正器３８についての説明を続ける。加算器４２は、ｑ軸電圧指令Ｕｑ*にｑ軸歪補償値ＤＶｑを加算することにより、歪み補償を含むｑ軸電圧指令Ｕｑｃ*を得る。また、加算器４３は、ｄ軸電圧指令Ｕｄ*にｄ軸歪補償値ＤＶｄを加算することにより、歪み補償を含むｄ軸電圧指令Ｕｄｃ*を得る。なお、電流歪補償器４１の制御ゲインＫｓを調整することにより電流歪みの減衰度合いを調整することができる。
交流電圧指令生成器３９は、ｑ軸電圧指令Ｕｑｃ*、ｄ軸電圧指令Ｕｄｃ*および出力電圧位相θに基づいて、交流電圧指令Ｕｇ*を生成する。例えば、交流電圧指令生成器３９は、以下の式（１）を用いて、交流電圧指令Ｕｇ*の振幅Ｍを演算し、以下の式（２）を用いて、交流電圧指令Ｕｇ*の位相θａを演算する。そして、交流電圧指令生成器３９は、出力電圧位相θに位相θａを加算して位相θｖを演算する。交流電圧指令生成器３９は、例えば、Ｍ×ｓｉｎθｖを演算することにより交流電圧指令Ｕｇ*（＝Ｍ×ｓｉｎθｖ）を生成する。
Figure 0006295782
［１．２．３．電力変換制御部２３］
電力変換制御部２３は、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎ以下である場合、交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて単相インバータ１１のＰＷＭ制御を行い、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎ以下でない場合、交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて昇圧回路１０の昇圧制御を行う。かかる電力変換制御部２３は、指令切替器５２と、単相インバータ制御器５３と、昇圧制御器５４とを備える。
指令切替器５２は、切替判定器５５と、切替器５６とを備える。切替判定器５５は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下であるか否かを判定する。切替判定器５５は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下であると判定すると、交流電圧指令Ｕｇ*を単相インバータ制御器５３へ出力するように切替器５６へ要求する。一方、切替判定器５５は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎより大きいと判定すると、交流電圧指令Ｕｇ*を昇圧制御器５４へ出力するように切替器５６へ要求する。
切替器５６は、切替判定器５５からの要求に応じた出力先へ、交流電圧指令Ｕｇ*を出力する。なお、切替判定器５５は、図３に示す構成に限定されず、他の構成であってもよい。例えば、切替判定器５５において切替器５６を設けず、交流電圧指令Ｕｇ*を単相インバータ制御器５３および昇圧制御器５４へ入力し、切替判定器５５からの制御により単相インバータ制御器５３および昇圧制御器５４のいずれかを動作させる構成でもよい。
この場合、切替判定器５５は、例えば、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下であると判定すると、単相インバータ制御器５３に対して交流電圧指令Ｕｇ*に応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４の出力を要求する。また、切替判定器５５は、例えば、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎより大きいと判定すると、昇圧制御器５４に対して交流電圧指令Ｕｇ*に応じたゲート信号Ｓ５、Ｓ６の出力を要求する。
単相インバータ制御器５３は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下である場合、交流電圧指令Ｕｇ*に応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。具体的には、単相インバータ制御器５３は、基準電圧Ｖｒｅｆ、母線電圧Ｖｐｎおよび交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて変調率α１を求める。例えば、単相インバータ制御器５３は、下記式（３）の演算により変調率α１を求める。なお、基準電圧Ｖｒｅｆは、単相インバータ制御器５３に予め設定されるパラメータである。
Figure 0006295782
単相インバータ制御器５３は、変調率α１とキャリア信号とを比較してＰＷＭ信号を生成する。単相インバータ制御器５３は、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が正の場合は、生成したＰＷＭ信号をゲート信号Ｓ１、Ｓ４として出力し、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が負の場合は、生成したＰＷＭ信号をゲート信号Ｓ２、Ｓ３として出力する。
また、単相インバータ制御器５３は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも大きい場合、交流電圧指令Ｕｇ*の極性に応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。例えば、単相インバータ制御器５３は、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が正の場合は、ゲート信号Ｓ１、Ｓ４をＨｉｇｈレベルにし、ゲート信号Ｓ２、Ｓ３をＬｏｗレベルにする。これにより、単相インバータ１１から正の電圧が出力される。また、単相インバータ制御器５３は、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が負の場合は、ゲート信号Ｓ２、Ｓ３をＨｉｇｈレベルにし、ゲート信号Ｓ１、Ｓ４をＬｏｗレベルにする。これにより、単相インバータ１１から負の電圧が出力される。
昇圧制御器５４は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下である場合は、Ｌｏｗレベルのゲート信号Ｓ５とＨｉｇｈレベルのゲート信号Ｓ６を出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンになり、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ６を介して電源電圧Ｖｉｎが単相インバータ１１へ出力される。
また、昇圧制御器５４は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも大きい場合は、交流電圧指令Ｕｇ*に応じたゲート信号Ｓ５、Ｓ６を出力する。例えば、昇圧制御器５４は、下記式（４）の演算により変調率α２を求め、かかる変調率α２とキャリア信号とを比較してＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベルが反転する一対のＰＷＭ信号を生成する。昇圧制御器５４は、生成した一対のＰＷＭ信号を一対のゲート信号Ｓ５、Ｓ６として出力する。
Figure 0006295782
図７は、電力変換制御部２３から出力されるゲート信号Ｓ１〜Ｓ６と出力電圧ｕｇと母線電圧Ｖｐｎの関係例を示す図である。図７に示すように、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下である場合は、昇圧回路１０は昇圧動作せず、単相インバータ１１は、出力する電圧の極性を制御するとともに、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチングさせ、その際の交流電圧指令Ｕｇ*に応じた電圧を出力する。これにより、電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が小さい部分の出力電圧ｕｇの波形が生成される。
また、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも大きい場合は、昇圧回路１０はＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をスイッチングさせ、その際の交流電圧指令Ｕｇ*に応じて母線電圧Ｖｐｎを昇圧し、単相インバータ１１は、出力する電圧の極性に対応したスイッチング素子のみをオンにして電圧を出力する。これにより、電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が大きい部分の出力電圧ｕｇの波形が生成される。
［１．３．制御部１８による処理フロー］
図８は、制御部１８による制御処理の一例を示すフローチャートであり、かかる制御処理は、例えば、所定周期で繰り返し実行される。図８に示すように、制御部１８は、電源電流Ｉｉｎおよび電源電圧Ｖｉｎに基づき、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される電力を最大化するように電流指令ｉ*を生成する（ステップＳ１０）。
次に、制御部１８は、交流電圧指令Ｕｇ*を電流指令ｉ*と出力電流ｉｇとの偏差に応じて生成する（ステップＳ１１）。かかる処理において、制御部１８は、例えば、出力電流ｉｇの歪みを補償するように、交流電圧指令Ｕｇ*を生成することができる。出力電流ｉｇの歪み補償は、例えば、出力電流ｉｇの歪み成分を抽出し、抽出した歪み成分に応じた補償値に基づき、交流電圧指令Ｕｇ*を補償することによって行われる。
次に、制御部１８は、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎ以下であるか否かを判定する（ステップＳ１２）。制御部１８は、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎ以下であると判定した場合（ステップＳ１２；Ｙｅｓ）、ステップＳ１３へ移行し、一方、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎ以下でないと判定した場合（ステップＳ１２；Ｎｏ）、ステップＳ１４へ移行する。
ステップＳ１３に移行すると、制御部１８は、交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて単相インバータ１１のＰＷＭ制御を行う。ステップＳ１３において、制御部１８は、昇圧回路１０の昇圧制御を行わず、スイッチング素子Ｑ５をオフおよびスイッチング素子Ｑ６をオンに制御する。これにより、電源電圧ＶｉｎがリアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ６を介して単相インバータ１１へ供給され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフにより交流電圧指令Ｕｇ*に応じた交流波形の電圧が出力される。
一方、ステップＳ１４に移行すると、制御部１８は、交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて昇圧回路１０の昇圧制御を行う。かかるステップＳ１４において、制御部１８は、単相インバータ１１のＰＷＭ制御を行わず、交流電圧指令Ｕｇ*の極性に対応するスイッチング素子がオンになるように単相インバータ１１を制御する。これにより、電源電圧Ｖｉｎが交流電圧指令Ｕｇ*に応じた交流波形に昇圧されて昇圧回路１０から単相インバータ１１へ供給され、かかる交流波形の電圧が交流電圧指令Ｕｇ*に応じた極性で単相インバータ１１から出力される。
以上のように、第１の実施形態に係る発電システム１は、電力変換装置２と、電力変換装置２へ直流電力を供給する太陽電池３（直流電源および発電装置の一例）とを備える。電力変換装置２の制御部１８は、電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が小さい部分の出力電圧ｕｇの波形を単相インバータ１１により生成し、電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が大きい部分の出力電圧ｕｇの波形を昇圧回路１０で生成する。これにより、例えば、受動部品であるリアクトルＬ１やコンデンサＣ２を小さくでき、発電システム１および電力変換装置２の小型化が可能となる。
さらに、制御部１８は、電流指令ｉ*（Ｉｑ*、Ｉｄ*）と出力電流ｉｇ（Ｉｑ、Ｉｄ）との偏差に応じた電流制御に基づいて生成された交流電圧指令Ｕｇ*を用いて、昇圧回路１０および単相インバータ１１を制御する。これにより、単相インバータ１１による電圧制御と昇圧回路１０による電圧制御との切り替え時における出力電流ｉｇの歪みを抑制することができる。
また、制御部１８は、電源電圧Ｖｉｎと電源電流Ｉｉｎに基づき、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される電力が最大化するように電源電圧指令Ｖｉｎ*を生成する。そして、制御部１８は、電源電圧指令Ｖｉｎ*と電源電圧Ｖｉｎとの偏差に基づき、電流指令ｉ*（Ｉｑ*、Ｉｄ*）を生成する。これにより、太陽電池３から直流電力を効率的に出力させるように電流指令ｉ*（Ｉｑ*、Ｉｄ*）を生成することができる。
また、制御部１８は、指令切替器５２（切替器の一例）と、単相インバータ制御器５３と、昇圧制御器５４と、を備える。指令切替器５２は、交流電圧指令Ｕｇ*と電源電圧Ｖｉｎとに基づき、昇圧制御器５４による昇圧回路１０の昇圧制御と、単相インバータ制御器５３による単相インバータ１１のＰＷＭ制御とを切り替える。すなわち、制御部１８は、昇圧回路１０および単相インバータ１１を同一の交流電圧指令Ｕｇ*によって制御する。これにより、単相インバータ１１による電圧制御と昇圧回路１０による電圧制御との切り替え時における出力電流ｉｇの歪みをさらに抑制することができる。
また、制御部１８は、単相インバータ１１から出力される電流の歪み成分Ｉｑ~、Ｉｄ~を抽出する電流歪抽出器３７と、電流歪抽出器３７により抽出された歪み成分Ｉｑ~、Ｉｄ~に基づき、電圧指令Ｕｑ*、Ｕｄ*を補正する補正器３８とを備える。制御部１８は、補正器３８によって補正された電圧指令Ｕｑｃ*、Ｕｄｃ*に基づき、昇圧回路１０および単相インバータ１１を制御する。これにより、ｑ軸およびｄ軸電流制御器３５、３６の遮断周波数以上、かつ、単相インバータ１１のスイッチング周波数以下の周波数帯域の出力電流ｉｇの歪み成分を低減できることから、電力変換装置２の出力電流ｉｇの歪みをさらに低減することができる。
また、制御部１８は、出力電圧位相θによる回転座標変換により、一対の信号をｄｑ座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分に変換し、電流指令ｉ*として、ｄ軸電流指令Ｉｄ*とｑ軸電流指令Ｉｑ*とを生成する。そして、制御部１８は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流Ｉｄとの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｕｄ*と、ｑ軸電流指令Ｉｑとｑ軸電流Ｉｑとの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｕｑ*とを生成する。これにより、電流指令ｉ*や交流電圧指令Ｕｇ*のｄ軸成分およびｑ軸成分をスカラー量として取り扱うことができるため電流指令や電圧指令の生成処理を容易に行うことができる。
また、制御部１８は、昇圧回路１０を制御して電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が大きい部分の出力電圧ｕｇの波形を生成する期間に、スイッチング素子Ｑ５（第１のスイッチング素子の一例）およびスイッチング素子Ｑ６（第２のスイッチング素子の一例）を交互にオンにする。これにより、電力変換装置２では、電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が大きい期間に低負荷状態や無負荷状態になっても、コンデンサＣ２の電荷をスイッチング素子Ｑ６およびリアクトルＬ１を介して直流電源側へ逃がすことができる。そのため、出力電圧ｕｇの波形の生成精度が低下することを抑制できる。
また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および／またはスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６は、窒化ガリウム(ＧａＮ)または炭化珪素(ＳｉＣ)を含むワイドバンドギャップ半導体である。これにより、電力変換装置２の出力に接続される系統インピーダンスや負荷の変化に対して能動的に補償することができる。
［２．第２の実施形態］
次に、第２の実施形態に係る発電システムの電力変換装置について説明する。第２の実施形態に係る電力変換装置は、出力電流ｉｇの歪みに加え、出力電圧ｕｇの歪みを補償する点で、第１の実施形態に係る電力変換装置２と異なる。なお、第２の実施形態においては、電力変換装置の制御部の構成以外は、第１の実施形態に係る発電システム１と同様の構成であるため図示および説明を省略するものとする。また、第１の実施形態の電力変換装置２と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。
図９は、第２の実施形態に係る電力変換装置２Ａの制御部１８Ａの構成を示す図である。図９に示すように、電力変換装置２Ａの制御部１８Ａは、電流指令生成部２１と、電流制御部２２Ａと、電力変換制御部２３とを備える。
電流制御部２２Ａは、補正器３８に代えて、補正器３８Ａを備える点で、第１の実施形態に係る電流制御部２２と異なる。かかる補正器３８Ａは、電圧・電流歪補償器４１Ａと、加算器４２、４３とを備える。
電圧・電流歪補償器４１Ａは、ｑ軸電流高調波成分Ｉｑ~、ｄ軸電流高調波成分Ｉｄ~、交流電圧指令Ｕｇ*および出力電圧ｕｇに基づいて、ｑ軸歪補償値ＤＶｑおよびｄ軸歪補償値ＤＶｄを生成する。ｑ軸歪補償値ＤＶｑおよびｄ軸歪補償値ＤＶｄは、ｑ軸電圧指令Ｕｑ*およびｄ軸電圧指令Ｕｄ*に対して電圧・電流の歪みを補償するための補償値である。
図１０は、電圧・電流歪補償器４１Ａの構成例を示す図である。図１０に示すように、電圧・電流歪補償器４１Ａは、増幅器８１、８２と、振幅抽出器８３と、減算器８４と、加算器８５とを備える。振幅抽出器８３は、出力電圧ｕｇに基づき、出力電圧ｕｇの振幅を演算する。減算器８４は、交流電圧指令Ｕｇ*の振幅Ｍから出力電圧ｕｇの振幅を減算する。加算器８５は、交流電圧指令Ｕｇ*の振幅Ｍと出力電圧ｕｇの振幅との差分値を増幅器８１の出力に加算してｑ軸歪補償値ＤＶｑを生成する。
このように、第２の実施形態に係る電力変換装置２Ａは、交流電圧指令Ｕｇ*の振幅Ｍと出力電圧ｕｇの振幅との差に応じてｑ軸歪補償値ＤＶｑを調整することから、出力電流ｉｇの歪みに加え、出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる。
［３．第３の実施形態］
次に、第３の実施形態に係る発電システムの電力変換装置について説明する。第３の実施形態に係る電力変換装置は、昇圧制御部において変調率を調整する点で、第１および第２の実施形態に係る電力変換装置２、２Ａと異なる。なお、第３の実施形態においては、電力変換装置の昇圧制御部の構成以外は、上記実施形態に係る発電システムと同様の構成であるため図示および説明を省略し、上記実施形態の電力変換装置と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。
図１１は、第３の実施形態に係る電力変換装置２Ｂの制御部１８Ｂの構成例を示す図である。図１１に示すように、制御部１８Ｂは、電流指令生成部２１と、電流制御部２２と、電力変換制御部２３Ｂとを備える。電力変換制御部２３Ｂは、指令切替器５２と、単相インバータ制御器５３と、昇圧制御器５４Ｂとを備える。
交流電圧指令Ｕｇ*と母線電圧ｕｇとから演算された変調率α２に基づいて昇圧回路１０を制御した場合、出力電流ｉｇが大きくなるほど出力電圧ｕｇが小さくなる場合がある。そのため、第１および第２の実施形態に係る電力変換装置２、２Ａは、出力電流ｉｇの大きさによっては、変調率α２による出力電圧ｕｇを高精度に生成することができないおそれがある。
そこで、第３の実施形態に係る昇圧制御器５４Ｂは、出力電流ｉｇに基づいた調整ゲインβにより変調率α２を調整することで、出力電圧ｕｇを高精度に生成するようにしている。昇圧制御器５４Ｂは、調整ゲイン決定器８６と、変調率決定器８７と、乗算器８８と、ゲート信号生成器８９とを備える。
調整ゲイン決定器８６は、例えば、出力電流ｉｇに基づいて調整ゲインβを演算する。例えば、調整ゲイン決定器８６は、出力電流ｉｇと調整ゲインβとの関係を有するテーブルまたは演算式を記憶しており、かかるテーブルまたは演算式に基づいて調整ゲインβを求める。図１２は、調整ゲインβと出力電流ｉｇとの関係の一例を示す図である。図１２に示す例では、出力電流ｉｇがＩ１［Ａ］を超えた場合に、出力電流ｉｇが大きくなるほど調整ゲインβが大きくなる。
変調率決定器８７は、例えば、上記式（４）の演算により変調率α２を求める。乗算器８８は、変調率α２に調整ゲインβを乗算することによって変調率α２’を求める。ゲート信号生成器８９は、変調率α２’とキャリア信号とを比較してＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベルが反転する一対のＰＷＭ信号を生成する。ゲート信号生成器８９は、生成した一対のＰＷＭ信号を一対のゲート信号Ｓ５、Ｓ６として出力する。これにより、出力電流ｉｇの大きさに応じて出力電圧ｕｇが小さくなることを抑制することができ、出力電圧ｕｇを高精度に生成することができる。
なお、調整ゲイン決定器８６は、出力電流ｉｇおよび出力電圧ｕｇに基づいて、調整ゲインβを演算することもできる。この場合、調整ゲイン決定器８６は、例えば、出力電流ｉｇと出力電圧ｕｇとから出力電力ｐｇを判定し、出力電力ｐｇに対応する調整ゲインβを判定する。調整ゲイン決定器８６は、例えば、出力電力ｐｇと調整ゲインβとの関係を有するテーブルまたは演算式を記憶しており、かかるテーブルまたは演算式に基づいて調整ゲインβを求めることができる。
このように、第３の実施形態に係る昇圧制御器５４Ｂは、調整ゲインβにより変調率α２を調整しており、これにより、出力電圧ｕｇを高精度に生成することができる。なお、調整ゲイン決定器８６は、予め設定された調整ゲインβ（＞１）を出力することもできる。
［４．第４の実施形態］
次に、第４の実施形態に係る発電システムの電力変換装置について説明する。第４の実施形態に係る電力変換装置は、電流制御部において電流制御ゲインを調整する点で、第１および第２の実施形態に係る電力変換装置、２Ａと異なる。なお、第４の実施形態においては、電力変換装置のｑ軸電流制御器およびｄ軸電流制御器の構成以外は、上記実施形態に係る発電システムと同様の構成であるため図示および説明を省略する。
図１３は、第４の実施形態に係る電力変換装置２Ｃのｑ軸電流制御器３５Ｃおよびｄ軸電流制御器３６Ｃの構成例を示す図である。図１３に示すように、ｑ軸電流制御器３５Ｃは、増幅器９１、９２と、積分器９３と、加算器９４とを備える。
増幅器９１は、比例ゲインＫｐ（電流制御ゲインの一例）を有し、ｑ軸電流偏差ＩｑｄｉｆｆをＫｐ倍して出力する。増幅器９１は、交流電圧指令Ｕｇ*が入力電圧Ｖｉよりも大きい場合、比例ゲインＫｐを出力電流ｉｇの大きさに応じて調整する。例えば、増幅器９１は、出力電流ｉｇが大きくなるほど比例ゲインＫｐを大きくする。なお、比例ゲインＫｐは、交流電圧指令Ｕｇ*が入力電圧Ｖｉ以下の場合、予め設定された値であり、例えば、交流電圧指令Ｕｇ*が入力電圧Ｖｉよりも大きい場合の比例ゲインＫｐ以下の値である。
増幅器９２は、積分ゲインＫｉを有し、ｑ軸電流偏差ＩｑｄｉｆｆをＫｉ倍して出力する。積分器９３は、Ｋｉ倍されたｑ軸偏差信号Ｉｑｄｉｆｆを積分する。加算器９４は、増幅器９１の出力および積分器９３の積分結果を加算し、かかる加算結果をｑ軸電圧指令Ｕｑ*として出力する。
ｄ軸電流制御器３６Ｃは、増幅器９５、９６と、積分器９７と、加算器９８とを備える。かかるｄ軸電流制御器３６Ｃは、ｑ軸電流制御器３５Ｃと同様の構成であり、比例ゲインＫｐが出力電流ｉｇの大きさに応じて調整される。
このように、第４の実施形態のｑ軸電流制御器３５Ｃおよびｄ軸電流制御器３６Ｃは、交流電圧指令Ｕｇ*が入力電圧Ｖｉよりも大きい場合に、比例ゲインＫｐを調整しており、これにより、出力電圧ｕｇを高精度に出力することができる。なお、調整ゲイン決定器８６は、交流電圧指令Ｕｇ*が入力電圧Ｖｉよりも大きい場合に、予め設定された比例ゲインＫｐにすることもでき、この場合の比例ゲインＫｐは、交流電圧指令Ｕｇ*が入力電圧Ｖｉ以下の場合の比例ゲインＫｐよりも大きい。
［５．その他］
上述した実施形態では、電流指令や電圧指令の生成をｄ軸成分およびｑ軸成分のスカラー量を用いて生成する例を示したが、電流指令や電圧指令をベクトル量のみを用いて生成するようにしてもよい。
また、上述の実施形態では、交流電圧指令Ｕｇ*が電源電圧Ｖｉｎ以上であるか否かにより、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御とを切り替える例を説明したが、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御との切替条件は、かかる例に限定されない。
例えば、リアクトルＬ１の抵抗成分およびスイッチング素子Ｑ６のオン抵抗を考慮し、交流電圧指令Ｕｇ*が所定電圧Ｖｒｅｆ０（＜Ｖｉｎ）以下であるか否かにより、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御とを切り替えてもよい。また、Ｖｒｅｆ１（＜Ｖｉｎ）＜Ｕｇ*＜Ｖｒｅｆ２（＞Ｖｉｎ）である期間では、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御とを同時に行うようにしてもよい。
また、上述の実施形態では、単相インバータ１１のＰＷＭ制御の場合に、交流電圧指令Ｕｇ*の極性に応じたＰＷＭ信号としたが、単相インバータ制御器５３のＰＷＭ制御は上述した例に限定されない。例えば、単相インバータ制御器５３は、互いにＨｉｇｈおよびＬｏｗが反転する一対のＰＷＭ信号を生成し、一対のＰＷＭ信号の一方をゲート信号Ｓ１、Ｓ４とし、他方をゲート信号Ｓ２、Ｓ３とすることもできる。
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
１ 発電システム
２、２Ａ、２Ｂ、２Ｃ 電力変換装置
３ 太陽電池（直流電源、発電装置）
４ 電力系統
１０ 昇圧回路
１１ 単相インバータ
１２ 出力フィルタ
１３ 電源電流検出部
１４ 電源電圧検出部
１５ 出力電流検出部
１６ 出力電圧検出部
１７ 母線電圧検出部
１８、１８Ａ、１８Ｂ 制御部
２１ 電流指令生成部
２２、２２Ａ 電流制御部
２３、２３Ｂ 電力変換制御部
３０ 位相検出器
３１ 座標変換器
３２ ｄｑ変換器
３３ ｑ軸電流偏差演算器
３４ ｄ軸電流偏差演算器
３５、３５Ｃ ｑ軸電流制御器
３６、３６Ｃ ｄ軸電流制御器
３７ 電流歪抽出器
３８、３８Ａ 補正器
３９ 交流電圧指令生成器
４０ 電圧指令生成器
４１ 電流歪補償器
４１Ａ 電圧・電流歪補償器
４２、４３ 加算器
５２ 指令切替器
５３ 単相インバータ制御器
５４、５４Ｂ 昇圧制御器
５５ 切替判定器
５６ 切替器
６１ 乗算器
６２ ＭＰＰＴ制御器
６３ 減算器
６４ 電源電圧制御器
６５ 無効成分電流演算器
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｓ１〜Ｓ６ ゲート信号

Claims (10)

  1. 直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路と、
    前記昇圧回路から出力される電圧を交流電圧に変換する単相インバータと、
    前記単相インバータから出力される電流と電流指令との偏差に応じて電圧指令を生成する電流制御部と、
    前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が小さい部分を前記単相インバータに生成させ、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を前記昇圧回路に生成させることにより、前記単相インバータから前記電圧指令に応じた交流電圧を出力させる電力変換制御部と、を備え、
    前記電流制御部は、
    前記単相インバータから出力される電流の歪み成分を抽出する電流歪抽出器と、
    前記電流歪抽出器により抽出された前記電流の歪み成分と、前記電圧指令と、前記単相インバータから出力される電圧とに基づき、前記単相インバータから出力される電流および電圧の歪みを補償するように前記電圧指令を補正する補正器と、を備え、
    前記電力変換制御部は、
    前記補正器によって補正された前記電圧指令に基づき、前記昇圧回路および前記単相インバータを制御し、
    前記電圧指令と前記直流電源の電圧とに基づき決定される変調率を調整ゲインによって調整し、調整後の変調率に基づき、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を前記昇圧回路に生成させる
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記直流電源の電圧と電流に基づき、前記直流電源から前記昇圧回路へ供給される電力を最大化するように電源電圧指令を生成するＭＰＰＴ制御器と、
    前記電源電圧指令と前記直流電源の電圧との偏差に基づき、前記電流指令を生成する電源電圧制御器と、を備える
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記電力変換制御部は、
    前記電圧指令に基づいて前記昇圧回路の昇圧制御を行う昇圧制御器と、
    前記電圧指令に基づいて前記単相インバータのＰＷＭ制御を行う単相インバータ制御器と、
    前記電圧指令と前記直流電源の電圧とに基づき、前記昇圧制御器による前記昇圧回路の昇圧制御と、前記単相インバータ制御器による前記単相インバータのＰＷＭ制御とを切り替える切替器と、を備える
    ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 前記電流制御部は、
    前記単相インバータから出力される電流を、直交座標上で互いに直交する一対の信号に変換する座標変換器と、
    前記単相インバータに接続される交流電源の電圧位相を検出する位相検出器と、
    前記位相検出器で検出された前記電圧位相による回転座標変換により、前記一対の信号をｄｑ座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分に変換するｄｑ変換器と、を備え、
    前記電流指令は、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とを含み、
    前記電流制御部は、
    前記ｄ軸電流指令と前記ｄ軸成分との偏差に応じたｄ軸電圧指令と、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸成分との偏差に応じたｑ軸電圧指令とを生成する
    ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  5. 前記昇圧回路は、
    前記直流電源が一端に接続されるリアクトルと、
    前記直流電源に前記リアクトルを介して並列に接続される第１のスイッチング素子と、
    前記リアクトルの他端と前記単相インバータとの間に接続されるダイオードと、
    前記ダイオードに逆並列に接続される第２のスイッチング素子と、を備え、
    前記電力変換制御部は、
    前記昇圧回路を制御して前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を前記昇圧回路に生成させる期間に、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を交互にオンにする
    ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  6. 前記昇圧回路のスイッチング素子および／または前記単相インバータのスイッチング素子は、
    窒化ガリウム(ＧａＮ)または炭化珪素(ＳｉＣ)を含むワイドバンドギャップ半導体である
    ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記電流制御部は、
    前記直流電源の電圧よりも絶対値が大きい前記電圧指令を生成する場合の電流制御ゲインを、前記直流電源の電圧よりも絶対値が小さい前記電圧指令を生成する場合の電流制御ゲインよりも大きくする
    ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  8. 請求項１〜７のいずれか１つに記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置へ直流電力を供給する発電装置と、を備える
    ことを特徴とする発電システム。
  9. 直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路から出力される電圧を交流電圧に変換する単相インバータから出力される電流と電流指令との偏差に応じて電圧指令を生成する電流制御部と、
    直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を、前記昇圧回路に生成させ、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が小さい部分を、前記単相インバータに生成させることにより、前記単相インバータから前記電圧指令に応じた交流電圧を出力させる電力変換制御部と、を備え、
    前記電流制御部は、
    前記単相インバータから出力される電流の歪み成分を抽出する電流歪抽出器と、
    前記電流歪抽出器により抽出された前記電流の歪み成分と、前記電圧指令と、前記単相インバータから出力される電圧とに基づき、前記単相インバータから出力される電流および電圧の歪みを補償するように前記電圧指令を補正する補正器と、を備え、
    前記電力変換制御部は、
    前記補正器によって補正された前記電圧指令に基づき、前記昇圧回路および前記単相インバータを制御し、
    前記電圧指令と前記直流電源の電圧とに基づき決定される変調率を調整ゲインによって調整し、調整後の変調率に基づき、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を前記昇圧回路に生成させる
    ことを特徴とする制御装置。
  10. 直流電源に接続された昇圧回路から出力される電圧を交流電圧に変換する単相インバータから出力される電流と電流指令との偏差に応じた電圧指令を生成する工程と、
    前記昇圧回路により前記直流電源の電圧を前記電圧指令に応じた電圧に昇圧し、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を生成する工程と、
    前記単相インバータにより前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が小さい部分を生成する工程と、を含み、
    前記電圧指令を生成する工程は、
    前記単相インバータから出力される電流の歪み成分を抽出する工程と、
    前記電流の歪み成分を抽出する工程により抽出された前記電流の歪み成分と、前記電圧指令と、前記単相インバータから出力される電圧とに基づき、前記単相インバータから出力される電流および電圧の歪みを補償するように前記電圧指令を補正する工程と、を含み、
    前記補正する工程によって補正された前記電圧指令に基づき、前記昇圧回路および前記単相インバータを制御し、
    前記電圧指令と前記直流電源の電圧とに基づき決定される変調率を調整ゲインによって調整し、調整後の変調率に基づき、前記直流電源の電圧よりも前記電圧指令の絶対値が大きい部分を前記昇圧回路に生成させる
    ことを特徴とする電力変換方法。
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